ДЕТЕКТОР УРОВНЯ И СПОСОБ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ УРОВНЯ ВХОДНОГО СИГНАЛА Российский патент 2001 года по МПК H03D1/00 H03G7/00 H03H19/00 

Изобретение касается детектора уровня и, в частности, устройств, в которых используется детектирование уровня входного сигнала.

Традиционные схемы определения уровня сигнала выпрямляют и фильтруют сигнал с целью получения заранее определенного значения амплитуды сигнала, например, среднего уровня или среднеквадратического уровня сигнала (RMS). При этом применяют двухполупериодные диодные выпрямители. После выпрямления двухполупериодным диодным выпрямителем нижние частоты выходного сигнала фильтруются фильтром нижних частот с целью получения значительного уровня постоянного тока. Детекторы уровня находят применение в автомобильных системах управления; детекторах интенсивности света и звука, а также в компандерах динамического уровня.

Компандер позволяет изменять динамический уровень сигналов связи для их передачи или приема по трассе связи. Такой трассой связи может быть проводная или беспроводная среда. Для уменьшения величины ширины полосы или динамического диапазона, требуемого от трассы связи, сигнал связи компандируется. При компандировании сигнал связи сжимается перед передачей по каналу связи, а затем разжимается (разворачивается) после приема его по каналу связи. Детектор уровня используется для определения величины сжатия входного сигнала, необходимой для передачи по каналу связи. Аналогичным образом детектор уровня используется для определения уровня сигнала, принятого по каналу связи, и расширения сигнала на основании этого уровня.

На фиг. 1 изображен детектор уровня, применяемый в традиционном компандере. Выпрямитель 110 выпрямляет входной сигнал 105, образуя двухполупериодный выпрямленный сигнал 112. Выпрямленный сигнал 112 отфильтрован фильтром нижних частот с однополюсной временной константой RC, определенной комбинацией переключаемого конденсатора 125, переключателей 115, 120, 130 и 135 и конденсатора 145, определяющего уровень выходного сигнала 150. Выпрямитель 110, переключаемый конденсатор 125 и переключатели 115, 120, 130 и 135 выполнены на микросхеме. Конденсатор 145 из-за своего большого объема выполнен навесным. Крупногабаритный навесной конденсатор 145 должен быть подсоединен к микросхеме через штыревое соединение 140. Размещение крупногабаритного конденсатора 145 на интегральной микросхеме было бы непрактичным, поскольку его большой объем занимал бы значительную часть микросхемы.

Компоненты детектора уровня, изображенного на фиг. 1, полностью интегрированы в максимальный объем, известный в данной области. Переключаемый конденсатор 125 и переключатели 115, 120, 130, 135 используются для эмулирования резистора. Сформированный на микросхеме резистор занимал бы большую часть микросхемы, чем переключаемый конденсатор. Переключаемый конденсатор 125, таким образом, решает проблему размещения данного резистора вне микросхемы. Однако интегрирование в микросхему большого навесного конденсатора 145 было бы непрактичным.

Для большинства случаев применения детектирования уровня для фильтра нижних частот требуется относительно низкая частота сопряжения 3 дБ. Для компандирования сигналов диапазона тональных частот желательна частота сопряжения порядка 10 Гц. Частота сопряжения в 3 дБ для известного устройства, изображенного на фиг. 1, определяется как
частота сопряжения в 3 дБ=f_sC₁₂₅/2πC₁₄₅, (1)
где f_s - тактовая частота дискретизации, управляющая переключателями, изображенными на фиг. 1;
C₁₂₅ - значение емкости конденсатора 125;
C₁₄₅ - значение емкости конденсатора 145.

Дискретизация речевых сигналов должна производиться с достаточно большой частотой, чтобы исключить наложение спектров, следовательно, типовая частота дискретизации должна составлять 32 кГц. Для требуемой 3 дБ сопрягающей частоты в 10 Гц и при использовании частоты выборки 32 кГц уравнение (1) дает чрезмерно большое соотношение емкости - приблизительно 500:1. Конденсаторы с таким большим соотношением невозможно или непрактично интегрировать в схему, и требуется использование крупногабаритного внешнего конденсатора. Кроме того, при использовании внешнего конденсатора возникает проблема бортовой утечки тока, что может вызвать чрезмерное увеличение емкости конденсатора 145 от 0,01 до 10 микрофарад. Также требуются дополнительные затраты на внешний конденсатор и наружный соединительный штекер 140.

