СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ АНАЛОГОВОГО СИГНАЛА Российский патент 1998 года по МПК H03M3/00 

Изобретение относится к области кодирования и передачи информации и может быть использовано в информационных электронных устройствах, звукозаписи, радиовещании, телевидении.

По своей технической сущности наиболее близким к заявляемому объекту является известный способ (прототип) аналого-цифрового и цифроаналогового преобразований [1], по которому аналоговый сигнал разбивается с помощью запускающих импульсов на периодические временные (тактовые) интервалы и в каждом интервале аналоговый сигнал преобразуется в кодированные импульсы в виде цифрового кода . Последний представляет собой последовательность определенным образом расставленных по времени счетных импульсов. По другому, близкому прототипу-способу [2, стр. 232], [3, стр. 125] эта последовательность представляет собой эквидистантно расположенные импульсы, число которых пропорционально значению кодируемого аналогового сигнала. Большим достоинством прототипа является его помехоустойчивость при передаче цифровой информации от передатчика по линиям связи или через эфир к приемнику.

Недостатком прототипа является неизбежная ошибка цифрования аналогового сигнала, обусловленная квантовым характером этой операции, причем имеет место неопределенность как по амплитуде, так и по времени. Кроме того, поскольку генератор счетных импульсов должен работать на частоте, значительно превышающей тактовую, возникают проблемы преобразования высокочастотных аналоговых сигналов. К тому же цифрующие и децифрующие устройства достаточно сложны, что особенно проявляется в информационной системе, включающей в себя много приемников (цифровые звукозапись, радиовещание, телевидение и т.п.).

Другим известным техническим решением является способ частотно-модулированного преобразования [2, стр. 242], в котором варьируют частоту импульсов, причем изменение частоты пропорционально изменению аналогового сигнала. В этом способе частота непрерывным образом связана с амплитудой аналогового сигнала. Однако при обратном преобразовании частотно-модулированного сигнала его делят на периодические временные интервалы и в пределах каждого интервала определяют частоту путем счета импульсов. При этом, во-первых, получают среднюю по интервалу частоту, во-вторых, количество импульсов является целочисленной величиной. Таким образом, и этому типу преобразования свойственна неопределенность (неточность) получения дискретного значения преобразованного аналогового сигнала.

Во всех способах преобразования аналогового сигнала получают сначала дискретные значения преобразованного сигнала, привязанные к их временным координатам. Каждое дискретное значение является значением декодированного импульса, сформированного при декодировании, причем временные координаты определяются кодированными импульсами. Например, в [3, стр. 232, рис. 4.20] это значение представляет собой высоту заднего ступенчатого фронта декодированного импульса. Затем применяют методы интерполяции, с помощью которых преобразуют дискретные значения в непрерывный сигнал (в [2, стр. 141] дискретные значения, подвергаемые интерполяции, названы узловыми точками).

В первом варианте заявляемого способа преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала при прямом преобразовании формируют компилированный сигнал путем умножения входного аналогового сигнала на больший нуля постоянный множитель и суммирования с постоянной величиной, называемой постоянной смещения. Выбирая постоянный множитель и постоянную смещения, устанавливают минимум компилированного сигнала большим нуля. В соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше или равен большему нуля рабочему минимуму, а максимум больше или равен рабочему максимуму, с отношением рабочего максимума к рабочему минимуму, большим отношения максимума к минимуму для компилированного сигнала. Умножают кодирующий сигнал на компилированный сигнал, произведение умножают на больший нуля постоянный коэффициент, суммируют с постоянной сдвига и получают в результате модулированный сигнал. Путем выбора постоянного коэффициента и постоянной сдвига устанавливают значения модулированного сигнала, соответствующие: произведению максимума компилированного сигнала на рабочий минимум меньшим эталонной постоянной, произведению минимума компилированного сигнала на рабочий максимум большим эталонной постоянной. Сравнивают модулированный сигнал с эталонной постоянной. Получают кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной. При обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами декодирующий сигнал, равный разности двух величин, из которых уменьшаемая величина равна произведению отношения большего нуля коэффициента пропорциональности к кодирующему сигналу на отношение разности эталонной постоянной и постоянной сдвига к постоянному коэффициенту, а вычитаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности на постоянную смещения. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, равное в этот момент значению декодирующего сигнала, является дискретным значением преобразованного сигнала.

Во втором варианте при прямом преобразовании как и в первом варианте формируют компилированный сигнал, устанавливают такие же его параметры и генерируют кодирующий сигнал с такими же параметрами. Формируют модулированный сигнал путем деления компилированного сигнала на кодирующий сигнал, умножения частного на больший нуля постоянный коэффициент и суммирования произведения с постоянной сдвига. Путем выбора постоянного коэффициента и постоянной сдвига устанавливают значения модулированного сигнала, соответствующие: отношению максимума компилированного сигнала к рабочему максимуму меньшим эталонной постоянной, отношению минимума компилированного сигнала к рабочему минимуму большим эталонной постоянной. Сравнивают модулированный сигнал с эталонной постоянной и формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной. При обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности двух величин, из которых уменьшаемая величина равна произведению большего нуля коэффициента пропорциональности на кодирующий сигнал и на отношение разности эталонной постоянной и постоянной сдвига к постоянному коэффициенту, а вычитаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности на постоянную смещения. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, равное в этот момент значению декодирующего сигнала, является дискретным значением преобразованного сигнала.

В третьем варианте при прямом преобразовании как и в первом варианте формируют компилированный сигнал, устанавливают такие же его параметры и генерируют кодирующий сигнал с такими же параметрами. Формируют модулированный сигнал путем деления кодирующего сигнала на компилированный сигнал, умножения частного на больший нуля постоянный коэффициент и суммирования произведения с постоянной сдвига. Путем выбора постоянного коэффициента и постоянной сдвига устанавливают значения модулированного сигнала, соответствующие: отношению рабочего максимума к максимуму компилированного сигнала большим эталонной постоянной, отношению рабочего минимума к минимуму компилированного сигнала меньшим эталонной постоянной. Сравнивают модулированный сигнал с эталонной постоянной и формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной. При обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности двух величин, из которых уменьшаемая величина равна произведению большего нуля коэффициента пропорциональности на кодирующий сигнал и на отношение постоянного коэффициента к разности эталонной постоянной и постоянной сдвига, а вычитаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности на постоянную смещения. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, равное в этот момент значению декодирующего сигнала, является дискретным значением преобразованного сигнала.

