ДЕКОДЕР ЦИФРОВОГО ТЕЛЕВИЗИОННОГО СИГНАЛА С НЕСКОЛЬКИМИ НЕСУЩИМИ Российский патент 1999 года по МПК H04N7/00 H04L5/06 

Изобретение относится к цифровому телевизионному декодирующему устройству, предназначенному для использования, например, в системе телевидения высокой четкости и реагирующему на модулированный сигнал, такой как сигнал с амплитудно-импульсной модуляцией, с несколькими несущими. Одним из многочисленных видов амплитудно-импульсной модуляции является квадратурная амплитудная модуляция, которая будет использована для описания варианта осуществления изобретения. Устройство декорирования для сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией с двумя несущими и назначением приоритетов описано в патентах США N 5287180 и N 5122875.

В системе передачи символов сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией символ передаваемых данных представляется синфазной "I" и квадратурной "Q" составляющими, которые модулируют соответствующие несущие заданной частоты, сдвинутые по фазе на 90^o. Каждый символ может содержать несколько битов, а число бит/символ определяет тип квадратурной амплитудной модуляции, то есть 16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция, 32-позиционная квадратурная амплитудная модуляция и так далее. С помощью таблиц преобразования (например, в виде постоянного запоминающего устройства) каждому символу назначаются заданные координаты четырехквадрантной сигнальной диаграммы в виде решетки. Заданное число символов занимает выделенные области в каждом квадранте. В системе с 32-позиционной квадратурной амплитудной модуляцией каждый квадрант сигнальной диаграммы содержит восемь символов с заданными координатами по квадратурным осям I и Q. Определенные биты назначают квадрант сигнальной диаграммы, в который помещается символ, а другие определенные биты назначают конкретные координаты в этом выделенном для символа квадранте. Системы с квадратурной амплитудной модуляцией такого общего типа хорошо известны.

В устройстве, описанном в вышеуказанных патентах, телевизионный сигнал, представляющий информацию об изображениях высокой четкости, передается с использованием двух несущих с квадратурной амплитудной модуляцией, частотно уплотненных в стандартной полосе телевизионной передачи 6 МГц. Одна из несущих передает информацию с высоким приоритетом, в то время как другая несущая передает информацию со стандартным (относительно более низким) приоритетом. Информация с высоким приоритетом представляет собой информацию, необходимую для создания изображения, пригодного для просмотра, хотя и худшего, чем исходное, и передается со значительно большим уровнем мощности, чем информация со стандартным приоритетом, представляющая собой остальную информацию. Информация с высоким приоритетом занимает более узкую полосу частот по сравнению с информацией со стандартным приоритетом и поэтому намного меньше подвержена разрушению в канале передачи.

Несущая с высоким приоритетом располагается в той части частотного спектра канала телевизионной передачи, например канала НТСЦ, которая обычно занята частично подавленной боковой полосой стандартного телевизионного сигнала НТСЦ. Эта часть сигнала обычно значительно ослабляется в стандартных приемниках фильтрами Найквиста, так что сигналы телевидения высокой четкости с этим форматом передачи не будут создавать помех совмещенного канала.

Согласно одному из способов декодирования такого двойного сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией, описанному в патенте США N 5287180, используются два параллельных тракта для обработки составляющих сигнала с высоким и стандартным приоритетом соответственно. Каждый тракт содержит адаптивный выравниватель. Кроме того, каждый тракт содержит компенсатор поворота/демодулятор, реагирующий на сигнал ошибки и используемый для восстановления (коррекции) несущей. В устройстве согласно этому патенту комплексные (I, Q) адаптивные выравниватели в каждом из параллельных трактов представляют собой большие, сложные и дорогостоящие аппаратные блоки.

