РЕКУПЕРИРУЮЩИЙ ЭЛЕКТРОПРИВОД С ИНВЕРТОРОМ НАПРЯЖЕНИЯ Российский патент 2005 года по МПК H02P3/18 

Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в частотно-регулируемом электроприводе переменного тока.

В настоящее время широкое применение получает электропривод с двухзвенным преобразователем частоты, выполненным по структуре "однокомплектный выпрямитель (В) - звено постоянного тока (ЗПТ) - автономный инвертор напряжения (АИН)" (см., например, "Справочник по проектированию автоматизированного электропривода и систем управления технологическими процессами." / Под ред. В.И.Круповича и др. - М.: Энергоиздат, 1982, с.138-141). Основным элементом ЗПТ служит параллельно подключенный к выводам постоянного тока полярный конденсатор фильтра низких частот, который вместе с обратными диодами в схеме АИН образует цепи для замыкания полного тока в тормозном режиме или его части в виде реактивного тока в двигательном режиме работы электропривода. Выполнение обоих звеньев преобразователя частоты целесообразно на единой базе в виде двухоперационных вентилей типа GTO, IGBT или MOSFET. Это позволит устранить недостатки указанной структуры, главным из которых можно признать невозможность осуществления тормозных режимов с рекуперацией энергии в питающую сеть. Известное решение, направленное на устранение данного недостатка, основывается на применении в качестве звена В двухкомплектного реверсивного преобразователя, что однако ведет к удвоению установленной мощности оборудования и потому не всегда оправдано. Вместе с тем, как следует из указанного выше первоисточника, рекуперативное торможение в данной структуре электропривода возможно, если в качестве инвертора применить автономный инвертор тока (АИТ).

Сравнение условий реализации тормозных режимов в схемах с АИН и АИТ позволяет сделать вывод, что причина указанного недостатка АИН связана с наличием в его схеме обратных диодов и полярного конденсатора фильтра, препятствующих необходимой для осуществления рекуперации переполюсовке напряжения в звене ЗПТ во время протекания тормозных режимов. Однако простое устранение указанных элементов может привести не только к ухудшению качества выпрямленной ЭДС на входе инвертора, но также грозит выходом из строя полупроводниковых приборов, вследствие прерывания реактивного тока, сопровождающегося, как правило, появлением многократных перенапряжений.

Поэтому предлагаемое техническое решение вывести из состава ЗПТ конденсатор фильтра и исключить обратные диоды из схемы АИН дополняется мерами, которые обеспечивают устранение низкочастотных пульсаций ЭДС на выходе выпрямителя, с одной стороны, а также сохранение возможности замыкания реактивного тока через конденсатор, с другой стороны.

Решение первой задачи предлагается осуществить модуляционным способом, то есть применить такой способ высокочастотного широтно-импульсного регулирования ЭДС на выходе выпрямителя, который позволит устранить в ее составе наиболее нежелательную низкочастотную составляющую. Для решения второй задачи предлагается присоединить конденсатор фильтра с параллельно подключенным разрядным резистором к выходным выводам переменного тока АНН с помощью специального трехфазного диодного моста, полюсы которого не связаны с выводами постоянного тока ЗПТ.

Известное техническое решение предусматривает также оснащение преобразователя управляющей частью, основными элементами которой, кроме устройства управления вентилями АИН, служат цепи автоматического регулирования тока торможения. Эти цепи содержат задатчик, измеритель и регулятор тока, а также устройство широтно-импульсного управления вентилями выпрямителя, работа которого осуществляется по вертикальному принципу. Согласно известному решению (см. патент РФ №2110136 "Способ широтно-импульсного регулирования напряжения на выходе сетевого преобразователя". / С.Н.Сидоров, Ю.Л.Шикин. БИ №12, 1998 г.), данное устройство содержит узел сравнения управляющего и периодически изменяющегося с тактовой частотой опорного сигналов. Последний получают на выходе интегратора, который своими входами подключен к фазам питающей сети, имеющим на рассматриваемом интервале времени наибольшие значения положительного и отрицательного напряжений. Выходной сигнал указанного узла сравнения поступает на вход формирователя управляющих импульсов, распределяемых затем по вентилям выпрямителя.