В четвертом варианте при прямом преобразовании как и в первом варианте формируют компилированный сигнал. В соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше разности минимума компилированного сигнала и эталонной постоянной, а максимум больше разности максимума компилированного сигнала и эталонной постоянной. Формируют разностный сигнал путем вычитания из компилированного сигнала кодирующего сигнала и сравнивают его с эталонной постоянной. Формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства разностного сигнала и эталонной постоянной. При обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный сумме произведения большего нуля коэффициента пропорциональности на кодирующий сигнал и произведения коэффициента пропорциональности на разность эталонной постоянной и постоянной смещения. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, равное в этот момент значению декодирующего сигнала, является дискретным значением преобразованного сигнала.

В пятом варианте при прямом преобразовании как и в первом варианте формируют компилированный сигнал. В соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше суммы минимума компилированного сигнала и эталонной постоянной, а максимум больше суммы максимума компилированного сигнала и эталонной постоянной. Формируют разностный сигнал путем вычитания из кодирующего сигнала компилированного сигнала и сравнивают его с эталонной постоянной. Формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства разностного сигнала и эталонной постоянной. При обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности произведения большего нуля коэффициента пропорциональности на кодирующий сигнал и произведения коэффициента пропорциональности на сумму эталонной постоянной и постоянной смещения. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, равное в этот момент значению декодирующего сигнала, является дискретным значением преобразованного сигнала.

В шестом варианте при прямом преобразовании как и в первом варианте формируют компилированный сигнал. В соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше разности эталонной постоянной и максимума компилированного сигнала, а максимум больше разности эталонной постоянной и минимума компилированного сигнала. Формируют суммарный сигнал путем суммирования компилированного сигнала и кодирующего сигнала. Сравнивают суммарный сигнал с эталонной постоянной. Формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства суммарного сигнала и эталонной постоянной. При обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности произведения большего нуля коэффициента пропорциональности на разность эталонной постоянной и постоянной смещения и произведения коэффициента пропорциональности на кодирующий сигнал. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, равное в этот момент значению декодирующего сигнала, является дискретным значением преобразованного сигнала.

В седьмом варианте при прямом преобразовании как и в первом варианте формируют компилированный сигнал. В соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше минимума компилированного сигнала, а максимум больше максимума компилированного сигнала. Сравнивают компилированный сигнал с кодирующим сигналом. Формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства компилированного сигнала и кодирующего сигнала. При обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности произведения большего нуля коэффициента пропорциональности на кодирующий сигнал и произведения коэффициента пропорциональности на постоянную смещения. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, равное в этот момент значению декодирующего сигнала, является дискретным значением преобразованного сигнала.

Математическое обоснование заявляемого способа заключается в следующем. Пусть A(t) - входной аналоговый сигнал, C(t) - кодирующий сигнал, E - эталонная постоянная, K - больший нуля постоянный множитель, S - постоянная смещения, B - больший нуля постоянный коэффициент, D - постоянная сдвига. Умножаем A(t) на K, суммируем произведение с S и получаем компилированный сигнал K A(t) + S.

Составляем уравнения для вариантов с первого по седьмой соответственно:
[K A(t) + S] C(t) B + D = E, (1)
[K A(t) + S] C^-1(t) B + D = E, (2)
[K A(t) + S]^-1 C(t) B + D = E, (3)
K A(t) + S - C(t) = E, (4)
C(t) - [K A(t) + S] = E, (5)
K A(t) + S + C(t) = E, (6)
K A(t) + S = C(t). (7)
Находим множество значений t_r, где r = 1,2,3..., являющихся корнями уравнений (1)-(7). Для каждого значения t_r имеем соответственно равенства:
[K A(t_r) + S]C(t_r) B + D = E,
[K A(t_r) + S]C^-1(t_r) B + D = E,
[K A(t_r) + S]^-1 C(t_r) B + D = E,
K A(t_r) + S - C(t_r) = E,
C(t_r) - [K A(t_r) + S] = E,
K A(t_r) + S + C(t_r) = E,
K A(t_r) + S = C(t_r).

Из этих равенств получаем:
для первого варианта
A(t_r) = K^-1[E - D)B^-1C^-1(t_r) - S] ≈
P C^-1(t_r) (E - D)B^-1 - P S,
для второго варианта
A(t_r) = K^-1[E - D)B^-1C (t_r) - S] ≈
P C(t_r) (E - D)B^-1 - P S,
для третьего варианта
A(t_r) = K^-1[E - D)^-1B C (t_r) - S] ≈
P C(t_r) B (E - D)^-1 - P S,
для четвертого варианта
A(t_r) = K^-1[C(t_r) + E - S] ≈ P C(t_r) + P (E - S),
для пятого варианта
A(t_r) = K^-1[C(t_r) - E - S] ≈ P C(t_r) - P (E + S),
для шестого варианта
A(t_r) = K^-1[E - S - C(t_r)] ≈ P (E - S) - P C(t_r),
для седьмого варианта
A(t_r) = K^-1[C(t_r) - S] ≈ P C(t_r) - P S,
где
P - больший нуля постоянный коэффициент пропорциональности.

Уравнения (1) - (7) и их решения показывают, что, если в кодирующем устройстве генерировать кодирующий сигнал и используемые постоянные, составить уравнение, включающее аналоговый и кодирующий сигналы вместе с необходимыми постоянными, решить уравнение с помощью решающего устройства, найдя его корни, направить информацию о корнях в декодирующее устройство, в котором генерировать декодирующий сигнал, представляющий собой функциональную зависимость аналогового сигнала, полученную путем разрешения основного уравнения относительно аналогового сигнала, подставить в эту зависимость корни, получив значения декодирующего сигнала в фазе, равной фазе корневых значений кодирующего сигнала, то на выходе декодирующего устройства получим дискретные значения преобразованного сигнала, пропорциональные корневым значениям входного аналогового сигнала.

В качестве решающего устройства в вариантах 1 - 6 используем известный компаратор, в котором сравнивают переменный сигнал с эталонной постоянной E, в варианте 7 - сравнивающее устройство, в котором сравнивают два переменных сигнала. Естественно, что уравнения составляются с учетом типа решающего устройства. Для получения в декодирующем устройстве значения декодирующего сигнала в фазе, равной фазе корневого значения кодирующего сигнала, генерируем в кодирующем устройстве синхронизирующие импульсы, передаваемые вместе с информацией о корнях в декодирующее устройство. Поскольку в заявляемом способе преобразуются мгновенные значения аналогового сигнала в моменты корней решаемых уравнений, информация о корнях, передаваемая из кодирующего устройства в декодирующее, должна представлять собой импульсы, называемые кодированными, имеющие ступенчатые фронты в моменты корней. Такие импульсы можно получить либо непосредственно в сравнивающем устройстве, либо на основе импульсов, полученных в сравнивающем устройстве.