Устройство, позволяющее уменьшить объем такого параллельного аппаратного обеспечения с целью получения менее дорогостоящего устройства, описано в патенте США N 5263018 "Устройство для обработки с временным мультиплексированием нескольких сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией". С этой целью указанное устройство использует обработку с временным мультиплексированием составляющих с высоким и стандартным приоритетом принимаемого составного сигнала. Хотя преимуществом этого устройства является уменьшение потребности в аппаратных средствах по сравнению с устройством согласно патенту США N 5287180, это устройство требует дополнительного усложнения из-за временного мультиплексирования. Описываемое здесь устройство обработки сигнала предлагает возможность дальнейшего повышения качества декодера сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией и назначением приоритетов, выгодно избегая при этом как повышенных требований к аппаратному обеспечению патента N 5287180, так и сложности временного мульплексирования патента N 5263018 и не идя на компромисс в отношении качества декорированного сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией.

В соответствии с сущностью изобретения предлагается устройство для обработки цифрового сигнала, предназначенное для обработки телевизионного сигнала и имеющее входные средства для приема составного сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией и несколькими несущими. Средства коррекции сигнала, содержащие блок адаптивного выравнивателя, реагируют на составной сигнал с получением на выходе скорректированного составного сигнала. Блок выравнивателя содержит единое устройство выравнивания с широкополосной характеристикой, охватывающей более одной несущей и определяемой одним набором коэффициентов. Он служит для выравнивания более чем одной несущей без выделения этих несущих из спектра составного сигнала перед выравниванием. Предусматриваются также средства для получения сигнала ошибки, представляющего состояние сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией, и средства для подачи сигнала ошибки на средства коррекции сигнала.

На фиг. 1 показана блок-схема приемника/декодера цифрового сигнала телевидения высокой четкости с квадратурной амплитудной модуляцией в соответствии с принципами настоящего изобретения.

На фиг. 2 показан частотный спектр в основной полосе частот сигнала телевидения высокой четкости с квадратурной амплитудной модуляцией двух несущих, принимаемого устройством, показанным на фиг. 1.

Перед рассмотрением устройства, показанного на фиг. 1, будет полезно рассмотреть фиг. 2, на которой изображен частотный спектр телевизионного сигнала в основной полосе частот с 32-позиционной квадратурной амплитудной модуляцией двух несущих и назначением приоритетов, принимаемого описанным устройством.

На фиг. 2 показан спектр видеочастот сигнала телевидения высокой четкости, который совместим с полосой 6 МГц канала стандартного телевизионного сигнала НТСЦ и может использоваться как сигнал для одновременного вещания. Чтобы облегчить сравнение со спектром видеочастот стандартного сигнала НТСЦ, частоты по шкале частот на фиг. 2 (от -1,25 до 4,5 МГц) отсчитаны относительно частоты (0,0 МГц) высокочастотной несущей изображения в системе НТСЦ.

Сигнал телевидения высокой четкости является сигналом сжатых данных, разделенных на первую и вторую информационные составляющие, например на составляющие с высоким и стандартным приоритетом. В данном примере составляющим информации звукового сопровождения, синхронизации и низкочастотной видеоинформации, которые должны приниматься с высокой надежностью, присваивается высокий приоритет. Например, информация синхронизации по существу может являться обучающим сигналом, содержащим уникальную сигнатурную последовательность или код для облегчения восстановления и обработки сигнала в приемнике, и может содержать информацию о развертке с частотой полей (например, отметки начала поля). Остальным, менее критичным составляющим, таким как высокочастотная видеоинформация, присваивается более низкий стандартный приоритет. Информация с высоким приоритетом по сравнению с информацией стандартного приоритета занимает более узкую первую полосу частот и передается путем квадратурной амплитудной модуляции первой подавленной несущей с частотой 0,96 МГц, отсчитанной относительно опорного сигнала REF несущей, как это будет рассмотрено ниже. Информация со стандартным приоритетом передается во второй полосе частот путем квадратурной амплитудной модуляции второй подавленной несущей с частотой 3,84 МГц, также отсчитываемой относительно сигнала REF. Полученный в результате составной телевизионный сигнал представляет собой сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией нескольких несущих, а именно, в данном случае, "двойной" сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией. Полный "двойной" сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией преобразуется в стандартную полосу частот телевизионного сигнала шириной 6 МГц с помощью опорного сигнала REF, расположенного вне этой полосы. Частота сигнала REF выбрана так, что, когда он модулируется составным сигналом с квадратурной амплитудной модуляцией, одна из получающихся в результате суммарных или разностных составляющих попадает в полосу частот желаемого радиоканала вещательного телевидения, такого как канал 3 очень высоких частот, используемый для одновременного вещания. Сигнал REF модулируется составным двойным сигналом с квадратурной амплитудной модуляцией для получения модулированного сигнала с двумя боковыми полосами, из которых нижняя полоса подавляется, а верхняя сохраняется, как показано на фиг. 2.

