СЖАТИЕ СИГНАЛОВ СВЯЗИ С РАСШИРЕННЫМ СПЕКТРОМ ПРЯМОЙ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ Российский патент 2003 года по МПК H04B7/26 

Настоящее изобретение касается системы связи с расширенным спектром и, в частности, сжатия сигналов связи с расширенным спектром прямой последовательности.

Уровень техники
Промышленность телефонной сотовой связи сделала большие шаги в области коммерческой деятельности в США, а также во всем мире. Рост большинства столичных районов значительно превысил ожидаемую величину и превосходит способность системы. Если эта тенденция продолжится, то результаты быстрого роста вскоре достигнут даже самых маленьких рынков. Преобладающая проблема в связи с продолжающимся ростом состоит в том, что расширяется база потребителя, тогда как величина спектра электромагнитных волн, предназначенная для сотовых системных служб, остается постоянной. Требуются новаторские решения для удовлетворения этих увеличивающихся потребностей в пропускной способности, а также для поддержания высококачественного обслуживания и избежания повышения расходов.

В настоящее время доступ к каналу, главным образом, достигается с использованием способов многостанционного доступа с частотным разделением каналов (МДЧР) и многостанционного доступа с временным разделением каналов (МДВР). В системах многостанционного доступа с частотным разделением каналов канал связи представляет собой одну полосу радиочастот, в которой концентрируется мощность передачи сигнала. В системах многостанционного доступа с временным разделением каналов канал содержит временной интервал в периодической последовательности временных интервалов на одной и той же радиочастоте.

Расширенный спектр составляет способ связи, который находит коммерческое применение в радиосвязи. Системы с расширением спектра начали применять со времен Второй Мировой войны. Более ранние применения предпочтительно имели военную ориентацию (относящуюся к активному созданию радиопомех и радиолокации). Однако в настоящее время увеличивается интерес к использованию систем с расширенным спектром в коммерческих применениях, включающих цифровую сотовую радиосвязь, наземную мобильную радиосвязь и внутренние и наружные персональные сети связи.

В передающем устройстве с расширенным спектром последовательность цифровых двоичных разрядов на основной скорости передачи данных расширяется до скорости передачи данных (или частоты следования элементарных посылок). Это действие расширения включает в себя применение индивидуального цифрового кода пользователя (расширяющей или сигнатурной последовательности) к последовательности двоичных разрядов, который увеличивает свою скорость передачи данных, добавляя избыточность. Это применение обычно умножает (или осуществляет логическую операцию "исключающее ИЛИ") цифровую последовательность двоичных разрядов на цифровой код. Получающиеся передаваемые последовательности данных (или элементарных посылок) затем модулируют, используя квадратурную манипуляцию фазовым сдвигом (КМФС) для генерирования выходного сигнала. Этот выходной сигнал добавляют к другим одновременно обрабатываемым входным сигналам для многоканальной передачи через среду передачи данных. Выходные сигналы многочисленных пользователей (каналов) совместно используют одну передающую частоту связи с многочисленными появляющимися сигналами, подлежащими расположению одного поверх каждого другого как в частотном домене (области), так и во временном домене. Однако из-за того, что применяемые цифровые коды являются индивидуальными кодами пользователей, каждый выходной сигнал, передаваемый на совместно используемой частоте связи, также является уникальным и благодаря применению правильных способов обработки в приемном устройстве эти сигналы могут различаться друг от друга. В приемном устройстве с расширенным спектром сигналов принятые сигналы демодулируют и применяют соответствующий цифровой код для представляющего интерес пользователя (то есть умноженный) для сжатия или удаления кодирования из требуемого переданного сигнала и возвращения к основной скорости передачи данных. Однако, когда этот цифровой код применяют к другим передаваемым и принимаемым сигналам, сжатие не происходит, поскольку сигналы сохраняют свою скорость передачи элементарных посылок. Таким образом, действие сжатия эффективно включает в себя процесс корреляции, сравнивающий принятый сигнал с соответствующим цифровым кодом.

Во многих системах связи с расширенным спектром передаваемые последовательности данных включают в себя две составляющие: синфазную (I) составляющую и квадратурную (Q) составляющую (сдвинутую по фазе на 90^o). Эти составляющие обычно рассматривают как действительную и мнимую части комплексного сигнала. В передающем устройстве сигналов с расширенным спектром добавляют комплексную последовательность расширения и модулируют (в соответствии с обработкой квадратурной манипуляцией фазовым сдвигом) две составляющие и объединяют с целью формирования генерируемого выходного сигнала для передачи. Вследствие того, что принимаемый сигнал теперь также включает в себя синфазную составляющую и квадратурную (сдвинутую по фазе на 90^o) составляющую, действие сжатия, выполняемое приемным устройством сигналов с расширенным спектром, должно коррелировать принимаемый комплексный сигнал с соответствующим цифровым кодом (сигнатурной последовательностью). Это обычно выполняют с использованием двух скалярных корреляторов, на один из которых поступают синфазные сигналы, а на другой поступают сдвинутые по фазе на 90^o сигналы (квадратурные сигналы). Однако, если используется комплексная последовательность расширения, то необходимы четыре скалярных коррелятора, что дополнительно увеличивает сложность процесса коррелирования.

Сигналы, передаваемые между двумя местоположениями в мобильных системах связи, могут подвергаться искажениям отраженными сигналами или временной дисперсией. Многофазовая дисперсия появляется тогда, когда сигнал поступает в приемное устройство не с одной, а с большим количеством фаз, так что приемное устройство принимает большое количество отраженных сигналов, имеющих различные и беспорядочно изменяющиеся задержки и амплитуды. Это обычно вызвано, например, отражениями сигналов от больших строений или близлежащих горных систем (кряжей). Когда в системе связи с расширенным спектром имеется многофазная временная дисперсия, принимаемый сигнал содержит в себе множественные варианты (или изображения) передаваемого сигнала, который прошел по различным траекториям (называемым "лучами"). Эти варианты передаваемого сигнала обычно имеют относительные временные задержки относительно друг друга, равные меньше одного периода символов. В некоторых ситуациях, подобных макроразбросу и гибкой передаче, задержки могут быть большими.

