СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ОТРАЖАЕМОСТИ Российский патент 1995 года по МПК G01S13/95 

Изобретение относится к радиолокации, а именно к способам дистанционного определения характеристик природных объектов и может быть использовано при проведении радиометеорологических измерений.

Цель изобретения состоит в повышении точности измерений радиолокационной отражаемости.

На чертеже представлена структурная электрическая схема устройства, с помощью которого может быть реализован способ повышения точности измерений радиолокационной отражаемости.

Устройство содержит генератор реперного сигнала 1, синхронизатор 2, первую 3, вторую 4 и третью 5 линии задержки, вентиль 6, первый 7, второй 8 и третий 9 направленные ответвители, блок сравнения 10, управляемый аттенюатор 11, антенный переключатель 12, смеситель 13, гетеродин 14, усилитель промежуточной частоты 15, линейный детектор 16, первый 17 и второй 18 ключи, первый 19, второй 20, третий 21, четвертый 22, пятый 23 и шестой 24 интеграторы, импульсный генератор 25, антенну 26, блок стробирования 27, квадратичный детектор 28, первый 29, второй 30, третий 31 и четвертый 32 вычитатели, квадратор 33, первый 34 и второй 35 умножители, первый 36, второй 37 и третий 38 сумматоры, антилогарифматор 39 и счетчик 40.

Устройство работает следующим образом.

Генератор реперного сигнала 1 под воздействием синхроимпульса, поступающего с выхода синхронизатора 2 через первую линию задержки 3, вырабатывает реперный (калибровочный) импульс, который через вентиль 6 и первый направленный ответвитель 7 попадает на блок сравнения 10, а также через управляемый аттенюатор 11, второй направленный ответвитель 8 и третий направленный ответвитель 9 поступает в антенный переключатель 12. Затем, пройдя ряд последовательных преобразований в смесителе 13, на гетеродинный вход которого подается сигнал с гетеродина 14, усилителе промежуточной частоты 15 и линейном детекторе 16 реперный сигнал попадает на вход первого ключа 17. Под воздействием синхроимпульса ключ 17 пропускает реперный сигнал на вход первого интегратора 19.

Задержанный второй линией задержки 4 синхроимпульс поступает на импульсный генератор 25, который вырабатывает мощный зондирующий импульс. Зондирующий импульс, пройдя антенный переключатель 12 и третий направленный ответвитель 9, излучается антенной 26.

Отраженные от метеообразований эхо-импульсы принимаются антенной 26, через третий направленный ответвитель 9 поступают в антенный переключатель 12 и, пройдя ряд последовательных преобразований в смесителе 13, усилителе промежуточной частоты 15 и линейном детекторе 16, поступают на второй ключ 18. Блок стробирования 27 формирует из синхроимпульса строб-импульс, который подается на вход управления ключа 18. Благодаря блоку стробирования 27 через ключ 18 обеспечивается прохождение сигналов от целей с требуемого интервала дальности, т.е. осуществляется стробирование по дальности.

С выхода ключа 18 сигнал поступает на второй интегратор 20 и квадратичный детектор 28. После детектирования квадратичным детектором 28 и усреднения третьим интегратором 21 сигнал поступает на первый вход первого вычитателя 29. С выхода интегратора 20 сигнал после преобразования квадратором 33 поступает на второй вход вычитателя 29.

Пусть f(x) - передаточная характеристика тракта приемника. Тогда сигнал на входе второго интегратора 20 можно представить в виде
U_л = f(x +ζ ), где х - полезный сигнал, несущий информацию о радиолокационной отражаемости, - флуктуационное возмущение, вызванное внутренними шумами приемника.

После усреднения интегратором получаем статистику
= , которая используется для оценки эхо-сигнала (радиолокационной отражаемости).

Разложение функции f в степенной ряд в точке А, соответствующей истинному значению амплитуды полезного сигнала, дает f(x + ζ) = f(A) + f'(A)*(A-x-ζ ) + 1/2*f"(A)*(A-x-ζ )² + ... (1) где f'(x) = df/dx, f"(x) = d²f/dx².

Усредняя (1) в предположении, что шум и сигнал статистически независимы, и ограничиваясь тремя членами разложения, для сигнала на выходе интегратора 20 получаем
= f(A)+1/2*f″(A)*(σ2x

Аналогично на выходе третьего интегратора 21 имеем
= f²(A)+f′²(A)*(σ2x

Стабилизация шума усилителя промежуточной частоты 15 позволяет считать мощность внутренних шумов приемника постоянной (σ_ζ² - const).