Амплитуда узкополосной составляющей с квадратурной амплитудной модуляцией и высоким приоритетом значительно больше, например вдвое, чем амплитуда широкополосной составляющей с высоким приоритетом по уровню - 6 дБ составляет 0,96 МГц, а ширина полосы составляющей со стандартным приоритетом по уровню - 6 дБ составляет 3,84 МГц, что в четыре раза превышает ширину полосы составляющей с высоким приоритетом. Переходные области на границах полосы узкополосной составляющей с высоким приоритетом и широкополосной составляющей со стандартным приоритетом формируются фильтрами с импульсной характеристикой конечной длительности, описываемой квадратным корнем из приподнятого косинуса, чтобы получить плавные переходные области, которые предотвращают нежелательные высокочастотные эффекты, создаваемые резкими переходными областями.

Каждый из сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией и высоким и стандартным приоритетами содержит синфазную "I" и квадратурную "Q" составляющие. Слово данных или символ представлен обеими составляющими I и Q. В случае сигнала с 32-позиционной квадратурной амплитудной модуляцией каждая из составляющих I и Q имеет восемь дискретных уровней амплитуды, что дает в результате всего 32 возможных уровня или значения амплитуды (по 8 уровней в 4 квадрантах) для каждого из сигналов с высоким и стандартным приоритетами и квадратурной амплитудной модуляцией. Три бита необходимы для задания восьми уровней каждой из составляющих I и Q, и два бита определяют квадрант сигнальной диаграммы квадратурной амплитудной модуляции. Таким образом, каждый символ требует пять битов для задания координат 32 точек в четырех квадрантах сигнальной диаграммы для 32-позиционной квадратурной амплитудной модуляции.

Сигнал с 32-позиционной квадратурной амплитудной модуляцией, который будет рассмотрен, имеет частоты следования символов 0,96 и 3,84 МГц для данных с высоким и стандартным приоритетами соответственно. Частота следования символов не зависит от используемого вида квадратурной амплитудной модуляции (например, 16-позиционной или 32-позиционной квадратурной амплитудной модуляции). При использовании четырехкратной сверхдискретизации частота дискретизации для информации с высоким приоритетом составляет 3,84 МГц, а для информации со стандартным приоритетом - 15,36 МГц. При пяти битах на символ в случае 32-позиционной квадратурной амплитудной модуляции скорости передачи бит с высоким и стандартным приоритетом составляют 4,8 и 19,2 Мбит/с соответственно.

Описываемая система с квадратурной амплитудной модуляцией двух несущих и назначением приоритетов имеет значительную защищенность от помех совмещенного канала, связанных со стандартным телевизионным сигналом НТСЦ, например помех от сигнала НТСЦ, передаваемого из другого места в том же самом частотном канале, что и двойной сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией. Это обусловлено ослабляющими провалами в спектре сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией в окрестностях высокочастотной несущей изображения НТСЦ и несущей звукового сопровождения НТСЦ, связанных с информацией, имеющей большую энергию. И наоборот, помехи совмещенного канала от двойного сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией для сигнала НТСЦ значительно понижены, так как узкополосный сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией и большой амплитудой значительно ослабляется фильтром со спадом Найквиста в стандартном телевизионном приемнике НТСЦ. На фиг. 2 характеристика фильтра со спадом Найквиста обозначена пунктирной линией, наложенной на нижнюю часть спектра сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией от -0,75 до 0,75 МГц. Сочетание большей на 6 дБ амплитуды узкополосной составляющей и вчетверо меньшей ширины ее полосы по сравнению с широкополосной составляющей приводит к значительно большей плотности мощности, чем у широкополосной составляющей. Поэтому приведенный в качестве примера узкополосный сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией и высоким приоритетом обеспечивает значительное улучшение отношения сигал/шум и меньший коэффициент ошибок по сравнению с широкополосным сигналом с квадратурной амплитудной модуляцией и низким приоритетом.