Наличие многофазной временной дисперсии относительно комплексного передаваемого сигнала с расширенным спектром значительно усложняет процесс приема и коррелирования. Приемное устройство RAKE ("грабли"), так называемое потому, что оно собирает вместе вклады многолучевого распространения, используя взвешенную сумму, затем используется для приема многочисленных лучей сигнала. Для каждого изображения передаваемого сигнала предусмотрено одно корреляционное устройство (содержащее секцию корреляции синфазной составляющей и секцию корреляции квадратурной составляющей). Такое устройство корреляции юстируют соответствующим ему изображением (лучом) сигнала посредством использования линии задержки. Принимаемые сигналы с временным отклонение в каждом устройстве корреляции затем взвешиваются пропорционально их амплитудам принятых сигналов и получающиеся сигналы (синфазные и квадратурные) суммируются для вывода и дальнейшей обработки.

Дополнительно следует отметить, что в некоторых системах общая расширяющая последовательность может на самом деле содержать комбинацию множественных последовательностей. Например, в соответствии со стандартом IS-95 цифровой сотовой связи для связи с расширенным спектром в системе многостанционного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) информация нисходящей линии связи расширяется посредством использования действительной сигнатурной последовательности. Информация дополнительно скремблируется (шифруется) скремблирующими последовательностями синфазных квадратурных составляющих. Таким образом, общая расширяющая последовательность является комплексной, получающейся из состава комплексной шифрующей последовательности поверх действительной расширяющейся последовательности. В приемном устройстве необходимы комплексные корреляции для обработки сигнала, приводящие к значительному увеличению сложности, при использовании обычных методов. Сложность дополнительно увеличивается, когда необходимо одновременно сжимать большое количество каналов (например, канал трафика и канал пилот-сигнала).

В этом случае появилась необходимость уменьшать сложности структур корреляции для обработки комплексных сигналов связи с расширенным спектром, подвергаемых многолучевой временной дисперсии, составному расширению и многоканальному приему.

В ссылочном материале Sato (EP 0658985) раскрыто приемное устройство сигналов системы многостанционного доступа с кодовым разделением каналов. Приемное устройство включает в себя секцию обработки общего сигнала и множество секций обработки канальных сигналов. Каждая из секций обработки общего сигнала и канальных сигналов принимает и обрабатывает принимаемые сигналы. Секция обработки общего сигнала обрабатывает принимаемый сигнал с целью вычисления значений, требуемых в общей для всех секций обработки канальных сигналов для демодуляции сигналов с расширенным спектром. Затем вычисленные значения используются в секциях обработки канальных сигналов для выполнения требуемой демодуляции.

Сущность изобретения
Настоящее изобретение содержит ряд упрощенных структур, применяемых для сжатия сигналов связи с расширенным спектром прямой последовательности. Коррелятор для приема и обработки передаваемых сигналов связи с расширенным спектром прямой последовательности, как правило, включает в себя блок удаления комплексной последовательности и блок накопления и разгрузки.

В первой структуре сжатия для блока удаления комплексной последовательности комплексные выборки разнесенных элементарных посылок принимают и умножают на комплексную последовательность сжатия с циклическим сдвигом фаз. Блок отрицания комплексной последовательности принимает комплексные выборки разнесенных элементарных посылок и выполняет первую часть умножения на выборочное отрицание выборок на основании комплексной последовательности сжатия. Блок удаления комплексной последовательности дополнительно включает в себя коммутатор комплексного сигнала, который выполняет вторую часть умножения на выборочно переключающиеся выборочно отрицаемые (инвертируемые) синфазные и квадратурные значения выборок на основании комплексной сжимающей последовательности.

Во второй структуре сжатия для блока удаления комплексной последовательности комплексные выборки разнесенных элементарных посылок представляют в логарифмическом домене, в котором первое число представляет логарифм амплитуды сигнала, а второе число представляет фазу сигнала в области по модулю 2π. Фазу, связанную с соответствующей комплексной последовательностью сжатия, добавляют к обнаруженной фазе комплексных выборок разнесенных элементарных посылок. Затем, если необходимо, можно преобразовать результирующий комплексный сигнал, включающий в себя регулировку фазы, из логарифмически-полярного домена в декартов домен.

В третьей структуре сжатия для коррелятора ДМКР блок удаления комплексной последовательности обрабатывает комплексные выборки разнесенных элементарных посылок в логарифмически-полярном домене. Определяют и арифметически усредняют логарифмическую амплитуду комплексных выборок разнесенных элементарных посылок. Фазы комплексных выборок разнесенных элементарных посылок объединяют с фазами, связанными с соответствующей комплексной последовательностью сжатия с целью получения результирующих сжатых фаз. Затем результирующие комплексные сигналы, включающие в себя арифметически усредненные амплитуды и фазы в логарифмически-полярном домене, преобразуют обратно в декартовы координаты для дальнейшей обработки.

В четвертой структуре сжатия, также для коррелятора МДКР, блок удаления комплексной последовательности обрабатывает комплексные выборки разнесенных элементарных посылок в логарифмически-полярном домене. Определяется логарифмическая амплитуда комплексных выборок разнесенных элементарных посылок. Фазы комплексных выборок разнесенных элементарных посылок объединяют с фазами, связанными с соответственной комплексной последовательностью сжатия с целью получения результирующих сжатых фаз. Выполняют циклическое усреднение этих фаз. Затем результирующий комплексный сигнал, включающий в себя усредненные амплитуды и фазы в логарифмически-полярном домене, преобразуют обратно в декартовы координаты для дальнейшей обработки.

В пятой структуре сжатия, также для коррелятора системы МДКР, общая последовательность, используемая при передаче сигналов связи с расширенным спектром, содержит в себе множество последовательностей составляющих, в которых одна из множества последовательностей составляющих совместно используется всеми каналами. В приемном устройстве для удаления совместно используемой последовательности для всех каналов обеспечен общий дешифратор. Затем результирующие сигналы посылают на множество отдельных корреляторов для удаления определенных канальных последовательностей.