Умножение во всех вариантах на больший нуля коэффициент пропорциональности P применяют для того, чтобы в декодирующем сигнале в качестве основного использовался сигнал, пропорциональный или обратно пропорциональный кодирующему.

Рассмотрим необходимые условия и требования, выполнение которых позволит осуществить заявляемый способ.

Как видно из приведенных выше алгебраических выражений, кодирующий сигнал C(t) не должен состоять из прямоугольных импульсов. В противном случае множество t_r будет содержать случайно расположенные корни. Очевидно, что для получения из преобразованных дискретных значений интерполированного сигнала, максимально близкого к исходному аналоговому сигналу, необходимо, чтобы C(t) был периодическим сигналом. Чем выше частота этого сигнала, тем точнее воспроизводится исходный аналоговый сигнал. В пределах периода кодирующий импульс может быть как одиночным, так и в виде пачки импульсов, однако понятно, что применение пачки импульсов просто равносильно увеличению частоты кодирующего сигнала. Форма импульсов может быть достаточно разнообразной: симметричной или несимметричной относительно максимума импульса, со ступенчатым передним фронтом и монотонно убывающим от максимума к минимуму задним фронтом, с монотонно возрастающим от минимума к максимуму передним фронтом и ступенчатым задним фронтом и т.д. Практически форму импульса выбирают исходя из наибольшей простоты, надежности, стабильности, точности электронных схем, генерирующих кодирующий сигнал в кодирующем устройстве и декодирующий сигнал в декодирующем устройстве.

В вариантах с первого по третий рабочие области изменения компилированного и кодирующего сигналов не должны включать нулевую точку, так как, если какой-либо из сигналов стремится или равен нулю, другой сигнал или результат деления на первый сигнал стремятся или равны бесконечности. Для устранения этого путем выбора постоянных K и S устанавливают минимум компилированного сигнала большим нуля и генерируют кодирующий сигнал с большим нуля рабочим минимумом. Для максимума и минимума компилированного сигнала очевидно выполнение следующих соотношений:
(K A(t) + S)_max = K A_max + S,
(K A(t) + S)_min = K A_min + S,
где
A_max и A_min - соответственно максимальное и минимальное значения аналогового сигнала.

Определим максимум C_max и минимум C_min кодирующих импульсов, для чего сначала найдем для каждого варианта, используя соответствующее уравнение, нижнюю границу максимума Clmax

и верхнюю границу минимума Cumin кодирующего импульса. Получаем:
в первом варианте

во втором варианте

в третьем варианте

Для уверенного срабатывания компаратора при A(t), близких или равных A_max и A_min, вводим для этих вариантов значения рабочего максимума CWmax и большего нуля рабочего минимума CWmin такие, чтобы выполнялись неравенства:
для первого варианта

для второго варианта

для третьего варианта

Из неравенств (10) и (11), (14) и (15), (18) и (19) получаем основное неравенство для первых трех вариантов
(K A_max+S)/(K A_min+S) < CWmax/CWmin. (20)
Неравенство (20) может выполняться не только для CWmax и CWmin, удовлетворяющих (8) и (9), (12) и (13), (16) и (17) при определенных E, B и D, но и для других положительных значений CWmax и CWmin . При этом для выбранного компаратора с эталонной постоянной E неравенствам (10) и (11), (14) и (15), (18) и (19) удовлетворяют путем выбора постоянных B и D, возможность чего обеспечивается при выполнении неравенства (20). Для расширения области параметров кодирующих импульсов, которые можно использовать для преобразования, устанавливаем параметры кодирующих импульсов C_max ≥ CWmax, C_min ≤ CWmin , причем C_min может быть равным или меньшим нуля. Наличие областей C(t) > CWmax и C(t) < CWmin/ с математической точки зрения не мешает преобразованию, поскольку в них корни уравнений (1), (2), (3) отсутствуют. Если же в реальном техническом устройстве при C(t) ≤ 0 происходит сбой или появляются ошибки, устанавливают C_min > 0.

Для других вариантов определяем Clmax

,Cumin, и устанавливаем параметры кодирующих импульсов C_max и C_min:
для четвертого варианта

для пятого варианта

для шестого варианта

для седьмого варианта

Что касается постоянных K и S компилированного сигнала в вариантах с четвертого по шестой, то, как видно из (21)-(26), при больших абсолютных значениях в них правых частей становятся абсолютно большими C_max и C_min, однако с точки зрения получения конечного результата это не существенно. Путем выбора K и S можно оптимизировать параметры C(t). В седьмом варианте путем выбора K и S устанавливают диапазон изменения компилированного сигнала в пределах рабочего диапазона сравнивающего устройства.

На фиг. 1 приведена графическая информация, иллюстрирующая первый вариант заявляемого способа.

На фиг. 1.1 показан кодирующий импульс. В качестве примера приведена функция C(t) = cos²(πt/T) + CWmin

в пределах -T/2 < t < T/2, для которой C_max= CWmax= 1,1, C_min= CWmin= 0,1 и рабочий диапазон CWmax/CWmin =11 . t_i и t_i+1 - начальная и конечная точки периода длительностью T = t_i+1 - t_i. В момент t_i показан синхронизирующий импульс.

На фиг. 1.2 приведен пример фрагмента аналогового сигнала вида A(t) = 0,5 sin(πt/T) в пределах одного периода.

На фиг. 1.3 приведен модулированный сигнал [K A(t) + S] C(t) B + D, поступивший в компаратор, в котором его сравнивают с эталонной постоянной E. Конкретные константы таковы: K = 0,6; S = 0,4; B = 3; D = 0, E = 0,27. Для этих констант отношение максимума компилированного сигнала к его минимуму равно 7, т. е. выполняется неравенство (20), значения модулированного сигнала, соответствующие: произведению максимума компилированного сигнала на CWmin

, равное 0,21, произведению минимума компилированного сигнала на CWmax , равное 0,33, т.е. выполняются неравенства (10) и (11.

На фиг. 1.4 показан полученный после компаратора кодированный импульс прямоугольной формы, передний и задний ступенчатые фронты которого являются корневыми и их временные координаты t_r и t_r+1 являются моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной.

На фиг. 1.5 показан прямоугольный импульс вместе с синхронизирующим импульсом.

На фиг. 1.6 показаны кодированные импульсы в виде коротких импульсов, полученных, например, путем дифференцирования прямоугольного импульса, и синхронизирующий импульс.