Узкополосная составляющая с большой пиковой амплитудой содержит видеоинформацию, достаточную для создания на экране изображения с четкостью, близкой к четкости стандартного телевизионного изображения. Таким образом, зритель не будет испытывать большие неудобства, если, например, передача сигнала высокой четкости будет кратковременно нарушена. Если широкополосная составляющая с низкой мощностью, которая содержит информацию, обеспечивающую высокую четкость, кратковременно нарушится, узкополосная составляющая с высокой мощностью может остаться незатронутой, благодаря чему кратковременно будет воспроизводиться изображение с пониженной четкостью, но приемлемого качества.

Изобретение будет описано применительно к приемному устройству, предназначенному для обработки сигналов телевидения высокой четкости, предложенных Консорциумом по усовершенствованным телевизионным системам. Телевизионный сигнал, представляемый показанным на фиг. 2 спектром, является именно таким предложенным сигналом телевидения высокой четкости. Однако применение изобретения не ограничивается использованием в такой системе.

На фиг. 1 показана часть приемника телевидения высокой четкости, содержащего устройство в соответствии с настоящим изобретением. Радиосигнал вещательного телевидения, имеющий спектр, показанный на фиг. 2, подается на входные средства для приема составного сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией нескольких несущих, выполненные в виде входного блока 10, содержащего селектор телевизионных каналов и схему промежуточной частоты. С помощью гетеродина в схеме промежуточной частоты средняя частота канала со стандартным приоритетом преобразуется с понижением в частоту следования символов этого канала (3,84 МГц), при этом средняя частота канала с высоким приоритетом преобразуется с понижением в частоту следования символов этого канала (0,96 МГц). В данном примере промежуточная частота равна 43,5 МГц, вследствие чего средняя частота канала высокого приоритета располагается в основной полосе частот на частоте 3,84 МГц. Преобразованный с понижением частоты сигнал преобразуется из аналогового вида в цифровой аналого-цифровым преобразователем 12. Преобразователь 12 работает с тактовой частотой 15,36 МГц, которая равна учетверенной частоте следования символов данных со стандартным приоритетом.

Опорный тактовый генератор 16 содержит узкополосные схемы восстановления тактовых сигналов синхронизации для формирования тактового сигнала с частотой следования символов из спектра составляющей с высоким или стандартным приоритетом сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией, подаваемого на блок 16 с выхода аналого-цифрового преобразователя 12. Блок 14 может содержать кварцевый генератор, управляемый напряжением, включенный в петлю фазовой автоподстройки частоты, используемый для получения тактового сигнала отсчетов с частотой 15,36 МГц для аналого-цифрового преобразователя 12 из выходного сигнала с частотой следования символов от опорного генератора 16. Этот выходной сигнал с частотой следования символов от блока 16 синхронизирует генератор в блоке 14. Блок 14 восстановления сигнала синхронизации формирует также другие тактовые сигналы CLK1 ... CLKN для подачи при необходимости на другие блоки устройства. Дополнительные подробности о схемах восстановления тактовых сигналов, используемых для восстановления тактового сигнала с частотой следования символов из сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией, имеются в книге Lee and Messerschmitt "Digital Communications" (Klewer Academic Press, Boston, MA, USA, 1988).