Краткое описание чертежей
Более полное понимание соответствующих настоящему изобретению способа и устройства можно получить посредством ссылки на нижеприведенное подробное описание, взятое совместно с прилагаемыми чертежами, на которых:
Фиг.1 представляет блок-схему системы связи с расширенным спектром;
фиг. 2 представляет блок-схему коррелятора сжатия, используемого в показанной на фиг.1 системе связи с расширенным спектром;
фиг. 3 представляет более подробную блок-схему коррелятора сжатия, показанного на фиг.2 и используемого в показанной на фиг.1 системе связи с расширенным спектром;
фиг. 4 представляет блок-схему первого варианта осуществления соответствующего настоящему изобретению улучшенного блока удаления комплексной последовательности;
фиг. 5А и 5В иллюстрирует возможные значения составляющих комплексной расширяющей последовательности;
фиг. 6 представляет блок-схему второго варианта осуществления соответствующего настоящему изобретению усовершенствованного блока удаления комплексной последовательности;
фиг. 7 представляет блок-схему первого варианта осуществления соответствующего настоящему изобретению усовершенствованного коррелятора;
фиг. 8 представляет блок-схему второго варианта осуществления соответствующего настоящему изобретению усовершенствованного коррелятора, и
фиг. 9 представляет блок-схему еще одного варианта осуществления соответствующего настоящему изобретению усовершенствованного коррелятора.

Подробное описание чертежей
Рассмотрим теперь фиг. 1, на которой показана блок-схема системы 100 связи с расширенным спектром прямой последовательности. Поток информационных данных принимают по линии 101. Затем в принятый поток информационных данных расширитель 102 вводит поток данных с гораздо более высокой скоростью передачи, известный как сигнатурная (или расширяющая) последовательность, с целью создания в линии 103 расширенной или передаваемой последовательности данных "элементарных посылок". Эту комбинацию расширяющей последовательности более высокой скорости с потоком информационных данных более низкой скорости часто называют также расширением или кодированием. Расширение потока информационных данных можно выполнять посредством исполнения операций исключающего ИЛИ для логической комбинации потока информационных данных и расширяющей последовательности (эквивалентной арифметическому умножению, если двоичным разрядам присваиваются значения плюс или минус 1). Известны другие формы расширения. Например, совокупность из М двоичных разрядов расширяют посредством использования двоичных разрядов для выбора одной из совокупности из N кодовых слов, где N=2^м. Совокупностью кодовых слов может быть ортогональная совокупность, такая как совокупность кодовых слов Уолша или Адамара. Хотя не показано, расширитель 102 может выполнять многочисленные процессы расширения и скремблирования (шифрования), некоторые из которых являются общими для всех передаваемых каналов (или совместно используются ими), прежде чем выводить расширенную последовательность данных в линию 103.

Затем расширенная последовательность данных модулирует радиочастотную несущую с помощью модулятора 104. Если символы расширенной последовательности данных являются двоичными, то модулятор 104 выполняет двухпозиционную фазовую манипуляцию (ДПМФ). Однако, если символы расширенной последовательности данных являются комплексными, то модулятор 104 выполняет квадратурную манипуляцию фазовым сдвигом (КМФС) или КМФС-смещение. Затем модулированная расширенная последовательность данных поступает на вещательную антенну 106 для передачи, используя электромагнитные волны.

Приемная антенна 108 принимает энергию сигналов переданной модулированной расширенной последовательности данных и пропускает эту энергию в радиоприемное устройство 110. Приемное устройство 110 усиливает, фильтрует, смешивает и выполняет аналого-цифровое преобразование, когда необходимо преобразовать принятый радиосигнал в комплексный модулирующий сигнал, имеющий синфазную (I) составляющую и квадратурную (Q) составляющую. Эти составляющие выбирают по меньшей мере один раз за один период элементарной посылки и могут запоминаться и не запоминаться в буферном запоминающем устройстве (не показанном).

Комплексные модулирующие сигналы проходят в один или более корреляторов 112, которые коррелируют выборки данных с известной расширяющей последовательностью. Эта операция иногда называется сжатием, поскольку корреляция когерентно объединяет многочисленные расширенные значения данных обратно в одно информационное значение, когда сжимающую последовательность правильно выравнивают по времени с принимаемой последовательностью выборок. Выходные сигналы корреляторов поступают на один или более детекторов 114, которые воспроизводят исходный поток информационных данных. Форма используемых детекторов зависит от характеристик радиоканала и ограничений сложности. Она может включать в себя оценку канала и когерентное объединение RAKE или дифференциальные демодуляцию и объединение в зависимости от необходимости.

Теперь рассмотрим фиг.2, на которой показана блок-схема коррелятора 112, используемого в системе 100 связи с расширенным спектром, представленной на фиг. 1. Выборки комплексных элементарных посылок в виде комплексных модулирующих выходных сигналов подаются на блок 120 удаления комплексной последовательности по линии 121. Блок 120 удаления комплексной последовательности умножает эти выборки элементарных посылок на сопряженную величину элемента в соответствующей комплексной расширяющей последовательности(s(k)), содержащей сжимающую последовательность. Результирующие выборки элементарных посылок выводят в блок 122 накопления и разгрузки комплексных сигналов по линиям 123. Блок 122 накопления и разгрузки комплексной последовательности накапливает и затем выводит значения корреляции (обозначенные позицией X) один раз на период символа.

Теперь рассмотрим фиг.3, на которой изображена более подробно блок-схема коррелятора 112, показанного на фиг.2 и используемого в системе 100 связи с расширенным спектром, показанной на фиг.1. Выборки разнесенных элементарных посылок синфазной составляющей (показанной позицией I(t)) комплексного модулирующего сигнала, принимаемого блоком 120 удаления комплексной последовательности по линии 121i, подаются на оба умножителя 132•134. На умножитель 132 поступает синфазная составляющая (показанная позицией i(k)) расширяющей последовательности, а на умножитель 134 поступает отрицательная величина квадратурной составляющей (показанной позицией -q(k)) расширяющей последовательности. Точно также выборки разнесенных элементарных посылок квадратурной составляющей (обозначенной позицией Q(t)) комплексного модулирующего сигнала, принимаемого блоком 120 удаления комплексной последовательности по линии 121q, подаются на оба умножителя 136 и 138. На умножитель 136 поступает синфазная составляющая, показанная позицией i(k)) расширяющей последовательности, а на умножитель 138 поступает квадратурная составляющая (показанная позицией q(k)) расширяющей последовательности. Вследствие того, что расширяющие последовательности i(k) и q(k) по величине обычно представляют плюс единицу или минус единицу, умножители 132, 134, 136 и 138 можно реализовать в виде программирующих инверторов, пропускающих либо принимаемое значение выборки, либо его отрицательное значение в зависимости от значения i(k) и q(k).