На фиг. 1.7 показан один период декодирующего сигнала P C^-1(t) (E - D) B^-1 - P S при P = K^-1, сформированного в декодирующем устройстве с использованием синхронизирующего импульса, имеющего координату t_i. Значения этого сигнала в моменты времени t_r и t_r+1 равны соответственно A(t_r) и A(t_r+1) фиг. 1.2. Прямоугольные импульсы, передние фронты которых имеют координаты t_r и t_r+1, являются декодированными импульсами.

На фиг. 2 приведена графическая информация, иллюстрирующая второй вариант заявляемого способа.

На фиг. 2.1 показан кодирующий импульс. В качестве примера приведена функция C(t) = cos²(πt/T) + CWmin

в пределах -T/2 < t < T/2, для которой C_max= CWmax= 1,1; C_min= CWmin= 0,1 и рабочий диапазон CWmax/CWmin =11. t_i и t_i+1 - начальная и конечная точки периода длительностью T = t_i+1 - t_i. В момент t_i показан синхронизирующий импульс.

На фиг. 2.2 приведен пример фрагмента аналогового сигнала вида A(t) = 0,5 sin(πt/T) в пределах одного периода.

На фиг. 2.3 приведен модулированный сигнал [K A(t) + S] C^-1(t) B + D, поступающий в компаратор, в котором его сравнивают с эталонной постоянной E. Конкретные константы таковы: K = 0,6; S = 0,4; B = 3; D = 0; E = 2,45. Для этих констант отношение максимума компилированного сигнала к его минимуму равно 7, т. е. выполняется неравенство (20), значения модулированного сигнала, соответствующие: отношению максимума компилированного сигнала к CWmax

, равному 1,9, отношению минимума компилированного сигнала к CWmin , равному 3, т. е. выполняются неравенства (14) и (15). Вертикальные размеры уменьшены в 10 раз по сравнению с фиг. 2.1, 2.2, 2.7.

На фиг. 2.4 показан полученный после компаратора кодированный импульс прямоугольной формы, передний и задний ступенчатые фронты которого являются корневыми и их временные координаты t_r и t_r+1 являются моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной.

На фиг. 2.5 показан прямоугольный импульс вместе с синхронизирующим импульсом.

На фиг. 2.6 показаны кодированные импульсы в виде коротких импульсов, полученных, например, путем дифференцирования прямоугольного импульса, и синхронизирующий импульс.

На фиг. 2.7 показан один период декодирующего сигнала P C(t) (E - D) B^-1 - P S при P = K^-1, выработанного в декодирующем устройстве с использованием синхронизирующего импульса, имеющего координату t_i. Значения этого сигнала в моменты времени t_r и t_r+1 равны соответственно A(t_r) и A(t_r+1) фиг. 2.2. Прямоугольные импульсы, передние фронты которых имеют координаты t_r и t_r+1, являются декодированными импульсами.

На фиг. 3 приведена графическая информация, иллюстрирующая третий вариант заявляемого способа.

На фиг. 3.1 показан кодирующий импульс. В качестве примера приведена функция C(t) = cos²(πt/T) + CWmin

в пределах -T/2 < t < T/2, для которой C_max= CWmax= 1,1; C_min= CWmin= 0,1 и рабочий диапазон CWmax/CWmin =11 . t_i и t_i+1 - начальная и конечная точки периода длительностью T = t_i+1 - t_i. В момент t_i показан синхронизирующий импульс.

На фиг. 3.2 приведен пример фрагмента аналогового сигнала вида A(t) = 0,5 sin(πt/T) в пределах одного периода.

На фиг. 3.3 приведен модулированный сигнал [K A(t) + S]^-1 C(t) B + D, поступивший в компаратор, в котором его сравнивают с эталонной постоянной E. Конкретные константы таковы: K = 0,6; S = 0,4; B = 3; D = 0; E = 3,85. Для этих констант отношение максимума компилированного сигнала к его минимуму равно 7, т. е. выполняется неравенство (20), значения модулированного сигнала, соответствующие: отношению CWmax

к максимуму компилированного сигнала, равное 4,7, отношению CWmin к минимуму компилированного сигнала, равное 3, т. е. выполняются неравенства (18) и (19). Вертикальные размеры уменьшены в 7 раз по сравнению с фиг. 3.1, 3.2, 3.7.

На фиг. 3.4 показан полученный после компаратора кодированный импульс прямоугольной формы, передний и задний ступенчатые фронты которого являются корневыми и их временные координаты t_r и t_r+1 являются моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной.

На фиг. 3.5 показан прямоугольный импульс вместе с синхронизирующим импульсом.

На фиг. 3.6 показаны кодированные импульсы в виде коротких импульсов, полученных, например, путем дифференцирования прямоугольного импульса, и синхронизирующий импульс.

На фиг. 3.7 показан один период декодирующего сигнала P C(t) B (E - D)^-1 - P S при P = K^-1, сформированного в декодирующем устройстве с использованием синхронизирующего импульса, имеющего координату t_i. Значения этого сигнала в моменты времени t_r и t_r+1 равны соответственно A(t_r) и A(t_r+1) фиг. 3.2. Прямоугольные импульсы, передние фронты которых имеют координаты t_r и t_r+1, являются декодированными импульсами.

На фиг. 4 приведена графическая информация, иллюстрирующая четвертый вариант заявляемого способа.

На фиг. 4.1 показан пример фрагмента аналогового сигнала вида A(t) = sin(πt/T) в пределах -T/2 < t < T/2, где T - период кодирующего сигнала, вместе с эталонной постоянной E = -1,25. В компилированном сигнале K A(t) + S K=1, S=0.

На фиг. 4.2 приведен пример кодирующего импульса C(t) = 2,5cos²(πt/T) в пределах одного периода. C_max > A_max - E, C_min = 0 < A_min - E, т.е. выполняются неравенства (21) и (22). t_i и t_i+1 - начальная и конечная точки периода. В момент t_i показан синхронизирующий импульс.

На фиг. 4.3 приведен разностный сигнал A(t) - C(t), поступивший в компаратор, в котором его сравнивают с эталонной постоянной E.

На фиг. 4.4 показан полученный после компаратора кодированный импульс прямоугольной формы, передний и задний ступенчатые фронты которого являются корневыми и их временные координаты t_r и t_r+1 являются моментами равенства разностного сигнала и эталонной постоянной.

На фиг. 4.5 показан прямоугольный импульс вместе с синхронизирующим импульсом.

На фиг. 4.6 показаны кодированные импульсы в виде коротких импульсов, полученных, например, путем дифференцирования прямоугольного импульса, и синхронизирующий импульс.

На фиг. 4.7 показан декодирующий сигнал C(t) + E при P = K^-1, сформированный в декодирующем устройстве с использованием синхронизирующего импульса, имеющего координату t_i. Значения этого сигнала в моменты времени t_r и t_r+1 равны соответственно A(t_r) и A(t_r+1) фиг 4.1. Прямоугольные импульсы, передние фронты которых имеют координаты t_r и t_r+1, являются декодированными импульсами.