Составной цифровой сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией, содержащий первую несущую, модулированную первой информационной составляющей в виде составляющей с высоким приоритетом, и вторую несущую, модулированную второй информационной составляющей в виде составляющей со стандартным приоритетом, каждая из которых имеет синфазную и квадратурную составляющие, подается на схему 18 фазовращателя на 90^o, разделяющую синфазную I и квадратурную Q составляющие. Составляющая "I" с высоким и стандартным приоритетами появляется на выходе I блока 18, а составляющая "Q" с высоким и стандартным приоритетами появляется на выходе Q блока 18. Блок 18 может использовать фазовращатель Гильберта на 90^o, который, как известно, формирует раздельные синфазную I и квадратурную Q составляющие, или пару перемножителей (смесителей), которые реагируют на выходной сигнал от блока 12 и на соответствующие синусоидальный и косинусоидальный опорные сигналы.

Синфазный сигнал I с высоким и стандартным приоритетом, а также квадратурный сигнал Q с высоким и стандартным приоритетом с выхода блока 18 подаются на схему коррекции сигнала, содержащую комплексный цифровой адаптивный выравниватель 20 (с конечной импульсной характеристикой), который компенсирует искажения, вносимые каналом передачи, и на компенсатор 24 поворота (деротатор) сигнальной диаграммы квадратурной амплитудной модуляции. Выравниватель 20 представляет собой единый широкополосный выравниватель с характеристикой, определяемой одним набором коэффициентов, имеющий один набор умножителей и реагирующий на динамически обновляемые коэффициенты фильтра, поступающие из блока 22, как будет рассмотрено ниже. Адаптивное выравнивание подробно рассмотрено в книге Lee and Messerschmitt "Digital Communications" (Klewer Academic Press, Boston, MA, USA, 1988). Компенсатор 24 поворота компенсирует динамическую фазовую ошибку, проявляющуюся в небольшом повороте принимаемой сигнальной диаграммы квадратурной амплитудой модуляции. Эта ошибка может создаваться рядом факторов, включающим, например, изменения частоты гетеродина. Фазовая ошибка или поворот сигнальной диаграммы могут быть значительно уменьшены или устранены так называемой схемой восстановления несущей. В данном примере эта схема содержит компенсатор 24 поворота, который реагирует на скорректированные выравнивателем синфазный I и квадратурный Q сигналы, поступающие с выхода блока 20, блок 26 регулировки фазы, селектор 28 и средство детектирования в виде первого детектора 30 ошибки, который формирует сигнал ошибки E1 для использования блоком 26 регулировки фазы. Блоки 24, 28, 30 и 26 содержат основные необходимые элементы цифровой петли фазовой автоподстройки, используемой для устранения динамически изменяющегося сдвига сигнальной диаграммы. В петлю фазовой автоподстройки включены также фильтр 32 и демодулятор 25 основной полосы частот.

Если говорить более точно, то составной сигнал с квадратурной амплитудной модуляцией разделяется на свои составляющие с высоким и стандартным приоритетами посредством цифрового фильтра 32 нижних частот с вещественными коэффициентами и цифрового полосового фильтра 34 с вещественными коэффициентами соответственно. Могут быть использованы также более дорогостоящие фильтры с комплексными коэффициентами. Приводимое ниже описание обработки составляющей с высоким приоритетом от фильтра 32, выполняемой блоками 25, 28, 30 и 40, относится также и к обработке составляющей со стандартным приоритетом от фильтра 34 соответствующими блоками 27, 36, 38 и 42. Указанные блоки 20 и 24 образуют средства коррекции сигнала. Фильтры 32 и 34 являются средствами разделения первой и второй составляющих (в данном случае указанных выше информационных составляющих) скорректированного составного сигнала. Первый и второй детекторы 30 и 38 ошибки вместе со средствами разделения первой и второй составляющих образуют средства формирования сигнала ошибки.

Синфазная I и квадратурная Q составляющие с высоким приоритетом от фильтра 32 демодулируются с получением сигнала в основной полосе частот посредством демодулятора 25, который может быть демодулятором одного из нескольких известных типов. Например, для выполнения процесса демодуляции с помощью смешения демодулятор 25 может содержать временной демультиплексор и инвертор. Для получения дополнительных сведений о цифровой квадратурной амплитудной модуляции и демодуляции см. статью H. Samueli "VLSI Architecture for a High-Speed All-Digital Quadrature Modulator and Demodulator for Digital Radio Applications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, N 8, Oct. 1990.