Для уменьшения размера электронных устройств желательно полностью интегрировать все компоненты, такие как конденсатор 145, в микросхемах. Попытки достичь этого в прошлом были безуспешными из-за перечисленных выше проблем.

В дальнейшем изобретение поясняется описанием вариантов его осуществления со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых:
Фиг. 1 изображает блок-схему традиционного детектора уровня.

Фиг. 2 - блок-схему детектора уровня согласно настоящему изобретению.

Фиг. 3-6 - графики зависимости амплитуды сигнала от времени в варианте детектора уровня согласно настоящему изобретению.

Фиг. 7 - схему выпрямителя и предварительного фильтра согласно настоящему изобретению.

Фиг. 8 - схему прореживателя и фильтра нижних частот согласно настоящему изобретению.

Фиг. 9 - схему устройства расширения согласно настоящему изобретению.

Фиг. 10 - схему устройства сжатия согласно настоящему изобретению.

Настоящее изобретение решает перечисленные выше и прочие проблемы за счет описанных ниже и других признаков изобретения. Способ и устройство детектирования уровня позволяют детектировать уровень входного сигнала. Выпрямитель выпрямляет входной сигнал. Предварительный фильтр ослабляет высокочастотные составляющие выпрямленного сигнала. Фильтр нижних частот с временной дискретизацией принимает предварительно отфильтрованный сигнал от предварительного фильтра и вырабатывает выходной сигнал уровня. Согласно другим вариантам, в которых предварительный фильтр является фильтром с временной дискретизацией, предусмотрен прореживатель для дискретизации выборок предварительного фильтра и передачи прореженных выборок предварительно отфильтрованного сигнала на фильтр нижних частот с временной дискретизацией. Детектор уровня может управлять схемой каскада переменного усиления, которая усиливает сигнал на основании данного уровня, образуя устройство сжатия или расширения динамического диапазона. Такие конструкции согласно настоящему изобретению могут быть полностью интегрированы в микросхеме без необходимости использовать навесные компоненты.

На фиг. 2 изображен детектор уровня согласно настоящему изобретению. Компоненты детектора уровня полностью интегрированы на одной микросхеме. Полная интеграция компонентов и исключение крупногабаритного конденсатора достигаются за счет использования предварительного фильтра 220 и прореживателя 230 после выпрямления выпрямителем 210. За предварительным фильтром 220 и прореживанием находится фильтр нижних частот с временной дискретизацией 240, имеющий полосу пропускания и частоту дискретизации, определенные в соответствии с полосой пропускания предварительного фильтра и частотой входного сигнала. Предварительный фильтр 220 в предпочтительном варианте является фильтром защиты от наложения спектров, позволяющим избежать повторяющихся помех спектра, которые могут быть вызваны дискретизацией в детекторе уровня.

Выпрямитель 210 воздействует на входной сигнал 205, вырабатывая выпрямленный сигнал 215. Предварительный фильтр 220 фильтрует нижние частоты выпрямленного сигнала 215, удаляя высокочастотные компоненты и вырабатывая сигнал с временной дискретизацией 225. Прореживатель 230 принимает сигнал с временной дискретизацией 225 и производит его повторную дискретизацию со значительно меньшей частотой, вырабатывая прореженный сигнал с временной дискретизацией 235. Фильтр нижних частот с временной дискретизацией 240 производит дискретизацию сигнала 235 при частоте прореживания и удаляет дополнительные высокочастотные составляющие, формируя желаемый выходной уровень 245.

При типовом применении входной сигнал 205 может быть сигналом диапазона тональных частот между 300 и 3000 Гц. В данном случае типовой фильтр защиты от наложения спектров 220 может состоять из фильтра нижних частот с временной дискретизацией второго порядка с частотой сопряжения для 3 дБ 200 Гц. Типовая частота дискретизации для такого фильтра может быть 32 кГц. Прореживатель 230 может обычно выполнять прореживание в соотношении 16:1, что дает сигнал с дискретизацией 2 кГц на узле 235. Фильтр нижних частот 240, осуществляющий временную дискретизацию при частоте прореживания 2 кГц, может иметь типичную амплитудно-частотную характеристику первого порядка в области низких частот при частоте сопряжения для 3 дБ менее чем 10 Гц. Подобный низкий уровень частоты обеспечивает выходной сигнал 245, который будет медленно повторять амплитуду или уровень входного речевого сигнала.