На фиг. 5 приведена графическая информация, иллюстрирующая пятый вариант заявляемого способа.

На фиг. 5.1 показан пример фрагмента аналогового сигнала вида A(t) = sin(πt/T) в пределах -T/2 < t < t/2, где T - период кодирующего сигнала, вместе с эталонной постоянной E = 1,25. В компилированном сигнале K A(t) + S K=1, S=0.

На фиг. 5.2 приведен пример кодирующего импульса в пределах одного периода. C_max > A_max + E, C_min = 0 < A_min + E, т.е. выполняются неравенства (23) и (24). t_i и t_i+1 - начальная и конечная точки периода. В момент t_i показан синхронизирующий импульс.

На фиг. 5.3 приведен разностный сигнал C(t) -A(t), поступивший в компаратор, в котором его сравнивают с эталонной постоянной E.

На фиг. 5.4 показан полученный после компаратора кодированный импульс прямоугольной формы, передний и задний ступенчатые фронты которого являются корневыми и их временные координаты t_r и t_r+1 являются моментами равенства разностного сигнала и эталонной постоянной.

На фиг. 5.5 показан прямоугольный импульс вместе с синхронизирующим импульсом.

На фиг. 5.6 показаны кодированные импульсы в виде коротких импульсов, полученных, например, путем дифференцирования прямоугольного импульса, и синхронизирующий импульс.

На фиг. 5.7 показан декодирующий сигнал C(t) - E при P = K^-1, сформированный в декодирующем устройстве с использованием синхронизирующего импульса, имеющего координату t_i. Значения этого сигнала в моменты времени t_r и t_r+1 равны соответственно A(t_r) и A(t_r+1) фиг 5.1. Прямоугольные импульсы, передние фронты которых имеют координаты t_r и t_r+1, являются декодированными импульсами.

На фиг. 6 приведена графическая информация, иллюстрирующая шестой вариант заявляемого способа.

На фиг. 6.1 показан пример фрагмента аналогового сигнала вида A(t) = sin(πt/T) в пределах -T/2 < t <T/2, где T - период кодирующего сигнала, вместе с эталонной постоянной E = 1,3. В компилированном сигнале K A(t) + S K=1, S=0.

На фиг. 6.2 приведен пример кодирующего импульса C(t) = 2,5cos²(πt/T) в пределах одного периода. C_max > E - A_min, C_min = 0 < E - A_max, т.е. выполняются неравенства (25) и (26). t_i и t_i+1 - начальная и конечная точки периода.

На фиг. 6.3 приведен суммарный сигнал A(t) + C(t), поступивший в компаратор, в котором его сравнивают с эталонной постоянной E.

На фиг. 6.4 показан полученный после компаратора кодированный импульс прямоугольной формы, передний и задний ступенчатые фронты которого являются корневыми и их временные координаты t_r и t_r+1 являются моментами равенства суммарного сигнала и эталонной постоянной.

На фиг. 6.5 показан прямоугольный импульс вместе с синхронизирующим импульсом.

На фиг. 6.6 показаны кодированные импульсы в виде коротких импульсов, полученных, например, путем дифференцирования прямоугольного импульса, и синхронизирующий импульс.

На фиг. 6.7 показан декодирующий сигнал E - C(t) при P = K^-1, сформированного в декодирующем устройстве с использованием синхронизирующего импульса, имеющего координату t_i. Значения этого сигнала в моменты времени t_r и t_r+1 равны соответственно A(t_r) и A(t_r+1) фиг 6.1. Прямоугольные импульсы, передние фронты которых имеют координаты t_r и t_r+1, являются декодированными импульсами.

На фиг. 7 приведена графическая информация, иллюстрирующая седьмой вариант заявляемого способа.

На фиг. 7.1 показан пример фрагмента аналогового сигнала вида A(t) = sin(πt/T) в пределах -T/2 < t < T/2, где T - период кодирующего сигнала.

На фиг. 7.2 показаны сигналы, направленные в сравнивающее устройство: 1 - пример кодирующего импульса вида C(t) = 2,5cos²(πt/T) в пределах одного периода, t_i и t_i+1 - начальная и конечная точки периода; 2 - компилированный сигнал KA(t) + S, для которого K=1, S=1,25. Пунктирные линии - максимум и минимум компилированного сигнала. Выполнение неравенств (27) и (28) очевидно.

На фиг. 7.3 показан полученный после сравнивающего устройства кодированный импульс прямоугольной формы, передний и задний ступенчатые фронты которого являются корневыми и их временные координаты t_r и t_r+1 являются моментами равенства кодирующего и компилированного сигналов.

На фиг. 7.4 показан прямоугольный импульс вместе с синхронизирующим импульсом.

На фиг. 7.5 показаны кодированные импульсы в виде коротких импульсов, полученных, например, путем дифференцирования прямоугольного импульса, и синхронизирующий импульс.

На фиг. 7.6 показан декодирующий сигнал C(t) - S при P = K^-1, сформированный в декодирующем устройстве с использованием синхронизирующего импульса, имеющего координату t_i. Значения этого сигнала в моменты времени t_r и t_r+1 равны соответственно A(t_r) и A(t_r+1) фиг. 7 .1. Прямоугольные импульсы, передние фронты которых имеют координаты t_r и t_r+1, являются декодированными импульсами.

При использовании кодирующего импульса со ступенчатым передним или задним фронтом после операции сравнения вырабатывают кодированные импульсы, например, прямоугольной формы, в которых один из ступенчатых фронтов совпадает со ступенчатым фронтом кодирующего импульса. Очевидно, что ступенчатый фронт кодированного импульса, совпадающий со ступенчатым фронтом кодирующего импульса, не может быть использован для получения дискретного значения преобразованного аналогового сигнала, так как он не является корневым. И если такой прямоугольный импульс дифференцируется, то один из двух полученных импульсов не имеет ступенчатого фронта, являющегося корневым. Импульс, не имеющий ни одного ступенчатого корневого фронта, по определению не является кодированным и нет необходимости передавать его в декодирующее устройство.