Таким образом, для решения поставленной задачи предлагается выполнение АИН на вентилях с односторонней проводимостью тока, а также выполнение звена постоянного тока без соединения его выводов с конденсатором фильтра. Предусматривается также выполнение управляющей части в виде двухконтурной системы автоматического регулирования с подчиненным контуром регулирования превышения напряжения указанного конденсатора над средним значением выпрямленной ЭДС. Дополнительно введенные цепи обеспечивают измерение и сравнение указанных напряжений на входе регулятора превышения, вход которого, согласно каскадному соединению регуляторов при подчиненном регулировании, подключен к выходу регулятора тока торможения, а выход - к управляющему входу устройства широтно-импульсного управления вентилями выпрямителя. Для повышения качества выпрямленной ЭДС в состав последнего введен второй интегратор, выход которого связан с аналогичным выводом указанного первого интегратора, а вход подключен к фазам сети с наибольшим отрицательным напряжением.

На фиг.1 представлена схема предлагаемого устройства, а на фиг.2 - полученные моделированием на компьютере временные диаграммы управляющего Uγ(ν) и опорного Uon(ν) сигналов в схеме устройства широтно-импульсного управления выпрямителем, а также выпрямленной ЭДС Ed(ν) в звене постоянного тока, иллюстрирующие работу преобразователя частоты в режиме рекуперации.

Устройство содержит однокомплектный выпрямитель 1, выполненный по трехфазной мостовой схеме на запираемых вентилях; автономный инвертор напряжения 2 также на запираемых вентилях с односторонней проводимостью тока, не шунтированных обратными диодами; асинхронный двигатель 3, подключенный статорными обмотками к выходам АИН и одновременно - к зажимам переменного тока устройства защиты от перенапряжений 4, выполненного в виде диодного моста с полярным конденсатором фильтра и параллельно подключенным разрядным резистором в цепи постоянного тока; устройство широтно-импульсного управления вентилями выпрямителя 5 и устройство управления вентилями АИН 6; задатчик тока торможения 7 с подключенным на выходе узлом 8 сравнения заданного и текущего значений тока ЗПТ и регулятором тока 9; узел сравнения средневыпрямленной ЭДС с напряжением конденсатора 10 с подключенным на выходе регулятором 11 превышения напряжения конденсатора над уровнем выпрямленной ЭДС. Устройство широтно-импульсного управления содержит первый 12 и второй 13 интеграторы, входами подключенные к источнику сетевого напряжения, а выходами - к узлу сравнения выходного сигнала регулятора 11 (управляющего сигнала) с опорным сигналом, формируемым на выходах указанных интеграторов. Выходной сигнал узла сравнения поступает на вход формирователя управляющих импульсов 14, выходы которого должны быть подключены к управляющим входам вентилей в составе выпрямителя.

Известно, что в подобных структурах выпрямитель выполняет функции регулирования напряжения, а АИН - функции регулирования частоты на выходе преобразователя. Так как переключение вентилей АИН возможно по любому известному способу, вопросы, связанные с его работой, здесь не рассматриваются.

Устройство работает следующим образом.

В двигательном режиме напряжение, поступающее с выхода АИН на статорные обмотки двигателя, превышает противоЭДС вращения, а потому напряжение в звене ЗПТ имеет указанный без скобок положительный знак. Полагается, что в этом случае регулятор 11 находится в режиме насыщения, а потому не оказывает влияния на процессы управления выпрямителем. Не смотря на отсутствие обратных диодов, шунтирующих вентили АИН, прерывания реактивного тока в рассматриваемой схеме не происходит. После каждого переключения вентилей АИН запаздывающий по фазе реактивный ток нагрузки имеет возможность некоторое время замыкаться по цепи, содержащей диоды и конденсатор фильтра 4, дозаряжая последний. При этом наличие параллельно включенного разрядного резистора препятствует накапливанию заряда на обкладках конденсатора, в связи с чем уровень перенапряжений на всех элементах привода будет ограничен.

Предлагаемое техническое решение улучшает качество выпрямленной ЭДС путем устранения в ее составе низкочастотной составляющей 300 Гц модуляционным способом, представляющим собой модификацию известного способа широтно-импульсной модуляции ШИМ-2, без необходимости применения сглаживающего конденсатора. Особенности данного решения рассмотрим на примере модуляции с тактовой частотой, в шесть раз превышающей частоту пульсаций трехфазного мостового выпрямителя (см. фиг.2). Полагается, что работа устройства широтно-импульсного управления выпрямителем осуществляется на основе вертикального способа, согласно которому моменты переключения вентилей задаются в точках равенства управляющего и опорного сигналов. Необходимая форма опорных сигналов отыскивается из равенства среднего значения выпрямленной ЭДС на каждом i-ом такте и приведенного к сетевому входу управляющего сигнала

где U₁, U₂ - линейные напряжения сети, участвующие в модуляции на рассматриваемом i-ом такте длительностью Т, причем U₁>0, U₂<0;

U*_y=U_yU_d0/U_оп - приведенное значение управляющего сигнала;

U_d0,, U_оп - максимальное выпрямленное напряжение и амплитуда опорного сигнала соответственно.