Порядок и частота сопряжения для 3 дБ фильтра нижних частот с временной дискретизацией 240 определяют окончательное время срабатывания детектора уровня для внесения изменений в уровень входного сигнала 205. Обычно требуется относительно медленное время срабатывания для получения устойчивого выходного сигнала уровня с малым колебанием, Следовательно, применительно к речевому сигналу типична частота сопряжения первого порядка менее 10 Гц. Если требуется более быстрое или медленное срабатывание, частота сопряжения фильтра нижних частот может быть соответственно изменена.

Для эффективной реализации фильтра нижних частот с временной дискретизацией при такой низкой частоте сопряжения требуется низкая частота дискретизации. Однако частота дискретизации должна быть достаточно высокой, чтобы не искажать существенно выходной сигнал уровня на элементе 245. Фильтр защиты от наложения спектров 220 должен удалять высокочастотные составляющие сигнала вблизи интегральных множителей частоты дискретизации фильтра нижних частот 240, чтобы свести к минимуму наложение спектров с помощью указанного фильтра. В приведенном выше примере фильтр защиты от наложения спектров 220 будет ослаблять сигналы на частоте 2 кГц на 40 дБ. Поскольку в этом примере выпрямитель с временной дискретизацией 210 и/или фильтр защиты от наложения спектров 220 должен обрабатывать частоты сигнала в диапазоне 300-3000 Гц, была выбрана типичная частота избыточной дискретизации 32 кГц.

Следует отметить, что в общем случае выпрямитель 210 и фильтр защиты от наложения спектров 220 могут представлять собой схемы постоянного времени. Это исключит необходимость в прореживателе 230, поскольку фильтр нижних частот 24 будет в этом случае единственным блоком схемы с временной дискретизацией.

Детектор уровня, выполненный согласно настоящему изобретению, может быть легко и эффективно с точки зрения занимаемой площади интегрирован в микросхеме, исключая необходимость во всех навесных компонентах.

На фиг. 3-6 представлены графики амплитуды сигнала в зависимости от времени, необходимого для сигналов в конкретных точках детектора уровня по фиг. 2. На фиг. 3 приведен пример входного сигнала 205, который должен обрабатываться детектором. Такой сигнал может быть речевым сигналом с частотой в диапазоне 300-3000 Гц. На фиг. 4 изображен выпрямленный сигнал 215, снимаемый с выпрямителя 210. Следует отметить, что выпрямленный сигнал 215 в примере, проиллюстрированном на фиг. 4, является двухполупериодным выпрямленным сигналом. На фиг. 5 изображен предварительно отфильтрованный сигнал 225, на выходе фильтра защиты от наложения спектров 220. Следует отметить, что форма предварительно отфильтрованного сигнала 225, изображенного на фиг. 5, свидетельствует об удалении некоторой части высокочастотных составляющих фильтром защиты от наложения спектров 220. На фиг. 6 изображен сигнал 245 после низкочастотной фильтрации, на выходе фильтра нижних частот 240. Следует отметить, что прореживатель 230 вырабатывает выходной прореженный сигнал 235, который не претерпел существенных изменений по сравнению с сигналом, введенным в прореживатель, поскольку прореживатель производит лишь повторную дискредитизацию сигнала 235 при более низкой частоте, чем фильтр защиты от наложения спектров с временной дискретизацией 220. Как показано на фиг. 6, полученная форма выходного сигнала уровня 245 в данном примере представляет собой медленно изменяющийся сигнал типа постоянного тока, амплитуда которого напрямую зависит от амплитуды входного сигнала.

На фиг. 7 схематически изображены выпрямитель и предварительный фильтр согласно настоящему изобретению. Входной сигнал V_IN, поданный на узел 704, выпрямляется с помощью компаратора 712, переключателя 716, логических элементов НЕ-И 720 и 724, переключателей 736 и 744 и конденсаторов 740 и 748. Фильтр защиты от наложения спектров состоит из автоматически устанавливаемого на нуль биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами, который выполнен из переключателей 736, 744, 756, 760, 772, 776, 788 и 790, конденсаторов 740, 748, 752, 764, 780, 784 и 792 и операционных усилителей 768 и 794.