Вырабатываемые в кодирующем устройстве синхронизирующие импульсы используют для синхронизации временных шкал кодированных импульсов и генератора декодирующего сигнала. Достигается это тем, что синхронизирующими импульсами запускают генераторы кодирующего и декодирующего сигналов. Для того чтобы синхронизирующие импульсы не совпадали со ступенчатыми корневыми фронтами кодированных импульсов, их вставляют в области минимума или максимума кодирующего импульса. При выполнении неравенств (10) и (11), (14) и (15), (18) и (19), (21) и (22), (23) и (24), (25) и (26), (27) и (28) вблизи минимума и максимума кодирующего импульса существуют так называемые "запретные зоны" для ступенчатых корневых фронтов кодированных импульсов, в которые они не попадают. Длительности "запретных зон" равны: в окрестности минимума кодирующего импульса - времени, в течение которого кодирующий сигнал изменяется, уменьшаясь от Cumin

до C_min, и далее увеличиваясь до Cumin , в окрестности максимума кодирующего импульса - времени, в течение которого кодирующий сигнал изменяется, увеличиваясь от Clmax до C_max и далее уменьшаясь до Clmax . Если используют кодирующий импульс со ступенчатым передним или задним фронтом, синхронизирующий импульс может совпадать с этим фронтом, однако такое совпадение не мешает преобразованию.

Приведенная графическая информация показывает, что при использовании кодирующего периодического импульса в виде моноимпульса с монотонно возрастающим передним и монотонно убывающим задним фронтами за один период получают два дискретных значения преобразованного сигнала. При использовании кодирующего импульса, в котором один из фронтов является ступенчатым, за один период получают одно дискретное значение преобразованного сигнала. Если использовать кодирующий импульс в виде пачки моноимпульсов, то число дискретных значений соответственно возрастает.

Восстановление дискретных значений преобразуемого сигнала в декодирующем устройстве осуществляют в различных режимах. В одном из них генератор декодирующего сигнала работает непрерывно. В момент прихода ступенчатого корневого фронта кодированного импульса формируют декодированный импульс, например, путем использования селектирующего импульса прямоугольной формы длительностью Δt_s≪ T , передний фронт которого совпадает со ступенчатым корневым фронтом кодированного импульса (здесь можно использовать коммутирующие ключи [2, стр. 26], с помощью которых получают, например, решетчатую функцию [2, стр. 12, рис. 1]). При этом декодированный импульс получается со ступенчатыми передним и задним фронтами, между которыми декодированный импульс совпадает с декодирующим сигналом. При другом режиме запущенный генератор декодирующего сигнала останавливают ступенчатым корневым фронтом кодированного импульса, благодаря чему декодированный импульс в течение времени Δt_s имеет постоянное значение, равное значению декодирующего сигнала в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, что изображено на графических иллюстрациях. После формирования декодированного импульса в режиме остановки подготавливают генератор декодирующего сигнала к восстановлению следующего дискретного значения аналогового сигнала. В тех случаях, когда восстановленное дискретное значение близко по времени к точкам минимума или максимума кодирующего импульса, для перечисленных выше операций используют "запретные зоны". Кроме того, возможны режимы восстановления с использованием задержки поступивших в декодирующее устройство импульсов.

Как видно, в противоположность прототипу, в котором соотносят дискретное значение преобразованного сигнала с задним ступенчатым фронтом декодированного импульса, в заявляемом способе наиболее естественно соотнести его с передним ступенчатым фронтом декодированного импульса. Если же для последующей операции интерполяции предпочтительно или необходимо иметь дискретное значение, соотнесенное с задним фронтом декодированного импульса, можно применить следующий прием. Вводят одинаковую задержку синхронизирующих и кодированных импульсов, большую или равную Δt_s, и запускают генератор декодирующего сигнала задержанным синхронизирующим импульсом. Вырабатывают селектирующий импульс, передний фронт которого опережает ступенчатый корневой фронт задержанного кодированного импульса на время Δt_s , а задний фронт совпадает с ним. В результате получают декодированный импульс, у которого задний ступенчатый фронт соотнесен с дискретным значением преобразованного сигнала. Следует подчеркнуть, что форма декодированного импульса может быть довольно разнообразной, включая форму сплошного сигнала в виде скачкообразно изменяющихся постоянных значений. При этом величина скачка, например, для случая P = K^-1 в момент времени t_r равна A(t_r) - A(t_r-1), а продолжительность постоянного значения A(t_r) равна t_r+1-t_r.

Сравнивая между собой два способа передачи кодированной информации - прямоугольными или короткими импульсами, полученными, например, из прямоугольного путем его дифференцирования, заметим, что, с точки зрения минимального потребления энергии кодирующим устройством (в первую очередь его выходными каскадами), преимущество имеют короткие импульсы, поскольку площадь, занимаемая ими, значительно меньше площади прямоугольного импульса.

Приведенная графическая информация, а также вышеизложенное показывают, что с помощью заявляемого способа можно преобразовывать аналоговые сигналы любой полярности, в том числе и знакопеременные. При этом в качестве решающего устройства можно использовать компаратор или сравнивающее устройство с любыми рабочими параметрами.

Таким образом, в отличие от прототипа, в котором информация о дискретном значении преобразованного сигнала заключена в цифровом коде или в числе счетных импульсов, в заявляемом способе эта информация заключена во временной координате ступенчатого корневого фронта кодированного импульса, являющейся для определенного значения аналогового сигнала функцией формы кодирующих импульсов, а для выбранной формы кодирующего импульса - непрерывной функцией аналогового сигнала. Преобразованное дискретное значение является непрерывной функцией вышеупомянутой временной координаты. Ввиду этого заявляемый способ можно назвать функционально-временным преобразованием.

Приведем сравнительные характеристики прототипа и заявляемого способа.

1. Информативность.

В прототипе за один тактовый период получают одно дискретное значение преобразованного сигнала.

В заявляемом способе при использовании кодирующего импульса в виде монотонно изменяющихся переднего и заднего фронтов получают за один период два дискретных значения преобразованного сигнала.

2. Точность преобразования.

В прототипе преобразованное значение является неопределенным в пределах одного уровня квантования как по амплитуде, так и по времени.

В заявляемом способе получают точное дискретное значение с точной привязкой по времени.

3. Число передаваемых в декодирующее устройство импульсов на одно дискретное значение преобразованного сигнала, не считая синхронизирующих импульсов.

В прототипе число счетных импульсов в пределах одного тактового периода велико и оно растет по мере увеличения точности квантования.

В заявляемом способе одно дискретное значение передается одним коротким импульсом.

5. Сложность электронных устройств.

В прототипе используются сложные цифровые схемы как в кодирующем, так и в декодирующем устройствах.

В заявляемом способе могут быть использованы довольно простые устройства для умножения, деления и сложения сигналов, генерирования периодических импульсов непрямоугольной формы.

5. Помехоустойчивость при передаче кодированной информации по линиям связи или через эфир.

Помехоустойчивость прототипа против амплитудных искажений известна. Помехоустойчивость заявляемого способа обеспечивается тем, что амплитудные искажения не сдвигают по времени ступенчатый корневой фронт кодированного импульса.