Селектор 28 содержит схему соответствия (отображения) и запрограммирован для выбора символа сигнальной диаграммы, ближайшего по расстоянию к отсчету принимаемого сигнала. Комплексная плоскость координат I и Q (сигнальная диаграмма) разделена на области решения, каждая из которых является множеством точек, наиболее близких к некоторому символу. Если после проверки области решения для символа будет найдено, что принятый символ расположен в точке с ожидаемыми координатами или с некоторым отклонением от нее, селектор 28 формирует выходной символ с ожидаемыми координатами. Выходной символ селектора отличается от символа на его входе на величину отклонения по расстоянию. Величина такого отклонения воспринимается детектором 30 ошибки, который формирует выходной сигнал E1 ошибки в виде функции от величины отклонения. Выходной сигнал E1 ошибки может быть сформирован комплексным умножителем, связанным с детектором 30 ошибки.

Сигнал ошибки от детектора 30 подается на блок 26 регулировки фазы для формирования коэффициентов коррекции квадратурных синусоидального и косинусоидального сигналов. Эти коэффициенты коррекции и синфазная I и квадратурная Q составляющие от выравнивателя 20 подаются на умножители, входящие в состав компенсатора 24 поворота, для выполнения функции компенсации поворота. Можно показать, что любой набор квадратурных сигналов может быть повернут в желаемое угловое положение путем выполнения комплексного умножения. То есть, квадратурные сигналы I и Q могут быть преобразованы в откорректированные сигналы I' и Q' согласно выражениям
I' = I cos (f) + Q sin (f),
Q' = Q cos (f) - I sin (f),
где
f - угол коррекции ошибки, получаемый в данном примере как функция сигнала ошибки E1. Более подробно схема восстановления несущей, включающая компенсатор поворота этого типа, рассмотрена в книге Lee and Messerschmitt "Digital Communications" (Klewer Academic Press, Bocton, MA, USA, 1988).

Только один сигнал, в данном примере сигнал E1, необходим, чтобы динамически восстанавливать правильную ориентацию сигнальной диаграммы для квадратурной амплитудной модуляции (компенсировать поворот), так как сигнал ошибки, получаемый из составляющей с высоким приоритетом и из составляющей со стандартным приоритетом, представляет по существу одну и ту же частоту несущей или фазовую ошибку и оказывает одинаковое регулирующее действие. Сигнал E1 ошибки подается также на вход управления средств подачи сигнала ошибки на средства коррекции сигнала, выполненных в виде схемы 22 регулировки коэффициентов, связанной с выравнивателем 20. Другой вход управления схемы 22 получает сигнал E2 ошибки, формируемый селектором 36 и детектором 38 в процессоре составляющей со стандартным приоритетом. Сигнал E2 ошибки для составляющей со стандартным приоритетом образуется таким же образом, как рассмотренный выше сигнал E1 ошибки для составляющей с высоким приоритетом. Блок 22 является цифровым процессором, формирующим в соответствии с заданным алгоритмом обновленные коэффициенты выравнивающего фильтра как функции сигналов E1 и E2 ошибок. Используемый схемой 22 алгоритм может изменяться в зависимости от требований конкретной системы. Например, обновленные коэффициенты могут образовываться просто как результат сложения сигналов E1 и E2 ошибок и могут действовать так, чтобы по существу одновременно минимизировать сигналы E1 и E2 ошибки. Обновленные коэффициенты, образуемые схемой 22, подаются на оперативное запоминающее устройство для коэффициентов, входящее в состав цифрового адаптивного выравнивателя 20 с конечной импульсной характеристикой.