Переключатели, показанные на фиг. 7 символами θ₁ и θ₂ представляют собой тумблеры, управляемые двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющим четную фазу (θ₂) и нечетную фазу (θ₁). Эти переключатели соединяют конденсаторы с тем или иным узлом, как показано символами θ₁ и θ₂. Переключатели 736 и 744 также являются тумблерами. Однако переключатель 736 управляется двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющим фазы θ_А и θ_B, которые контролируются выходным сигналом 722 логического элемента НЕ-И 720. Когда сигнал управления 722 логического элемента НЕ-И 720 находится на логической единице, переключатель 736 находится в положении θ_A. Когда сигнал управления 722 логического элемента 720 НЕ-И находится на логическом нуле, переключатель 736 находится в положении θ_B. Аналогично, переключатель 744 управляется двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющим фазы θ_C и θ_D, которые контролируются выходным сигналом 726 логического элемента НЕ-И 724. Когда сигнал управления 726 логического элемента НЕ-И 724 находится на логической единице, переключатель 744 находится в положении θ_C. Когда сигнал управления 726 логического элемента 724 НЕ-И находится на логическом нуле, переключатель 744 находится в положении θ_D. Предпочтительно использовать при этом переключатели на МОП-транзисторах.

Как показано на фиг. 7, выходной сигнал 704 подается на компаратор 712 и входные переключатели 736 и 744 биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами. Выпрямление входного сигнала V_IN осуществляется с помощью компаратора 712, чтобы определить полярность входного сигнала и использовать ее для конфигурирования биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами как инвертирующего или неинвертирующего.

Например, если V_IN на узел 704 положительный (выше потенциала земли), положительный вывод 713 компаратора 712 будет на логической единице, а отрицательный вывод 714 компаратора 712 будет на логическом нуле. В результате отключается выходной сигнал 726 логического элемента НЕ-И 724, переключатель 744 устанавливается в положение θ_C, и, таким образом, конденсатор 748 выводится из биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами. В то же время логический элемент НЕ-И 720 остается включенным, чтобы позволить переключателю 716 регулировать θ_A и θ_B переключатели 736 синхронно с θ₁ и θ₂ биквадратной схемы с переключаемыми конденсаторами. За счет включения переключаемого конденсатора 740 и отключения переключаемого конденсатора 748 биквадратный фильтр с переключаемыми конденсаторами принимает неинвертирующую конфигурацию. Аналогично, если входной сигнал 704 отрицательный (ниже потенциала земли), переключаемый конденсатор 740 будет отключен, а переключаемый конденсатор 748 будет включен, что приведет к инвертирующей конфигурации фильтра защиты от наложения спектров. Результирующий выходной сигнал V_F на узле 796 в этом варианте будет положительным двухполупериодным выпрямленным и фильтрованным сигналом.

Фильтр защиты от наложения спектров на фиг. 7 состоит из автоматически устанавливаемого на нуль биквадратного фильтра, компенсирующего смещение, с переключаемыми конденсаторами, используемого для уменьшения связанного с входным сигналом смещения усилителя 768. В θ₁ переключатель 772 закорачивает усилитель 768 и вынуждает конденсаторы 752, 740 и 748 сохранять его смещение. В фазе θ₂ конденсаторы 752, 740 и 748 передают сохраненное напряжение смещения, которое компенсирует смещение усилителя 768.

Усиление постоянного тока биквадратного фильтра определяется отношением входных конденсаторов 740 или 748 в зависимости от того, какой из них включен, обеспечивая обратную связь с конденсатором 752. Входные конденсаторы 740 и 748 должны, следовательно, быть равны, чтобы сохранять одинаковое усилие во время обеих фаз выпрямления. Отношения остальных конденсаторов в схеме определяют два полюсных положения фильтра защиты от наложения спектров.

На фиг. 8 схематически изображены прореживатель и фильтр нижних частот согласно настоящему изобретению. Фильтр нижних частот, изображенный на фиг. 8, представляет собой автоматически устанавливаемый на нуль однополюсный фильтр с переключаемыми конденсаторами. Как уже отмечалось в связи с биквадратным фильтром с переключаемыми конденсаторами, изображенным на фиг. 7, переключатели, обозначенные на фиг. 8 символами θ₃ и θ₄, являются тумблерами, управляемыми двухфазным генератором тактовых импульсов, имеющих четную (θ₄) и нечетную (θ₃) фазы. Функция прореживания осуществляется непосредственно при функционировании указанного двухфазного генератора тактовых импульсов с более низкой частотой, чем генератор, связанный с фазами θ₁ и θ₂ на фиг. 7. Однополюсный, автоматически устанавливаемый на нуль фильтр нижних частот с переключаемыми конденсаторами, изображенный на фиг. 8, состоит из переключателей 815, 830, 835 и 850, конденсаторов 820, 825 и 840 и операционного усилителя 845. Выходной сигнал V_F в узле 796 на фиг. 7 связан с входным сигналом V_F в узле 810 на фиг. 8.