Приводя уравнение (1) к более удобному виду

видим, что оно может рассматриваться как уравнение точки встречи опорного (левая часть) и управляющего (правая часть) сигналов на каждом i-ом такте модуляции. В этом случае искомый параметр γ_i - длительность импульса выпрямленной ЭДС отрицательной полярности будет представлять собой время интегрирования с начала такта до момента выполнения равенства (2). Необходимое усреднение результата интегрирования за период тактовой частоты Т обеспечивается простым масштабированием выходного напряжения интегратора. Как следует из последнего выражения, опорный сигнал содержит две составляющие, из которых первая получается интегрированием в течение искомого интервала времени суммы модульных значений сетевых напряжений, участвующих в модуляции на рассматриваемом такте, а вторая составляющая - интегрированием сетевого напряжения отрицательного знака в течение всего такта. Известное техническое решение предполагает приближенное решение указанного уравнения, для чего предусматривалась замена

Однако проверка показывает, что данное приближение ведет к ошибке в отыскании интервала γ_i, достигающей 10-15%, и соответственно к неполной компенсации низкочастотных пульсаций на выходе выпрямителя. В то же время точный учет данной части опорного сигнала не предоставляет затруднений и может быть осуществлен путем смещения опорного сигнала ниже горизонтальной оси на заранее известную постоянную величину

где m - пульсность выпрямителя;

Т - период тактовой частоты модуляции в угловом измерении;

i=0,1,2,...n-1 - порядковый номер такта на периоде низкочастотных пульсаций;

n=2π/mT - кратность тактовой частоты.

Точное выражение опорного сигнала для i-го такта, полученное решением уравнения (2), запишется

Рассчитанные с помощью данного выражения опорные сигналы для всех n=6 тактов модуляции представлены на фиг.2. Нелинейная форма данных сигналов способствует выравниванию среднетактовых значений выпрямленной ЭДС, в результате чего введение специального сглаживающего конденсатора в состав ЗПТ может оказаться не обязательным.

Работа электропривода в режиме рекуперативного торможения будет происходить следующим образом.