Адаптивный выравниватель такого вида, как блок 20, является сложным и требующим больших аппаратных затрат устройством даже в том случае, когда, как в данном варианте осуществления изобретения, он не предусматривает выполнения операции временного мультиплексирования с высокой скоростью переключения. Выравниватель 20 является значительно более сложным устройством, чем остальные блоки обработки сигнала, включая блоки 24, 25, 26, 28, 30, 32 и 40. Выравниватель 20 может иметь обычную структуру со схемой адаптивного цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой, используемой для компенсации амплитудных и частотных/фазовых неравномерностей, вызываемых каналом передачи. В данном примере выравниватель 20 является полосовым выравнивателем с решающей обратной связью, реагирующим на динамически обновляемые коэффициенты, формируемые схемой 22 в ответ на поступающие по цепи обратной связи сигналы E1 и E2 ошибки. Коэффициенты выравнивателя динамически обновляются сигналами E1 и E2 после интервала инициализации, в течение которого выравниватель 22 инициализируется с использованием автономного алгоритма адаптивного выравнивания или метода обучающей последовательности. В предпочтительном варианте осуществления изобретения выравниватель 20 является дробно-интервальным полосовым корректором, в котором скорость адаптации составляет некоторую часть скорости следования символов.

Обработанные составляющие HP-I и HP-Q с высоким приоритетом от блока 28 и обработанные составляющие SP-I и SP-Q от блока 36 соответственно декодируются блоками 40 и 42, чтобы воссоздать исходные потоки битов. Блоки 40 и 42 содержат дифференциальный декодер для выполнения операций, обратных операциям дифференциального кодирования символов и отображения, выполняемым декодером передатчика для данных как с высоким, так и со стандартным приоритетами. Блоки 28, 40 и блоки 36, 42 соответственно образуют первые и вторые средства формирования соответствующих выходных данных. Таблицы преобразования используются для обратного отображения множества точек четырехквадратной сигнальной диаграммы в исходные последовательные сегменты пятибитовых символов, которые существовали в передатчике до выполнения дифференциального кодирования и квадратурной амплитудной модуляции, как было показано выше.

Восстановленные данные символов с высоким приоритетом с выхода декодера 40 и восстановленные данные символов со стандартным приоритетом с выхода блока 42 подаются на соответствующие входы средств сложения разделенных первой и второй составляющих, выполненных в виде блока 48 обработки и воспроизведения сигналов изображения и звукового сопровождения. Блок 48 может содержать схемы декомпрессии данных, такие как декодеры кода Хаффмена, схемы для выполнения обработки, обратной квантованию, схемы исправления ошибок и схемы демультиплексирования для получения раздельных составляющих сигнала изображения и звукового сопровождения. Эти составляющие телевизионного сигнала могут воспроизводиться подходящими средствами воспроизведения звука и изображения. Альтернативно, эти составляющие могут записываться на магнитный или оптический носитель данных.

В устройстве обработки телевизионного сигнала единый адаптивный полосовой выравниватель используется для обработки составного сигнала с квадратурной амплитудной модуляцией, кодированного составляющими высокого приоритета и стандартного приоритета. Выходной сигнал корректируется по фазе компенсатором поворота и фильтруется для разделения составляющих с высоким и низким приоритетом. Вырабатываются сигналы ошибок, представляющие соответственно фазовые ошибки для составляющих с высоким и стандартным приоритетом. Один из сигналов ошибок управляет работой компенсатора поворота. Оба сигнала ошибки используются для формирования обновленных коэффициентов для адаптивного выравнивателя. Затем составляющие с высоким и стандартным приоритетом декодируются и объединяются. Технический результат, достигаемый при реализации данного устройства, состоит в уменьшении потребности в аппаратных средствах. 2 с. и 10 з.п.ф-лы, 2 ил. /