Аналогично биквадратному фильтру, изображенному на фиг. 7, фильтр нижних частот на фиг. 8 имеет конфигурацию компенсирующего смещение фильтра с автоматической установкой на нуль для уменьшения связанного с входным сигналом смещения усилителя 845. В фазе θ₄ переключатель 850 закорачивает усилитель 845 и вынуждает конденсаторы 825 и 840 сохранять его смещение. В фазе θ₃ конденсаторы 825 и 820 передают сохраненное напряжение смещения, которое компенсирует смещение усилителя 845. Усилие постоянного тока этого каскада определяется отношением переключаемого входного конденсатора 820 к переключаемому конденсатору с обратной связью 825. Полюсная частота для 3 дБ в данном каскаде определяется как
полюсная частота для 3 дБ=f_sC₈₂₅/2πC₈₄₀,
где f_s - частота дискретизации фильтра нижних частот;
C₈₂₅ - значение емкости конденсатора 825;
C₈₄₀ - значение емкости конденсатора 840.

Как видно из уравнения, для достижения низкой полюсной частоты для 3 дБ существует компромисс между частотой дискретизации f_s и отношением конденсатора 840 к конденсатору 825. Если бы было необходимо синхронизировать фильтр нижних частот с временной дискретизацией 240 с типично высокой частотой дискретизации, необходимой для обработки частотного содержания исходного входного сигнала 205, изображенного на фиг. 2, то отношение конденсаторов и результирующая общая емкость, необходимая для работы с низким смещением, стали бы слишком велики для практического осуществления. Однако настоящее изобретение позволяет использовать гораздо низкую частоту дискретизации f_s для синхронизации фильтра нижних частот, обеспечивая такое отношение конденсаторов, которое можно легко интегрировать эффективным с точки зрения занимаемой площади способом.

На фиг. 9 и 10 изображены блок-схемы компандера согласно настоящему изобретению, в котором используется детектирование уровня входного сигнала. На фиг. 9 показано средство расширения согласно настоящему изобретению. Выпрямитель 910, фильтр защиты от наложения спектров 915, прореживатель 920, фильтр нижних частот 925 и аналого-цифровой преобразователь 930 обрабатывают входной сигнал 905. Входной сигнал 905 также подается на каскад переменного усиления 935. Выходной сигнал аналого-цифрового преобразователя 930 затем управляет усилением каскада переменного усиления, обеспечивая типичное динамическое расширение исходного входного сигнала 905 в соотношении 1:2.

На фиг. 10 изображена блок-схема средства расширения согласно настоящему изобретению. Входной сигнал 1005 подается на вход каскада с переменным усилением 1010. Выход каскада с переменным усилением 1010 подсоединен ко входу фильтра верхних частот 1015, который используется для удаления смещений постоянного тока. Выходной сигнал 1020 фильтра верхних частот 1015 подается в обратном направлении через выпрямитель 1025, фильтр защиты от наложения спектров 1030, прореживатель 1035, фильтр нижних частот 1040 и аналого-цифровой преобразователь 1045. Выходной сигнал 1042 фильтра нижних частот 1040 преобразуется в цифровую форму аналого-цифровым преобразователем 1045, с целью дальнейшего управления усилением каскада с переменным усилением 1010. Эта цепь обратной связи формирует выходной сигнал 1020, который представляет собой сжатие входного сигнала 1005 в динамическом диапазоне в соотношении 2: 1.

При составлении настоящей заявки подразумевалось, что данное описание является только примером и что многочисленные модификации и изменения могут быть осуществлены специалистами в данной области, без выхода от действительной идеи и объема изобретения. Настоящее изобретение применимо для детектирования уровня во множестве реализаций, например, в автомобильных системах управления, детекторах интенсивности света и звука, а также в компандерах динамичного уровня. Кроме того, настоящее изобретение может быть полностью интегрировано с использованием различных конструкций, включая конструкцию переключаемого конденсатора. Кроме отдельных компонентов настоящее изобретение может быть реализовано также в цифровом процессоре сигналов0

Детектор уровня детектирует уровень 215 входного сигнала 205. Выпрямитель 210 принимает входной сигнал и вырабатывает выпрямленный сигнал 215. Предварительный фильтр 220 принимает выпрямленный сигнал и ослабляет высокочастотные компоненты при частотах вблизи целых, кратных частоте выборки прореживания. Предварительно отфильтрованный сигнал 225 прореживается и фильтруется фильтром нижних частот 240, полоса пропускания которого находится ниже входной частоты входного сигнала 205. Детектор уровня может использоваться для управления схемой каскада переменного усиления, который прикладывает усиление к входному сигналу на основании уровня, образуя устройство сжатия или расширения динамического диапазона. Технический результат: полная интеграция в микросхеме, уменьшение повторяющихся помех в спектре. 2 с. и 7 з.п. ф-лы, 10 ил.