Выходные сигналы умножителей 132 и 138 суммируются сумматором 140 и выводятся с блока 120 удаления комплексной последовательности в виде синфазного результирующего сигнала выборок элементарных посылок (показанного позицией I'(t)) по линии 123i. Затем выходные синфазные сигналы накапливаются в блоке 122 накопления и разгрузки комплексного сигнала. Точно также выходные сигналы умножителей 134 и 136 суммируются сумматором 142 и выводятся с блока 120 удаления комплексной последовательности в виде квадратурного результирующего сигнала выборки элементарных посылок (обозначенного позицией Q'(t)) по линии 123 q. Затем выходные квадратурные сигналы накапливаются в блоке 122 накопления и разгрузки комплексных сигналов. Блок 122 накопления и разгрузки комплексных сигналов разгружается и возвращается в исходное состояние один раз за период символа, обеспечивая действительную и мнимую части значений корреляции (обозначенных позицией X). Следует отметить, что в тех случаях, когда блок 122 накопления и разгрузки комплексных сигналов прогоняется на двойной скорости работы умножителей 132, 134, 136 и 138, то сумматоры 140 и 142 не требуются.

Коррелятор 112, соответственно, выполняет две операции. Первая операция содержит функциональные возможности, выполняемые блоком 120 удаления комплексной последовательности. Вторая операция содержит функциональные возможности, выполняемые блоком 122 накопления и разгрузки комплексных сигналов. Настоящее изобретение направлено на снижение сложности выполнения первой и второй операций.

Теперь рассмотрим фиг.4, на которой представлена блок-схема первого варианта осуществления блока 120' удаления комплексной последовательности по настоящему изобретению. Комплексную расширяющую (или скремблирующую) последовательность можно записать следующим образом:
s(k)=i(k)+jq(k) (1),
где i(k) - синфазная составляющая расширяющей последовательности, a q(k) - квадратурная составляющая расширяющей последовательности. И i(k), и q(k) имеют значения либо плюс единица, либо минус единица. В соответствии с этим имеются четыре возможных значения для комплексной расширяющей последовательности s (k), как показано на фиг.5А. Путем поворота этих значений на сорок пять градусов и деления на корень квадратный из двух, как показано на фиг. 5В, четыре возможных значения для повернутой комплексной расширяющей последовательности s'(k) становятся равными плюс единица, минус единица, плюс j и минус j. Усовершенствованный блок 120' удаления комплексной последовательности коррелятора 112 использует это соотношение для упрощения процесса удаления комплексной последовательности путем использования такого факта, что повернутая последовательность имеет либо нулевую мнимую часть, либо нулевую действительную часть. Следует отметить, что возможен поворот не только на сорок пять градусов и что настоящее изобретение предназначено для включения всех других выгодных поворотов, например поворот на сто тридцать пять градусов, двести двадцать градусов или триста пятнадцать градусов.

Процесс удаления комплексной последовательности по существу включает умножение принятого комплексного модулирующего сигнала на последовательность сжатия, содержащую сопряженную величину комплексной расширяющей последовательности. В усовершенствованном блоке 120' удаления комплексной последовательности блок 150 отрицания выполняет часть умножения принимаемого комплексного модулирующего сигнала на повернутую комплексную последовательность сжатия посредством выборочного отрицания или неотрицания значения принятого значения комплексного модулирующего сигнала. Блок 150i отрицания синфазной составляющей подсоединен к линии 121i с целью приема выборок разнесенных элементарных посылок синфазной составляющей (обозначенной позицией I(t)) комплексного модулирующего сигнала. Соответствующий блок 150q отрицания квадратурной составляющей подсоединен к линии 121q для приема выборок разнесенных элементарных посылок квадратурной составляющей (показанной позицией Q(t)) комплексного модулирующего сигнала.

Усовершенствованный блок 120' удаления комплексной последовательности дополнительно включает в себя коммутатор 152 для выполнения остальной части умножения принятого комплексного модулирующего сигнала на повернутую комплексную расширяющую последовательность посредством селективного изменения или неизменения соответствующих выборок синфазной и квадратурной составляющих принятого значения комплексного модулирующего сигнала. Коммутатор 152 содержит первый переключающий элемент 158i, подсоединенный к линии синфазной составляющей 156i и управляемый так, чтобы выборочно переключаться для осуществления первого положения соединения между линией 156i синфазной составляющей и линией 123i, по которой выводится синфазный результирующий сигнал выборки элементарных посылок (обозначенный позицией I'(t)), и второго положения соединения между линией 156i синфазной составляющей и линией 123q, по которой выводится квадратурный результирующий сигнал выборки элементарных посылок (обозначенный позицией (Q' (t)). Второй переключающий элемент 158q соединяется с линией 156q квадратурной составляющей и управляется так, чтобы по выбору подключаться для осуществления первого положения соединения между линией 156q квадратурной составляющей с линией 123q, по которой выводится квадратурный результирующий сигнал выборки элементарных посылок (обозначенный позицией Q'(t)), и второго положения соединения между линией 156q квадратурной составляющей и линией 123i, по которой выводится синфазный результирующий сигнал выборки элементарных посылок (обозначенный позицией I'(t)).