Проведенное сравнение свидетельствует о существенных преимуществах заявляемого способа.

Возможность реализации заявляемого способа не вызывает сомнений, поскольку операции умножения, деления, сложения и вычитания сигналов, умножения их на большую нуля постоянную (т.е. их усиление или ослабление), а также генерация периодических импульсов непрямоугольной формы в электронике давно известны и широко применяются. Точность преобразования зависит от точности генерирования в декодирующем устройстве функций, связанных с соответствующими функциями, генерированными в кодирующем устройстве, через больший нуля постоянный коэффициент пропорциональности, а также от точности выполнения арифметических операций.

Литература
1. Сворень Р. Электроника общения. Журнал "Наука и жизнь", N 10, с. 2-11, вкладки 11-111, 1986.

2. Преобразование информации в аналого-цифровых вычислительных устройствах. Под ред. Г.М.Петрова. М.: Машиностроение, 1973.

3. Б.В.Анисимов, В.Н.Четвериков. Преобразование информации для ЭЦВМ. М.: Высшая школа, 1968.

Изобретение относится к области кодирования и передачи информации и может быть использовано в информационных электронных устройствах, звукозаписи, радиовещании, телевидении. Изобретение состоит в том, что при прямом преобразовании генерируют кодирующий сигнал в виде периодических импульсов непрямоугольной формы. Формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на больший нуля постоянный множитель и суммирования с постоянной смещения. Формируют последовательно комбинированный сигнал, для чего в первом варианте умножают компилированный сигнал на кодирующий и на больший нуля постоянный коэффициент и суммируют с постоянной сдвига, во втором варианте делят компилированный сигнал на кодирующий, умножают на больший нуля постоянный коэффициент и суммируют с постоянной сдвига, в третьем варианте делят кодирующий сигнал на компилированный, умножают на больший нуля постоянный коэффициент и суммируют с постоянной сдвига, в четвертом варианте вычитают из компилированного сигнала кодирующий, в пятом варианте вычитают из кодирующего сигнала компилированный, в шестом варианте суммируют компилированный сигнал с кодирующим. Сравнивают в этих вариантах комбинированный сигнал с эталонной постоянной. В седьмом варианте сравнивают компилированный сигнал с кодирующим. Формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства сравниваемых величин. При обратном преобразовании генерируют декодирующий сигнал, равный умноженной на большую нуля постоянную функциональной зависимости, полученной путем разрешения относительно аналогового сигнала равенства комбинированного сигнала эталонной постоянной для вариантов с первого по шестой и равенства компилированного и кодирующего сигналов для седьмого варианта. Формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этот момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала. Технический результат - повышение точности получения дискретного значения преобразованного аналогового сигнала. 7 с.п. ф-лы, 7 ил.