1. Детектор уровня, полностью интегрированный в кристалле интегральной схемы, для детектирования уровня входного сигнала, содержащий выпрямитель для приема входного сигнала и выработки выпрямленного сигнала, отличающийся тем, что содержит фильтр защиты от наложения спектров, подсоединенный к выпрямителю, для ослабления высокочастотных компонентов выпрямленного сигнала, снимаемого с выпрямителя, и выработки предварительно отфильтрованного сигнала, состоящий из автоматически устанавливаемого на нуль биквадратного фильтра с переключаемыми конденсаторами и с компенсированным напряжением смещения усилителем, связанным с входным сигналом биквадратного фильтра, в котором в нечетной фазе тактовых импульсов при закороченном усилителе сохраняется напряжение смещения, при четной фазе тактовых импульсов сохраненное напряжение смещения компенсирует смещение усилителя, прореживатель, соединенный с фильтром защиты от наложения спектров, для дискретизации предварительно отфильтрованного сигнала, снимаемого с фильтра защиты от наложения спектров, и для получения прореженного фильтрованного сигнала, и фильтр нижних частот для приема прореженных выборок фильтрованного сигнала и для получения выходного уровня. 2. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр защиты от наложения спектров является фильтром защиты от наложения спектров с временной дискретизацией для получения выборок предварительно отфильтрованного сигнала. 3. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр защиты от наложения спектров имеет амплитудной частотную характеристику, позволяющую ослабить высокочастотные составляющие выпрямленного сигнала на частотах вблизи целых кратных частоте выборки прореживания. 4. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что частоту выборки прореживания прореживателя выбирают такой, чтобы свести к минимуму общую объединенную площадь выполнения интегральной схемы фильтра защиты от наложения спектров и фильтра нижних частот. 5. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр нижних частот выполнен в виде фильтра нижних частот с временной дискретизацией, имеющего полосу пропускания для пропускания прореженных выборок фильтрованного сигнала на частотах, которые ниже частот входного сигнала. 6. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что фильтр нижних частот имеет конфигурацию компенсирующего смещения фильтра нижних частот с переключаемыми конденсаторами, с автоматической установкой на нуль для уменьшения связанного с входным сигналом фильтра нижних частот смещения усилителя, при закорачивании которого в четной фазе тактовых импульсов, имеющих более низкую частоту, чем частота тактовых импульсов биквадратного фильтра, сохраняется его напряжение смещения, а в нечетной фазе этих тактовых импульсов сохраненное напряжение смещения компенсирует напряжение смещения усилителя фильтра нижних частот. 7. Детектор уровня по п.1, отличающийся тем, что детектор уровня выполнен в компандере, содержащем каскад с переменным коэффициентом усиления для усиления входного сигнала на основании уровня, получаемого от фильтра нижних частот. 8. Способ детектирования уровня входного сигнала, выполняемого схемой, полностью интегрированной в кристалле интегральной схемы, заключающийся в том, что выпрямляют входной сигнал для получения выпрямленного сигнала, отличающийся тем, что осуществляют фильтрацию для защиты от наложения спектров выпрямленного сигнала для получения фильтрованного сигнала и компенсацию напряжения смещения, посредством автоматической установки на нуль фильтра для защиты от наложения спектров, посредством запоминания смещения в нечетной фазе тактовых импульсов и компенсации напряжения смещения в четной фазе тактовых импульсов, прореживают выборки предварительно отфильтрованного сигнала для получения прореженных выборок предварительно отфильтрованного сигнала и осуществляют низкочастотную фильтрацию прореженных выборок для получения уровня на выходе. 9. Способ по п.8, отличающийся тем, что при осуществлении фильтрации для защиты от наложения спектров фильтруют выпрямленный сигнал с амплитудно-частотной характеристикой, позволяющей ослабить высокочастотные составляющие выпрямленного сигнала на частотах, вблизи целых кратных частоте выборки прореживания.