Избирательной работой блоков 150i и 150q отрицания и первого, и второго переключающих элементов 158i и 158q управляет блок 155 управления. Блок 155 управления принимает комплексную расширяющую последовательность s(k) и на выходе выдает первый и второй управляющие сигналы последовательности по линии 154 на блоки 150i и 150q отрицания и первый, и второй переключающие элементы 158i и 158q, которые по существу выполняют умножение выборок разнесенных элементарных посылок на сопряженную величину s''(k), повернутых на сорок пять градусов значений повернутой комплексной расширяющей последовательности s'(k). Следует отметить, что в действительности нет необходимости вычислять повернутую комплексную расширяющую последовательность s'(k) или сопряженную величину s"(k). Скорее, имеющаяся в блоке 155 управления логическая схема обрабатывает комплексную расширяющую последовательность s(k) с целью управления блоком 150i отрицания синфазной составляющей посредством синфазного сигнала первой управляющей последовательности для отрицания синфазной составляющей комплексного модулирующего сигнала, если s(k) имеет форму либо -1+j, либо 1+j (то есть повернутая сопряженная последовательность s"(k) представляет либо -1, либо -j). В противном случае, отрицание не выполняется блоком 150i отрицания синфазной составляющей (то есть последовательностью s"(k) является либо 1, либо j). Имеющаяся логическая схема аналогичным образом управляет блоком 150q отрицания квадратурной составляющей посредством квадратурного сигнала первой управляющей последовательности с целью отрицания квадратурной составляющей комплексного модулирующего сигнала, если s(k) имеет форму либо -1+j, либо -1-j (то есть повернутой последовательностью s"(k) является либо -1, либо j). В противном случае, отрицание блоком 150q отрицания квадратурной составляющей не выполняется (то есть повернутой последовательностью s"(k) является либо 1, либо -j). Что касается коммутатора 152, то имеющаяся логическая схема устанавливает и первый, и второй переключающие элементы 158i и 158q в первом положении посредством второго сигнала управляющей последовательности, если s(k) имеет форму либо 1-j, либо -1+j (то есть повернутой последовательностью s''(k) является либо 1, либо -1), таким образом соединяя линию 156i синфазной составляющей с линией 123i и соединяя линию 156q квадратурной составляющей с линией 123q соответственно. В противном случае и первый, и второй переключающие элементы 158i и 158q располагаются во втором положении (то есть повернутая последовательность s"(k) представляет собой либо j, либо -j), таким образом соединяя линию 156i синфазной составляющей с линией 123q квадратурной составляющей и соединяя линию 156q квадратурной составляющей с линией 123i синфазной составляющей соответственно. Практическая реализация инвертора может состоять, например, в том, чтобы всегда обеспечивать наличие и отрицаемого, и неотрицаемого значений и затем выбирать одно из них для вывода, используя двухпозиционный коммутатор выбора. Такое устройство можно изготавливать очень маленьким, используя технику кремниевых интегральных схем комплементарной МОП-структуры.

Теперь рассмотрим фиг.6, на которой показана блок-схема второго варианта осуществления усовершенствованного блока 120" удаления комплексной последовательности по настоящему изобретению. Комплексное число (например, A+jB) можно выразить либо в декартовой (х, у) форме, либо в полярной (R, θ) форме. Перевод между этими двумя формами можно легко выполнять с помощью уравнений х= Rcos(θ) и y=Rsin(θ). Логарифмически полярная (r, θ) форма, в которой r= log(R), является альтернативной ранее упомянутым формам. Как описано выше и показано на фиг.5А, имеются четыре возможных значения для комплексной расширяющей последовательности s(k). Поскольку каждое из этих четырех значений в комплексной расширяющей последовательности имеет амплитуду, равную единице, нет необходимости рассчитывать при обработке сигнала изменение амплитуды в расширяющей последовательности. Однако фаза комплексной расширяющей последовательности изменяется, вызывая изменение фазовых значений принятого значения комплексного модулирующего сигнала. Таким образом, значения фазового сдвига, равные +45^o, +135^o, +225^o (-135^o) и +315^o (-45^o), добавляются к принятому значению комплексного модулирующего сигнала в зависимости от значений комплексной расширяющей последовательности. Точно так же в случае комплексной расширяющей последовательности с поворотом фазы, показанным на фиг.5В, значения фазового сдвига +0^o, +90^o, +180^o и +270^o (-90^o) добавляются к принимаемым значениям комплексного модулирующего сигнала. В усовершенствованном блоке 220' удаления комплексной последовательности коррелятора 112 удобно используются постоянные значения фазового сдвига для упрощения процесса удаления комплексной последовательности.

Процесс удаления комплексной последовательности по существу содержит умножение принятого комплексного модулирующего сигнала на комплексную расширяющую последовательность. Помня описанную выше логарифмически-полярную форму, отметим, что в логарифмическом домене становится сложением умножение, выполненное в связи с процессом удаления комплексной последовательности. В соответствии с этим во втором варианте осуществления усовершенствованного блока 120" удаления комплексной последовательности принятый сигнал представляется в логарифмически-полярной форме и процесс удаления комплексной последовательности используется посредством операции сложения или вычитания фазы по модулю 2π с частью фазы логарифмически-полярного комплексного модулирующего сигнала и сдвигами фаз, определенными комплексной расширяющей последовательностью. Затем результат этого процесса можно преобразовать, если это необходимо, обратно в декартову форму для вывода.

В соответствии с этим усовершенствованный блок 120" удаления комплексной последовательности содержит блок 170 обработки логарифмически-полярного сигнала, реализующий обработку, описанную в патенте US 5048059. Блок 170 обработки логарифмически-полярного сигнала подсоединен к линии 121 для приема радиочастотного или ПЧ-сигнала и вывода по линии 172 логарифмической амплитуды принятого сигнала. Блок 170 обработки логарифмически-полярного сигнала дополнительно обрабатывает принятый сигнал и извлекает его фазу для вывода в линию 176. Блок 170 обработки логарифмически-полярного сигнала может включать в себя ряд насыщающихся усилителей для ограничения сигнала и обеспечения формы волны с логарифмически изменяющейся амплитудой. Ограниченный сигнал используется для определения фазовых значений, используя любой известный способ, включая способ, раскрытый в патенте US 5148373.

