ЦИФРОВОЙ СПОСОБ ОПТИМАЛЬНОГО ПРИЕМА ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ ИМПУЛЬСОВ Российский патент 1995 года по МПК G01S7/285 G01S13/10 

Изобретение относится к области радиолокации и связи и может быть использовано в импульсных РЛС для измерения дальности целей, а также в связных приемниках, применяющих частотно-модулированный сигнал.

Известны различные способы согласованной фильтрации ЛЧМ-импульсов в аналоговом виде [1, 2]
Они позволяют осуществлять оптимальный прием ЛЧМ-сигналов. Однако, как справедливо отмечено в [2, с.100] "трудности, связанные с построением дисперсионной линии задержки, особенно для фильтрации реализаций большой длительности при наличии шумов с высокой интенсивностью, ограничивают возможности аналогового метода".

Цифровая обработка информации, как известно, обладает рядом преимуществ перед аналоговой [2, с. 9] в частности высокой точностью обработки, стабильностью характеристик, возможностью запоминания и задержки на неограниченное время больших массивов информации и т.д.

Что касается цифровых способов оптимального приема ЛЧМ-импульсов с неизвестной начальной фазой, то здесь, как и в аналоговых системах, можно выделить два основных подхода.

К первому относятся те способы приема, в которых для устранения влияния неизвестной начальной фазы используют два идентичных канала согласованной обработки на радиочастоте, опорные напряжения в которых сдвинуты по фазе на 90^о.

Такой прием позволяет получить выходной сигнал, напряжение которого не зависит от начальной фазы принятого радиоимпульса.

Очевидным недостатком такого способа является усложнение аппаратурной реализации по сравнению со случаем приема сигнала с полностью известной фазой (два канала вместо одного).

Кроме того, технически сложно достичь полной идентичности квадратурных каналов, что приводит в реальных условиях к неизбежным потерям в отношении сигнал/шум.

Поэтому вполне естественным было бы стремление сохранить одноканальную схему приема, имеющую место при известной начальной фазе сигнала, и для случая ЛЧМ-импульса, начальная фаза которого неизвестна.

Такой вариант обработки существует. Суть его сводится к тому, что для устранения случайности выбора выходного напряжения, вызванной незнанием начальной фазы, сигнал после согласованной фильтрации подвергают детектированию в амплитудном детекторе и в дальнейшем оперируют огибающей сжатого радиоимпульса.

Однако при ближайшем рассмотрении оказывается, что отказ от высокочастотного заполнения радиоимпульса не позволяет достичь потенциальной точности измерения времени задержки сигнала и ограничивает ее величиной, пропорциональной ширине спектра ЛЧМ-импульса. Между тем, как известно, переход к измерению времени задержки на радиочастоте приводит к тому, что точность определения этого параметра зависит и от номинала частоты, что значительно повышает точность оценивания [2]
σ2τ

, (1) где Е энергия сигнала,
N_o спектральная плотность шума,
ω_o радиочастота,
β_эф эффективная ширина спектра сигнала.

Наиболее близким по технической сущности к заявленному изобретению является способ оптимального приема ЛЧМ-сигнала [2] заключающийся в том, что принятый сигнал усиливают, осуществляют его аналого-цифровое преобразование, запоминают последовательность дискретных отсчетов сигнала, осуществляют скользящее весовое суммирование дискретных отсчетов сигнала, сравнивают последовательность значений суммы выборок и определяют максимальные значения, которые сопоставляют с порогом.

Способ-прототип исключает влияние неизвестной начальной фазы путем использования двухканальной обработки. Недостатками его, как отмечалось, являются сложность аппаратурной реализации, чувствительность результатов приема к неидентичности характеристик квадратурных каналов, к погрешностям доворота фазы опорного напряжения на 90^о.

Сущность изобретения заключается в том, что оптимальный прием ЛЧМ-сигнала с неизвестной начальной фазой осуществляется в одном приемном канале, причем операцию скользящего весового суммирования дискретных отсчетов напряжений сигнала выполняют в соответствии с выражением:
F(S₁)=D₁²˙f₁+D₂²˙ f₂-D₁˙D₂˙f₃, (2) где D₁= U(S)·K(S-S₁)·cosp_s;
D₂= U(S)K(S-S₁)·sinp_s;
P_s=ω_o˙Δ t(S-S₁)+α˙Δ t²(S-S₁)²;
f₁=K²(S)·sin²p
f₂=K²(S)·cos²p
f₃=K²(S)·sin2p
P_so=ω_o˙Δt˙S+α˙Δt²˙S²;
S₁ номер первого из отсчетов напряжений сигнала, задействованный в текущем положении "скользящего окна";
N длительность ЛЧМ-импульса в отсчетах АЦП;
U(S) значение напряжения сигнала в s-й момент времени.