1. Способ преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала, заключающийся в том, что при прямом преобразовании генерируют синхронизирующие импульсы и в соответствии с ними формируют периодические временные интервалы, в каждом периодическом временном интервале кодируют дискретное значение аналогового сигнала путем формирования кодированных импульсов, которые при обратном преобразовании декодируют путем формирования декодированного импульса, момент времени и соответствующее ему значение которого определяются кодированными импульсами и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала, отличающийся тем, что при прямом преобразовании выбирают значения постоянного множителя больше нуля и постоянной смещения такими, чтобы сумма произведения постоянного множителя на минимум аналогового сигнала и постоянной смещения была больше нуля, формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на постоянный множитель и суммирования полученного произведения с постоянной смещения, в соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше или равен рабочему минимуму больше нуля, а максимум больше или равен рабочему максимуму, при отношении рабочего максимума к рабочему минимуму больше отношения максимума к минимуму для компилированного сигнала, выбирают значения постоянного коэффициента больше нуля и постоянной сдвига такими, чтобы сумма умноженного на постоянной коэффициент произведения максимума компилированного сигнала на рабочий минимум и постоянной сдвига была меньше эталонной постоянной, а сумма умноженного на постоянный коэффициент произведения минимума компилированного сигнала на рабочий максимум и постоянной сдвига была больше эталонной постоянной, формируют модулированный сигнал путем умножения кодирующего сигнала на компилированный сигнал, умножения произведения на постоянный коэффициент и суммирования произведения с постоянной сдвига, сравнивают модулированный сигнал с эталонной постоянной, формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной, при обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности двух величин, из которых уменьшаемая величина равна произведению отношения коэффициента пропорциональности больше нуля к кодирующему сигналу на отношение разности эталонной постоянной и постоянной сдвига к постоянному коэффициенту, а вычитаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности на постоянную смещения, формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этот момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала. 2. Способ преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала, заключающийся в том, что при прямом преобразовании генерируют синхронизирующие импульсы и в соответствии с ними формируют периодические временные интервалы, в каждом периодическом временном интервале кодируют дискретное значение аналогового сигнала путем формирования кодированных импульсов, которые при обратном преобразовании декодируют путем формирования декодированного импульса, момент времени и соответствующее ему значение которого определяются кодированными импульсами и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала, отличающийся тем, что при прямом преобразовании выбирают значения постоянного множителя больше нуля и постоянной смещения такими, чтобы сумма произведения постоянного множителя на минимум аналогового сигнала и постоянной смещения была больше нуля, формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на постоянный множитель и суммирования полученного произведения с постоянной смещения, в соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше или равен рабочему минимуму больше нуля, а максимум больше или равен рабочему максимуму, при отношении рабочего максимума к рабочему минимуму больше отношения максимума к минимуму для компилированного сигнала, выбирают значения постоянного коэффициента больше нуля и постоянной сдвига такими, чтобы сумма умноженного на постоянный коэффициент отношения максимума компилированного сигнала к рабочему максимуму и постоянной сдвига была меньше эталонной постоянной, а сумма умноженного на постоянный коэффициент отношения минимума компилированного сигнала к рабочему минимуму и постоянной сдвига была больше эталонной постоянной, формируют модулированный сигнал путем деления компилированного сигнала на кодирующий сигнал, умножения частного на постоянный коэффициент и суммирования произведения с постоянной сдвига, сравнивают модулированный сигнал с эталонной постоянной, формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной, при обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности двух величин, из которых уменьшаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности больше нуля на кодирующий сигнал и на отношение разности эталонной постоянной и постоянной сдвига к постоянному коэффициенту, а вычитаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности на постоянную смещения, формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этом момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала. 3. Способ преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала, заключающийся в том, что при прямом преобразовании генерируют синхронизирующие импульсы и в соответствии с ними формируют периодические временные интервалы, в каждом периодическом временном интервале кодируют дискретное значение аналогового сигнала путем формирования кодированных импульсов, которые при обратном преобразовании декодируют путем формирования декодированного импульса, момент времени и соответствующее ему значение которого определяются кодированными импульсами и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала, отличающийся тем, что при прямом преобразовании выбирают значения постоянного множителя больше нуля и постоянной смещения такими, чтобы сумма произведения постоянного множителя на минимум аналогового сигнала и постоянной смещения была больше нуля, формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на постоянный множитель и суммирования полученного произведения с постоянной смещения, в соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше или равен рабочему минимуму больше нуля, а максимум больше или равен рабочему максимуму, при отношении рабочего максимума к рабочему минимуму больше отношения максимума к минимуму для компилированного сигнала, выбирают значения постоянного коэффициента больше нуля и постоянной сдвига такими, чтобы сумма умноженного на постоянный коэффициент отношения рабочего максимума к максимуму компилированного сигнала и постоянной сдвига была больше эталонной постоянной, а сумма умноженного на постоянный коэффициент отношения рабочего минимума к минимуму компилированного сигнала и постоянной сдвига была меньше эталонной постоянной, формируют модулированный сигнал путем деления кодирующего сигнала на компилированный сигнал, умножения частного на постоянный коэффициент и суммирования произведения с постоянной сдвига, сравнивают модулированный сигнал с эталонной постоянной, формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства модулированного сигнала и эталонной постоянной, при обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности двух величин, из которых уменьшаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности больше нуля на кодирующий сигнал и на отношение постоянного коэффициента к разности эталонной постоянной и постоянной сдвига, а вычитаемая величина равна произведению коэффициента пропорциональности на постоянную смещения, формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этот момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала. 4. Способ преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала, заключающийся в том, что при прямом преобразовании генерируют синхронизирующие импульсы и в соответствии с ними формируют периодические временные интервалы, в каждом периодическом временном интервале кодируют дискретное значение аналогового сигнала путем формирования кодированных импульсов, которые при обратном преобразовании декодируют путем формирования декодированного импульса, момент времени и соответствующее ему значение которого определяются кодированными импульсами и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала, отличающийся тем, что при прямом преобразовании формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на постоянный множитель больше нуля и суммирования произведения с постоянной смещения, в соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше разности минимума компилированного сигнала и эталонной постоянной, а максимум больше разности максимума компилированного сигнала и эталонной постоянно, формируют разностный сигнал путем вычитания из компилированного сигнала кодирующего сигнала, сравнивают разностный сигнал с эталонной постоянной, формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства разностного сигнала и эталонной постоянной, при обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный сумме произведения коэффициента пропорциональности больше нуля на кодирующий сигнал и произведения коэффициента пропорциональности на разность эталонной постоянной и постоянной смещения, формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этот момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала. 5. Способ преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала, заключающийся в том, что при прямом преобразовании генерируют синхронизирующие импульсы и в соответствии с ними формируют периодические временные интервалы, в каждом периодическом временном интервале кодируют дискретное значение аналогового сигнала путем формирования кодированных импульсов, которые при обратном преобразовании декодируют путем формирования декодированного импульса, момент времени и соответствующее ему значение которого определяются кодированными импульсами и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала, отличающийся тем, что при прямом преобразовании формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на постоянный множитель больше нуля и суммирования произведения с постоянной смещения, в соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше суммы минимума компилированного сигнала и эталонной постоянной, а максимум больше суммы максимума компилированного сигнала и эталонной постоянной, формируют разностный сигнал путем вычитания из кодирующего сигнала компилированного сигнала, сравнивают разностный сигнал с эталонной постоянной, формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства разностного сигнала и эталонной постоянной, при обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности произведения коэффициента пропорциональности больше нуля на кодирующий сигнал и произведения коэффициента пропорциональности на сумму эталонной постоянной и постоянной смещения, формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этот момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала. 6. Способ преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала, заключающийся в том, что при прямом преобразовании генерируют синхронизирующие импульсы и в соответствии с ними формируют периодические временные интервалы, в каждом периодическом временном интервале кодируют дискретное значение аналогового сигнала путем формирования кодированных импульсов, которые при обратном преобразовании декодируют путем формирования декодированного импульса, момент времени и соответствующее ему значение которого определяются кодированными импульсами и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала, отличающийся тем, что при прямом преобразовании формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на постоянный множитель больше нуля и суммирования произведения с постоянной смещения, в соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше разности эталонной постоянной и максимума компилированного сигнала, а максимум больше разности эталонной постоянной и минимума компилированного сигнала, формируют суммарный сигнал путем суммирования компилированного сигнала и кодирующего сигнала, сравнивают суммарный сигнал с эталонной постоянной, формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства суммарного сигнала и эталонной постоянной, при обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности произведения коэффициента пропорциональности больше нуля на разность эталонной постоянной и постоянной смещения и произведения коэффициента пропорциональности на кодирующий сигнал, формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этот момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала. 7. Способ преобразования аналогового сигнала в дискретные значения преобразованного сигнала, заключающийся в том, что при прямом преобразовании генерируют синхронизирующие импульсы и в соответствии с ними формируют периодические временные интервалы, в каждом периодическом временном интервале кодируют дискретное значение аналогового сигнала путем формирования кодированных импульсов, которые при обратном преобразовании декодируют путем формирования декодированного импульса, момент времени и соответствующее ему значение которого определяются кодированными импульсами и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала, отличающийся тем, что при прямом преобразовании формируют компилированный сигнал путем умножения аналогового сигнала на постоянный множитель больше нуля и суммирования произведения с постоянной смещения, в соответствии с синхронизирующими импульсами генерируют в каждом периодическом временном интервале кодирующий сигнал в виде кодирующих импульсов непрямоугольной формы, минимум которых меньше минимума компилированного сигнала, а максимум больше максимума компилированного сигнала, сравнивают компилированный сигнал с кодирующим сигналом, формируют кодированные импульсы, ступенчатые корневые фронты которых совпадают с моментами равенства компилированного сигнала и кодирующего сигнала, при обратном преобразовании генерируют в соответствии с синхронизирующими импульсами в каждом периодическом временном интервале декодирующий сигнал, равный разности произведения коэффициента пропорциональности больше нуля на кодирующий сигнал и произведения коэффициента пропорциональности на постоянную смещения, формируют декодированный импульс, значение которого в момент ступенчатого корневого фронта кодированного импульса равно в этот момент значению декодирующего сигнала и это значение является дискретным значением преобразованного сигнала.