Усовершенствованный блок 120" удаления комплексной последовательности еще включает в себя преобразователь 178 фаз, подсоединенный для приема комплексной расширяющей последовательности s(k). Преобразователь 178 фаз обрабатывает комплексную расширяющую последовательность с целью извлечения четырех возможных значений фазового сдвига (фиг.5А и 5В) для вывода в качестве сигнала φ(k) фазового сдвига в линию 180. Имеющаяся в преобразователе 178 фаз логическая схема предпочтительно выполняет функциональные особенности справочной таблицы для вырабатывания значений для сигнала φ(k) фазового сдвига, который соответствует фазе сопряженной величины s'(k). Усовершенствованный блок 120" удаления комплексной последовательности снабжен также устройством сложения-вычитания или сумматором 182 для объединения извлеченной фазы принятого комплексного модулирующего сигнала, выводимого в линию 176, и фазового сдвига, выводимого в линию 180, для выполнения фазового сдвига на основании фазы комплексной расширяющей последовательности, удаляя таким образом фазовый сдвиг, вызываемый расширением в передающем устройстве. Входными сигналами устройства сложения-вычитания или сумматора 182 обычно являются целые числа, значения постоянных точек, учитывающие использование целого числа, блок арифметических операций по модулю, который является простым для изготовления и использования.

Логарифм амплитуды принятого сигнала (в линии 172) выводится с блока 170 обработки логарифмически-полярного сигнала, а затем сдвинутые по фазе значения с устройства суммирования-вычитания или сумматора 182 обрабатываются преобразователем 184, который преобразует дескремблированные логарифмически-полярные значения в декартову форму для вывода синфазной составляющей (обозначенной позицией I'(t)) в линию 123i и вывода квадратурной составляющей (обозначенной позицией Q'(t)) в линию 123q, причем обеспеченная декартова форма требуется для последующей обработки.

Теперь рассмотрим фиг.7, на которой показана блок-схема первого варианта осуществления усовершенствованного коррелятора 112' по настоящему изобретению. Показанный на фиг.2 и 3 коррелятор по существу вычисляет арифметические значения произведения принятого сигнала и комплексной сопряженной величины комплексной расширяющей или скремблирующей последовательности посредством схемы накопления и разгрузки. Работа усовершенствованного контроллера 112' вместо этого основана на вычислении геометрических и мультиплексированных средних значений. В этой связи следует отметить, что мультиплексированное среднее значение содержит среднее арифметическое значение в отношении логарифмических значений. В соответствии с этим в усовершенствованном корреляторе 112' и логарифм амплитуды принятого комплексного модулирующего сигнала и его фазу (в виде сдвига) используют при выполнении процесса корреляции.

Аналогично фиг.6 показанный на фиг.7 усовершенствованный коррелятор 112' включает в себя блок 170 обработки логарифмического сигнала, подсоединенный к линии 121 с РЧ или ПЧ-сигналом, и вывода логарифма амплитуды принятого комплексного модулирующего сигнала в линию 172, и фазы принимаемого комплексного модулирующего сигнала в линию 176. Для выполнения упоминаемой выше функциональной возможности мультипликативного усреднения в отношении амплитуды принятого комплексного модулирующего сигнала логарифмические амплитуды выводятся в линию 172 с блока 170 обработки логарифмически-полярного сигнала на блок 190 накопления и разгрузки для сложения в логарифмическом домене. Блок 190 накопления и разгрузки разгружается и восстанавливается один раз за период символа, обеспечивая арифметически усредненные значения логарифмической амплитуды один раз за период символа.

Усовершенствованный коррелятор 112' дополнительно включает в себя преобразователь 178 фазы, подсоединенный для приема комплексной расширяющей последовательности S(k). Преобразователь 178 фазы обрабатывает комплексную расширяющую последовательность с целью извлечения четырех возможных значений фазовых сдвигов (фиг.5А и 5В) для вывода в виде сигнала φ(k) фазового сдвига в линию 180. Предусмотрено устройство суммирования или сумматор 182 фазы для суммирования обнаруживаемой фазы принятого комплексного модулирующего сигнала по линии 176 и фазового сдвига по линии 180 с целью выполнения фазового сдвига в комплексном модулирующем сигнале на основании фазы комплексной расширяющей последовательности.

Сложение значения фазы оказывается не настолько ясным, как сложение значения логарифмических амплитуд, из-за характеристик циклического возврата фазы (то есть 0^o и 360^o являются одинаковыми). Следует отметить, что после удаления комплексной последовательности фазовые значения вблизи 0^o(или 0 радиан) подразумевают передачу значения плюс единицы, тогда как фазовые значения вблизи 180^o (или π радиан) подразумевают передачу значения минус единицы. Для выполнения функциональной возможности мультипликативного усреднения, упоминаемой выше в связи с фазой принимаемого комплексного модулирующего сигнала, сдвинутая фаза комплексной расширяющей последовательности принимаемого комплексного модулирующего выходного сигнала с устройства сложения или сумматора 182 фаз в логарифмическом домене, представляется в виде фазы между -180^o и 180^o (-π и π радиан) или некоторой аналогичной формы и обрабатывается в преобразователе 192 абсолютных значений и в блоке 194 накопления и разгрузки. Блок 194 накопления и разгрузки разгружается и устанавливается в исходное состояние один раз за период символа, обеспечивая среднее арифметическое значение абсолютных значений фазовых значений один раз за период символа для блока 196 нормализации.

Таким образом, преобразователь 192 абсолютных значений, блок 194 накопления и разгрузки и блок 196 нормализации формируют фазу β в соответствии со следующими уравнениями:


где θ(k) - обнаруживаемая фаза принятого комплексного модулирующего выходного сигнала в линии 176, φ(k) - фазовый сдвиг сопряженной величины комплексной сигнатурной последовательности s'(k), выводимый в линию 180, а N - число накапливаемых значений, и выше которого происходит усреднение.

Затем средние арифметические логарифмические значения амплитуд с выхода блока 190 накопления и разгрузки и средние арифметические значения фаз с выхода блока 196 нормализации можно в случае необходимости обработать преобразователем 184, который преобразует расширенный сигнал из логарифмически-полярной формы в декартову форму для вывода действительной и мнимой частей значений корреляции (показанных позицией X) в линии 198i и 198q соответственно. Это по существу преобразует средние арифметические значения амплитуды и фазы в логарифмическом домене в мультипликативное или среднее геометрическое значение в декартовом домене.