K(S) нормированная функция огибающей ЛЧМ-импульса;
ω_o известная номинальная частота заполнения радиоимпульса в предположении, что доплеровское смещение частоты отсутствует;
Δt период дискретизации АЦП;
α- коэффициент девиации частоты.

В случае прямоугольной огибающей K(S)1, и в выражении (2) имеем:
D₁= U(S)·cosp_s
D₂= U(S)·sinp_s
f₁=sin²p (3)
f₂=cos²p
f₃=sin2p
Очевидно, что коэффициенты f₁, f₂, f₃ являются константами и их рассчитывают заранее.

Отметим, что соотношение (2) получено путем минимизации функционала
F(S₁){U₂-K(S-S₁)·a·cos(p_s+ϕ}² (4)
При этом в результате решения системы уравнений
где a^c= a·cosϕ, a^s= a·sinϕ (5) были предварительно определены оценки амплитудных составляющих и , которые затем были подставлены в исходный функционал.

В дальнейших преобразованиях участвовала только корреляционная сумма
(S₁) U_s·K(S-S₁)·a·cos(p_s-ϕ)
(6)
U_s·K(S-S₁)·[cosp_s-sinp_s]
В качестве варианта практической реализации заявляемого способа может быть рассмотрен пример его экспериментального моделирования на ЭВМ, которое было проведено как без учета шумов, так и с шумами.

На чертеже кривая 1 показывает результаты математического моделирования предлагаемого способа согласованной обработки для различных коэффициентов девиации частоты при длительности прямоугольного ЛЧМ-импульса N, равной 128 отсчетам АЦП, и соблюдении условия
ω_o˙Δt=π/2.

Кривая 2 для сравнения отражает результаты заявляемого способа обработки простого радиоимпульса прямоугольной формы. При этом величина α в выражении
P_s= ω_o˙Δ t(S-S₁)+α˙Δt²(S-S₁)² была задана равной нулю, и по-прежнему предполагалось, что N 128.

Техническая реализация подобных устройств возможна на основе регистра сдвига, регистров или ПЗУ, обеспечивающих хранение весовых коэффициентов, умножителей, параллельного многовходового сумматора и цифрового компаратора.

Использование: в радиолокации и связи, а именно в импульсных РЛС для измерения дальности, а также в связных приемниках, применяющих частотно-модулированный сигнал. Сущность изобретения: способ заключается в том, что при неизвестной начальной фазе ЛЧМ-импульса с произвольной огибающей K(S) и длительностью N отсчетов АЦП его обработку производят в одном приемном канале, формируя в соответствии с выражением F(S₁) = D21

f₁+D22f₂-D₁D₂f₃, где U(S) K(S-S₁) cosP_s P_s= ω_oΔt(S-S₁)+αΔt²(S-S₁)² скользящее по цифровому массиву напряжений U(S) "окно", первый из отсчетов которого имеет порядковый номер S. 1 з.п. ф-лы, 1 ил.

1. ЦИФРОВОЙ СПОСОБ ОПТИМАЛЬНОГО ПРИЕМА ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ ИМПУЛЬСОВ, заключающийся в том, что принятый сигнал с неизвестной начальной фазой и произвольной формой огибающей усиливают, осуществляют аналого-цифровое преобразование (АЦП), формируя в пределах длительности радиоимпульсов N отсчетов напряжений сигнала, запоминают последовательность N дискретных отсчетов напряжений сигнала, осуществляют скользящее весовое суммирование N дискретных отсчетов напряжений сигнала, сравнивают последовательность значений суммы выборок напряжений сигнала и определяют максимальное значение, которое сравнивают с порогом, отличающийся тем, что скользящее весовое суммирование дискретных отсчетов напряжений сигнала осуществляют в одном канале в соответствии с выражением
F(S₁)=D21

f₁+D22f₂-D₁D₂f_s,


P_s=ω_oΔt(S-S₁)+αΔt²(S-S₁)²;




S₁ номер первого из отсчетов напряжений сигнала, задействованный в текущем положении "скользящего окна";
N длительность ЛЧМ-импульса в отсчетах аналого-цифрового преобразования;
U(S) значение напряжения сигнала в S-й момент времени;
K(S) нормированная функция огибающей ЛЧМ-импульса;
ω_o известная номинальная частота заполнения радиоимпульса в предположении, что доплеровское смещение частоты отсутствует;
Δt период дискретизации АЦП;
α коэффициент девиации частоты. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что при приеме сигнала с неизвестной начальной фазой и прямоугольной формой огибающей операцию скользящего весового суммирования дискретных отсчетов напряжений сигнала выполняют в одном канале в соответствии с выражением
F(S₁)=D21f₁+D22f₂-D₁D₂f_s,