1. Устройство обработки цифрового сигнала для системы обработки телевизионного сигнала, содержащее входные средства для приема составного сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией нескольких несущих и средства коррекции сигнала, содержащие адаптивный выравниватель, отличающееся тем, что выравниватель предназначен для реагирования на составной сигнал с формированием на выходе предварительно обработанного составного сигнала и содержит единое устройство выравнивания с широкополосной характеристикой, охватывающей по меньшей мере две несущие и определяемой одним набором коэффициентов, для выравнивания этих по меньшей мере двух несущих без выделения их из спектра составного сигнала перед выравниванием, а указанное устройство обработки цифрового сигнала также включает средства формирования сигнала ошибки, представляющего состояние сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией, и средства подачи сигнала ошибки на средства коррекции сигнала. 2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что составной сигнал с несколькими несущими содержит первую несущую, модулированную первой информационной составляющей, и вторую несущую, модулированную второй информационной составляющей, средства формирования сигнала ошибки содержат средства разделения первой и второй информационных составляющих скорректированного составного сигнала и средства детектирования, реагирующие на разделенные составляющие от средств разделения с получением указанного сигнала ошибки, причем устройство дополнительно содержит средства сложения разделенных первой и второй составляющей. 3. Устройство по п. 1, отличающееся тем, что выравниватель выполнен в виде устройства, работающего без временного мультиплексирования. 4. Устройство по п.2, отличающееся тем, что составной сигнал является сигналом телевидения высокой четкости, а указанные первая и вторая составляющие частотно уплотнены в спектре основной полосы частот. 5. Устройство по п.4, отличающееся тем, что указанные первая и вторая составляющие имеют разные частоты несущих и занимают разные части спектра видеочастот телевизионного сигнала. 6. Устройство по п.2, отличающееся тем, что средства коррекции сигнала дополнительно содержат средство компенсации поворота, реагирующие на выровненный составной сигнал от выравнивателя и на сигнал ошибки, формируемый средствами детектирования, для поддержания необходимой ориентации сигнальной диаграммы. 7. Устройство по п.6, отличающееся тем, что средства детектирования формируют первый и второй сигналы ошибки из указанных разделенных первой и второй составляющих соответственно, выравниватель реагирует на первый и второй сигналы ошибки, а компенсатор поворота реагирует на один из этих сигналов ошибки. 8. Устройство по п.2, отличающееся тем, что оно дополнительно содержит средства дифференциального декодирования указанных первой и второй составляющих до их объединения указанными средствами сложения. 9. Устройство по п. 4, отличающееся тем, что спектр в основной полосе частот образован первой полосой частот, занимающей нижнюю часть спектра, и второй полосой частот, занимающей остальную часть спектра, причем первая полоса является более узкой, имеет более высокую энергию и содержит информацию с более высоким приоритетом, чем вторая полоса. 10. Устройство по п.9, отличающееся тем, что указанная первая полоса частот содержит низкочастотную видеоинформацию и информацию звукового сопровождения, а указанная вторая полоса частот содержит высокочастотную видеоинформацию, которая занимает частоты, включающие стандартные частоты сигнала цветности и стандартную частоту поднесущей цветности. 11. Устройство по п.11, отличающееся тем, что адаптивный выравниватель является дробно-интервальным полосовым корректором. 12. Устройство обработки цифрового сигнала для системы обработки телевизионного сигнала, содержащее входные средства для приема составного сигнала с несколькими несущими и амплитудно-импульсной модуляцией, содержащего первую несущую, модулированную первой составляющей, и вторую несущую, модулированную второй составляющей, и средства коррекции сигнала, содержащие адаптивный выравниватель, отличающееся тем, что выравниватель предназначен для работы без временного мультиплексирования и для реагирования на составной сигнал с получением выровненного составного сигнала и содержит единое устройство выравнивания с частотной характеристикой, охватывающей первую и вторую модулированные несущие, для выравнивания этих первой и второй несущих без их выделения перед выравниванием из спектра составного сигнала, а указанное устройство обработки цифрового сигнала также включает средства разделения первой и второй составляющих скорректированного составного сигнала, поступающего от средств коррекции сигнала, первые средства формирования соответствующих выходных данных, реагирующие на выделенные данные, относящиеся к первой составляющей, первый детектор для формирования первого сигнала ошибки, представляющего сдвиг между соответствующими входными и выходными данными первых средств, вторые средства формирования соответствующих выходных данных, реагирующие на выделенные данные, относящиеся ко второй составляющей, и второй детектор для формирования второго сигнала ошибки, представляющего сдвиг между соответствующими входными и выходными данными вторых средств, причем адаптивный выравниватель выполнен так, что реагирует на первый и второй сигналы ошибки.