Рассмотрим теперь фиг.9, на которой показан другой вариант осуществления усовершенствованного коррелятора по настоящему изобретению. Подобными ссылочными позициями обозначены соответствующие части, показанные на фиг.7, и, таким образом, повторное их описание приведено не будет. Выходные сигналы устройства суммирования или сумматора 182 фаз усредняются посредством использования циклического усреднения, при котором вычисляется среднее значение синуса фазы и среднее значение косинуса фазы. Выходной сигнал устройства суммирования или сумматора 182 фаз обрабатывается в синус-косинусном преобразователе 302, который создает значения синусов и косинусов. В блоке 304 накопления и разгрузки значения синусов и косинусов накапливаются отдельно в течение определенного периода, а затем выгружаются, обеспечивая усредненные значения синуса и косинуса. Средние значения синуса и косинуса, а также средние значения логарифма амплитуды с блока 190 накопления и разгрузки поступают на форматтер 306, который преобразует эти величины в форму, подходящую для дальнейшей обработки, например, в декартово или логарифмически-полярное значение. Преобразование в логарифмически-полярное значение, например, выполняют посредством преобразования среднего значения синуса и среднего значения косинуса в среднее значение угла, используя арктангенсную функцию. Другая возможность состоит в преобразовании в среднее значение синфазной составляющей и в среднее значение квадратурной составляющей посредством преобразования среднего значения логарифма амплитуды в среднее значение амплитуды и умножения на величины среднего значения синуса и среднего значения косинуса соответственно.

В системе связи с расширением спектра типа системы многостанционного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) общая расширяющая последовательность, или сигнатурная последовательность, может представлять результат объединенных вместе множества последовательностей составляющих. Более того, известно, что множество каналов могут совместно использовать одну или более последовательностей одной и той же общей составляющей. Например, в нисходящей линии связи, определенной стандартом TIA IS-95, все каналы совместно используют общую комплексную скремблирующую последовательность, называемую последовательностью пилот-сигнала (контрольной последовательностью). Затем каналы индивидуально расширяются, используя различные кодовые слова Уолша, которые являются действительными или некомплексными последовательностями. Однако один из каналов представляет немодулированные данные, обеспечивающие опорный или чистый канал последовательности пилот-сигнала для использования в получении оценок подключения к линии связи канала. В этом случае в обычном приемном устройстве, например, в отношении определяемой стандартом IS-95 сигнатурной последовательности для каждого канала предусматривают отдельные корреляторы 112 (фиг.3 и 4) с целью демодуляции. Отметим, что в этом примере отдельные корреляторы коррелируют комплексные дескремблированные данные относительно истинного кодового слова Уолша.

Теперь рассмотрим фиг. 8, на которой представлена блок-схема другого варианта осуществления соответствующего настоящему изобретению усовершенствованного коррелятора. Когда в передаваемых каналах совместно используется общая скремблирующая или расширяющая последовательность, в приемном устройстве 200 совместно используется общий блок 202 дескремблирования или сжатия для всех подлежащих демодуляции принимаемых каналов. Таким образом, комплексные выборки элементарных посылок, принимаемые по линии 204 для многочисленных каналов, обрабатывают в общем блоке 202 дескремблирования или сжатия с целью удаления общей последовательности. Далее, выходные сигналы общего блока 202 дескремблирования и сжатия обрабатывают в множестве не общих или индивидуальных блоков 206 дескремблирования или сжатия, которые коррелируют с различными последовательностями, обеспечивая на их выходах различные значения корреляции для различных принимаемых каналов (обозначенных позициями Х_А иХ_В). Эти отдельные блоки дескремблирования и сжатия могут содержать коррелятор, показанный на фиг.7. В общем блоке дескремблирования и сжатия можно использовать блок 112' и(или) 112" удаления комплексной последовательности, показанные на фиг.4 и 6. Что касается вышеописанного примера нисходящей линии связи стандарта IS-95, то общая последовательность содержит в себе комплексную расширяющую последовательность, а общий блок 202 дескремблирования или сжатия представляет собой соответствующий дескремблер. В индивидуальных блоках 206 скремблирования и сжатия можно использовать коррелятор с кодовым словом Уолша для обработки каждого принимаемого канала и коррелировать с различными последовательностями, обеспечивая таким образом различные значения корреляции.

Например, основанный на стандарте IS-95 телефонный аппарат МДКР имеет многочисленные указатели RAKE, причем каждый указатель включает в себя общий блок дескремблирования и два индивидуальных блока дескремблирования и сжатия, один для канала пилот-сигнала и один для канала графика. Когда для корреляции с различными кодами Уолша требуются два отдельных блока сжатия, их можно совместно использовать для большей части обработки. Это потому, что половина двоичных разрядов одного кода Уолша всегда совпадает с соответствующими двоичными разрядами другого кода Уолша, тогда как остальная часть оказывается взаимоинвертированной. Таким образом, преимущество общего блока 202 сжатия состоит в вычислении суммы (среднего значения) по двоичным разрядам этого совпадения и отдельным вычислениям среднего значения по двоичным разрядам, которые отличаются в двух кодах. Осуществляется вывод двух средних значений за период символа. Затем отдельные устройства 206 сжатия соответственно вычисляют сумму средних значений и разность, что дает значительное уменьшение вычислительной обработки.

Ниже приводится пример, который поможет иллюстрировать это уменьшение обработки. Предположим, что два кодовых слова Уолша имеют вид:
1: 1111111100000000 и
2: 1001011001101001
Совпадающими двоичными разрядами являются
1_1_11_0_0_00_,
и несовпадающими двоичными разрядами являются
_11_1_1_00_0_0,
где полярности двоичных разрядов кодового слова 1 Уолша использованы для осуществления сравнения. В соответствии с вышеизложенным вычисляют первое среднее значение по восьми совпадающим двоичным разрядам, причем изменяющее на обратный знак значение усредняют, когда совпадающий двоичный разряд представляет ноль. Таким же образом вычисляют второе среднее значение по восьми несовпадающим двоичным разрядам. При сложении этих двух средних значений результирующее шестнадцатиразрядное среднее значение представляет корреляцию с первым из двух кодов Уолша, поскольку полярность двоичных разрядов первого кода была использована по умолчанию для несовпадающих двоичных разрядов. Благодаря вычитанию второго среднего значения из первого эффективно изменяется на обратный знак всех значений, вносящих вклад во второе среднее значение, осуществляя таким образом его совпадение с несовпадающими двоичными разрядами для второго кодового слова Уолша, которые инвертируют относительно двоичных разрядов первого кодового слова с целью получения результата корреляции со вторым кодовым словом.