Образуемая первым вычитателем 29 разность Z = - имеет вид
Z = f'² (A) * (σ_x²+σ_ζ²). (3)
Выделенная вычитателем 29 сумма дисперсий подается на умножитель 34, осуществляющий умножение на постоянный поправочный коэффициент К. Его величина определяется из следующих соотношений. Из (2) и (3) вытекает
U_л = f(A) + 1/2*f"(A)/f²(A)*Z.

Отсюда следует, что
K = 1/2*f"(A)/f'²(A). (4)
т.о. коэффициент К имеет для характеристики усилителя промежуточной частоты вполне определенную величину и может быть установлен при метрологической поверке МРЛ.

На первый вход сумматора 36 поступает сигнал с выхода второго интегратора 20. На второй вход сумматора 36 подается сигнал с выхода умножителя 34. Сумматор 36 осуществляет компенсацию погрешности, обусловленной влиянием σ_x² и σ_ζ².

Полученное на выходе сумматора 36 реальное значение эхо-сигнала подается на второй вход второго вычитателя 30, на первый вход которого поступает сигнал с выхода первого интегратора 19, соответ- ствующий уровню реперного сигнала. Вычитатель 30 дает отсчет уровня эхо-сигнала от уровня реперного сигнала.

Уровень реперного сигнала, поступающего в антенный переключатель 12 через направленный ответвитель 9, определяется величиной затухания, вносимого управляемым аттенюатором 11, что позволяет формировать реперный сигнал соответст- вующим по уровню эхо-сигналу. Принятый и преобразованный приемной частью радиолокатора эхо-сигнал с выхода ключа 18 подается не только на интегратор 20 и квадратичный детектор 28, но и на антилогарифматор 39. Антилогарифмирование (f^-1) позволяет провести обратное преобразование полученного сигнала, в результате чего при формировании реперного сигнала удается избежать ошибки, связанной с фактически двойным логарифмированием репера.

С выхода антилогарифматора 39 управляющий сигнал подается на третий вычитатель 31, на второй вход которого поступает сигнал с выхода блока сравнения 10. Блок сравнения 10 осуществляет сравнение мощности зондирующего импульса и величины реперного сигнала, поддерживая постоянным соотношение Р_пер/Р_к = Δ , где Р_пер - импульсная мощность электромагнитных колебаний, генерируемых передатчиком, Р_к - импульсная мощность реперного сигнала калибратора. Сигнал, соответствующий Р_пер, подается на вход блока сравнения 10 в момент излучения зондирующего импульса через третий 9 и второй 8 направленный ответвитель. Сигнал ошибки с выхода блока сравнения 10 подается на вход генератора реперного сигнала 1 для коррекции величины Р_к.

Поддержание постоянства величины Δ необходимо для того, чтобы при сравнении принятого эхо-сигнала и репера учесть возможное изменение величины Р_пер. В силу этого можно принять сигнал ошибки с выхода блока сравнения 10 соответствующим Δ. Сигнал управления, поступающий на управляемый аттенюатор 11, формируется вычитателем 31 путем вычитания величины принятого эхо-сигнала (после обратного преобразования антилогрифматором 39) из Δ.

Усреднение измеряемого и реперного сигналов осуществляется по их выборкам, длину которых легко определить на основе известных методов расчета. Каждый период зондирования принятый эхо-сигнал поступает с выхода ключа 18 на интегратор 20, а через квадратичный детектор 28 - на интегратор 21, где и усредняется. Реперный сигнал аналогично поступает через ключ 17 на интегратор 19. После компенсации дисперсии сумматором 36 и сравнения с реперным сигналом вычитателем 30, второй сумматор 37 осуществляет восстановление уровня реперного сигнала до максимального значения. На его первый вход поступает сигнал с выхода вычитателя 30. На второй вход через второй умножитель 35 и четвертый интегратор 22 подается сигнал с выхода вычитателя 31, соответствующий разности Δ и f^-1(.). Умножитель 35 выполняет операцию компенсации постоянной погрешности, обуслов- ленной влиянием σ_ζ² на реперный сигнал. Величина поправочного коэффициента определяется аналогично (4). Интегратор 22 осуществляет усреднение в пределах каждой выборки сигналов.

Одновременно сигнал с выхода антилогарифматора 39 поступает на пятый интегратор 23 и далее на второй вход четвертого вычитателя 32, на первый вход которого подается сигнал с выхода сумматора 37.

При наличии логарифмического усилителя происходит преобразование закона распределения принятых эхо-сигналов, благодаря чему их среднее значение оказывается смещенным относительно истинного значения. В результате обратного преобразования антилогарифматором 39 и усреднения интегратором 23 удается получить сигнал, соответствующий истинному среднему значению принятого сигнала. Вычитатель 32 производит вычисление величины смещения и передает это значение на второй вход сумматора 38, на первый вход которого поступает сигнал с выхода вычитателя 37. После компенсации погрешности сигнал подается на шестой интегратор 24.