Исходим из предположения, что возникновение тормозного режима должно происходить автоматически в результате уменьшения синхронной скорости холостого хода или появления дополнительного момента, подкручивающего вал электродвигателя. Возникающее при этом превышение противоЭДС вращения двигателя над питающим напряжением статорных обмоток будет сопровождаться переполюсовкой напряжения в звене ЗПТ. Вследствие превышения скорости вала над новым значением скорости холостого хода, электрическая машина 3 переходит в генераторный режим, при этом вентили АИН начинают выполнять функции выпрямителя, а вентили звена В, при соответствующем изменении полярности выпрямленной ЭДС, - функции ведомого сетью инвертора. Изменения направления тока в звене ЗПТ не произойдет, а потому вентили АИН и В останутся в проводящем состоянии. Вследствие несовпадения знака напряжения и тока активная составляющая электрической мощности изменит знак на отрицательный, что означает начало рекуперации, то есть передачи мощности торможения в питающую сеть. Главная особенность состоит в том, что в данной структуре ток нагрузки может замыкаться по двум параллельным цепям, одна из которых, как отмечено, содержит, кроме обмоток статора, вентили АИН, звено ЗПТ, вентили звена В и фазы сетевого источника. Вторая цепь, кроме указанных обмоток, содержит диоды, конденсатор и разрядный резистор устройства защиты от перенапряжений 4. Величины токов указанных параллельных цепей обратно пропорциональны значениям выделяющихся в данных цепях противоЭДС, а именно выпрямленной противоЭДС сети на выводах звена В и встречного напряжения конденсатора в цепи с устройством 4. Полагается, что регулированием длительности управляющих импульсов на выходе устройства широтно-импулъсного управления 5 можно не только изменить знак выпрямленной ЭДС на отрицательный, но также обеспечить необходимое превышение напряжения конденсатора над средним значением этой ЭДС и тем самым направить основную часть тока из электрической машины в питающую сеть. Этим будет обеспечено не только рациональное использование энергии торможения, но также отсутствие накапливания напряжения на обкладках конденсатора фильтра. Регулирование тока торможения за счет изменения выпрямленной противоЭДС в функции превышения напряжения конденсатора производится по подчиненному принципу при так называемом каскадном соединении регулятора тока 9 и регулятора превышения напряжения конденсатора 11. Выбор места включения регуляторов в подобных двухконтурных системах определяется, как известно, сравнительной скоростью изменения координат в переходных процессах. В связи с тем, что изменение тока происходит более инерционно, чем возможное изменение выпрямленной ЭДС, контур регулирования тока принимается главным (внешним), а контур регулирования превышения напряжения конденсатора - подчиненным (внутренним). В таком случае увеличение по модулю задающего сигнала отрицательного знака с помощью потенциометра 7 после его сравнения с сигналом обратной связи в узле 8 приведет к первоначальному увеличению сигнала ошибки регулирования тока на выходе регулятора 9 и к соответствующему изменению управляющего сигнала Uy<0 на выходе регулятора 11. Полагается, что данный регулятор обеспечивает обратно пропорциональную зависимость координат на входе и выходе, в результате чего увеличение ошибки регулирования на входе этого регулятора будет приводить к уменьшению управляющего сигнала Uy по модулю. Данный сигнал поступает на вход устройства широтно-импульсного управления 5, работа которого иллюстрируется диаграммами фиг.2. Видно, что указанное изменение управляющего сигнала Uy в результате сравнения с опорными сигналами U_оп приведет к уменьшению постоянной составляющей выпрямленной ЭДС Ed. Данный процесс вызовет увеличение тока торможения при новом более высоком уровне превышения напряжения конденсатора над средним значением выпрямленной ЭДС. Аналогичные процессы будут наблюдаться при уменьшении задающего сигнала на входе регулятора тока.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в частотно-регулируемом электроприводе переменного тока. Техническим результатом является исключение влияния сглаживающего конденсатора и устранение низкочастотных пульсаций. В рекуперирующем электроприводе с автономным инвертором напряжения в составе двухзвенного преобразователя частоты автономный инвертор выполнен на ключах с односторонней проводимостью тока без шунтирования обратными диодами, а полярный конденсатор фильтра присоединен вместе с параллельным разрядным резистором к выходным выводам вспомогательного диодного моста, подключенного зажимами переменного тока к выводам нагрузки преобразователя. В результате переводом выпрямителя в инверторный режим основная часть тока нагрузки направляется в сеть. Отсутствие влияния сглаживающего конденсатора на форму тока в звене постоянного тока компенсируется высокочастотным управлением ключами выпрямителя. 2 ил.

Рекуперирующий электропривод, содержащий двухзвенный преобразователь частоты, в силовой схеме которого имеется трехфазный автономный инвертор напряжения, трехфазный однокомплектный выпрямитель на двухоперационных вентилях, соединенных по мостовой схеме, выводами переменного тока подключенный к питающей сети, а выводами постоянного тока - ко входам указанного инвертора, полярный конденсатор фильтра низкой частоты с подключенным параллельно разрядным резистором на выходе диодного моста, соединенного зажимами переменного тока с выходами автономного инвертора напряжения, подключенными параллельно статорным обмоткам двигателя переменного тока, устройство управления автономным инвертором напряжения, цепь автоматического регулирования тока торможения двигателя в виде измерителя текущего значения тока звена постоянного тока, задатчика тока торможения с подключенным на выходе узлом сравнения заданного тока торможения и текущего значения тока звена постоянного тока и регулятором тока торможения, устройство широтно-импульсного управления вентилями выпрямителя по вертикальному принципу, содержащее узел сравнения управляющего сигнала с периодически изменяющимся опорным сигналом, формируемым на выходе первого интегратора, выходной сигнал узла сравнения поступает на вход формирователя управляющих импульсов, выходы которого подключены к управляющим входам вентилей трехфазного однокомплектного выпрямителя, отличающийся тем, что автономный инвертор напряжения выполнен на вентилях с односторонней проводимостью тока и введена цепь подчиненного регулирования превышения напряжения полярного конденсатора фильтра низкой частоты над средним значением выпрямленной ЭДС, содержащая цепь измерения напряжения полярного конденсатора фильтра низкой частоты, узел сравнения среднего значения выпрямленной ЭДС с напряжением полярного конденсатора с подключенным на выходе регулятором превышения напряжения полярного конденсатора над средним значением выпрямленной ЭДС, который входом подключен к выходу регулятора тока торможения, а выходом - ко входу устройства широтно-импульсного управления, в который введен второй интегратор, входом подключенный к фазам питающей сети, а выходом - к узлу сравнения управляющего сигнала, являющегося выходным сигналом регулятора превышения напряжения конденсатора фильтра низкой частоты над средним значением выпрямленной ЭДС.