Счетчик 40, подключенный к выходу синхронизатора 2, осуществляет контроль за длительностью выборок сигналов. Счетчик 40 вырабатывает импульс после прихода на его вход (n+1)-го импульса, где n - количество импульсов, соответствующее длительности выборки. Импульс с выхода счетчика 40 поступает на управляющий вход интегратора 24 и через третью линию задержки 40 на управляющие входы первого 19, второго 20, третьего 21, четвертого 22 и пятого 23 интеграторов.

Рассмотрим работу устройства при появлении (n+1)-го импульса. В момент появления на выходе синхронизатора 2 синхроимпульса последний сразу поступает на блок стробирования 27, линию задержки 3, линию задержки 4 и счетчик 40. Счетчик 40 вырабатывает импульс, который поступает на линию задержки 5 и интегратор 24, благодаря чему последний запоминает информацию, накопленную за n периодов зондирования на сумматоре 38. Через некоторое время, определяемое линией задержки 5, стирается информация, накопленная в интеграторах 19, 20, 21, 22 и 23. Затем через линию задержки 3 синхроимпульс поступает на генератор реперного сигнала 1 и ключ 17. Генератор реперного сигнала вырабатывает калибровочный импульс, который через ключ 17 поступает на интегратор 19. Еще через некоторое время линия задержки 4 передает импульс на вход импульсного генератора 25.

Сигнал на управляющий вход ключа 18 поступает с выхода блока стробирования 27 и его временное положение определяется параметрами последнего. С выхода интегратора 24 сигнал передается на устройство регистрации.

В результате за счет устранения ошибок, обусловленных различием распределений интенсивностей эхо-сигналов, логарифмическим преобразованием этих распределений, а также фактически повторным логарифмическим преобразованием калибровочного сигнала, повышается точность измерения радиолокационной отражаемости.

Изобретение относится к радиолокации, а именно к способам дистанционного определения характеристик природных объектов и может быть использовано при проведении радиометеорологических измерений. Цель изобретения состоит в повышении точности измерений радиолокационной отражаемости. Устройство для реализации способа содержит генератор реперного сигнала 1, синхронизатор 2, первую 3, вторую 4 и третью 5 линии задержки, вентиль 6, первый 7, второй 8 и третий 9 направленные ответвители, блок сравнения 10, управляемый аттенюатор 11, антенный переключатель 12, смеситель 13, гетеродин 14, усилитель промежуточной частоты 15, линейный детектор 16, первый 17 и второй 18 ключи, первый 19, второй 20, третий 21, четвертый 22, пятый 23 и шестой 24 интеграторы, импульсный генератор 25, антенну 26, блок стробирования 27, квадратичный детектор 28, первый 29, второй 30, третий 31 и четвертый 32 вычитатели, квадратор 33, первый 34 и второй 35 умножители, первый 36, второй 37 и третий 38 сумматоры, антилогарифматор 39 и счетчик 40. За счет устранения ошибок, обусловленных различием распределений интенсивностей эхо-сгналов, логарифмическим преобразованием этих распределений, а также фактически повторным логарифмическим преобразованием калибровочного сигнала, повышается точность измерения радиолокационной отражаемости. 1 ил.

СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ОТРАЖАЕМОСТИ, при котором проводят периодическое радиолокационное зондирование исследуемого объекта и формируют калибровочный сигнал, соответствующий величине эхо-сигнала, при этом последовательно для каждого интервала дальности проводят усреднение эхо-сигналов и калибровочных сигналов за несколько периодов зондирования, определяют величину дисперсии эхо-сигналов, обусловленную флуктуациями параметров объекта, формируют компенсирующий сигнал и добавляют его к усредненному эхо-сигналу, сравнивают величину суммарного сигнала с усредненным калибровочным сигналом и формируют корректирующий сигнал, который суммируют с калибровочным сигналом и восстанавливают его величину до истинного значения, причем компенсирующий и корректирующий сигналы масштабно усиливают с учетом отличий передаточной характеристики измерительного канала от логарифмической, отличающийся тем, что, с целью повышения точности измерений радиолокационной отражаемости, усреднение калибровочного сигнала и эхо-сигнала осуществляют в пределах выборки этих сигналов, калибровочный сигнал формируют на основании распределения интенсивностей эхо-сигналов в пределах выборки по выбранному интервалу дальности и с учетом логарифмического преобразования этого сигнала, а значение компенсирующего сигнала определяют с учетом обусловленного логарифмическим преобразованием принимаемого сигнала смещения среднего в пределах выборки значения эхо-сигнала от истинного значения.