Таким образом, можно получить две корреляции с двумя различными кодами Уолша посредством выполнения общей операции (202), дающей два промежуточных результата за период символа. Затем эти результаты дополнительно объединяют посредством обработки на пониженной скорости (1/8 для этого конкретного примера) с целью создания требуемых двух корреляций. Уменьшение объема работы применяется также тогда, когда требуется большое количество корреляций с различными кодами Уолша, ведущее, в конечном счете, к структуре быстрого преобразования Уолша, когда требуется вычисление корреляций со всеми кодами Уолша. В патенте US 5356454 описана эффективная схема для вычисления быстрых преобразований Уолша.

Хотя на прилагаемых чертежах представлены и в вышеприведенном подробном описании описаны варианты осуществления соответствующих настоящему изобретению способа и устройства, следует понимать, что изобретение не ограничивается описанными вариантами, а в него можно вводить многочисленные перестройки, модификации и замены, не выходя при этом за рамки сущности изобретения, установленной и определенной нижеприведенной формулой изобретения.

Изобретение раскрывает ряд структур для сжатия сигналов связи с расширенным спектром прямой последовательности. В одной из структур сжатия для блока удаления последовательности принятые комплексные выборки разнесенных элементарных посылок отрицают в соответствии с обработанной фазой комплексной расширяющей последовательности, при этом в соответствии с обработанной фазой коммутируют друг с другом синфазное и квадратурное значения выборок. В другой структуре сжатия в блоке удаления последовательности принятые комплексные выборки разнесенных элементарных посылок обрабатывают в логарифмической форме со сложением фазы комплексной расширяющей последовательности с обнаруженной фазой и затем результирующий комплексный сигнал преобразуют обратно в декартовы координаты. В еще одной структуре удаление последовательности и корреляцию выполняют в логарифмической форме с арифметическим усреднением амплитуд и фаз результирующего комплексного сигнала с последующим преобразованием в декартовы координаты. В еще одной структуре сжатия удаление последовательности в логарифмической форме осуществляют с использованием циклического усреднения. Технический результат - упрощение сжатия. 6 с. и 16 з.п.ф-лы, 9 ил.

1. Коррелятор для обработки принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, имеющего синфазную составляющую и квадратурную составляющую, отличающийся тем, что содержит первый блок (150i) отрицания, принимающий синфазную составляющую принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и выборочно отрицающий ее под действием первой управляющей последовательности, второй блок (150q) отрицания, принимающий квадратурную составляющую принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и выборочно отрицающий ее под действием первой управляющей последовательности, блок (152) коммутации, принимающий от первого и второго блоков отрицания синфазный и квадратурный сигналы и коммутирующий принимаемые синфазный и квадратурный сигналы на выходы под действием второй управляющей последовательности, и устройство (155) управления, принимающее комплексную расширяющую последовательность и формирующее первую управляющую последовательность для отрицания синфазной составляющей принятого сигнала, если комплексная расширяющая последовательность имеет форму -1+j либо 1+j, и для отрицания квадратурной составляющей, если комплексная расширяющая последовательность имеет форму 1+j либо -j-1, и формирующее вторую управляющую последовательность, обеспечивающую коммутацию выхода первого блока отрицания на выход синфазной составляющей коррелятора и выхода второго блока отрицания на выход квадратурной составляющей коррелятора, если комплексная расширяющая последовательность имеет форму 1-j либо -1+j, и коммутацию выхода первого блока отрицания на выход квадратурной составляющей коррелятора, а выхода второго блока отрицания на выход синфазной составляющей коррелятора, если комплексная расширяющая последовательность не имеет указанную форму. 2. Способ обработки принятого сигнала связи с расширением спектром прямой последовательности, имеющего синфазную составляющую и квадратурную составляющую, для выполнения удаления комплексной последовательности, отличающийся тем, что принимают комплексную расширяющую последовательность, формируют первую управляющую последовательность для отрицания синфазной составляющей принятого сигнала, если комплексная расширяющая последовательность имеет форму -1+j либо 1+j, и для отрицания квадратурной составляющей, если комплексная расширяющая последовательность имеет форму 1+j либо -j-1, формируют вторую управляющую последовательность, обеспечивающую коммутацию выхода первого блока отрицания на выход синфазной составляющей коррелятора, а выхода второго блока отрицания на выход квадратурной составляющей коррелятора, если комплексная расширяющая последовательность имеет форму 1-j либо -1+j, коммутируют выход первого блока отрицания на выход квадратурной составляющей коррелятора, а выход второго блока отрицания на выход синфазной составляющей коррелятора, если комплексная расширяющая последовательность не имеет указанную форму, отрицают (150i) синфазную составляющую принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности под действием обработанной фазы, отрицают (150q) квадратурную составляющую принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности под действием обработанной фазы и коммутируют (152) синфазный и квадратурный выходные сигналы под действием обработанной фазы. 3. Коррелятор для обработки принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, имеющего составляющую логарифмической амплитуды и составляющую фазы, отличающийся тем, что содержит преобразователь (178) фаз для извлечения фазового сдвига, касающегося комплексной расширяющей последовательности для принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, сумматор (182) для суммирования составляющей фазы принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и извлеченного фазового сдвига комплексной расширяющей последовательности для вывода суммарной фазы, и средство для формирования комплексного сигнала в логарифмической форме, содержащего составляющую логарифмической амплитуды принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и суммарную фазу. 4. Коррелятор по п. 3, отличающийся тем, что дополнительно включает в себя преобразователь (184) для приема и затем преобразования сформированного комплексного сигнала с целью вывода в декартовой системе координат. 5. Коррелятор по п.3, отличающийся тем, что содержит первый блок (190) накопления и разгрузки для накопления выходных составляющих логарифмической амплитуды, второй блок (194) накопления и разгрузки для накопления и нормализации выходного абсолютного значения суммарных фаз, причем сумматор (182) выводит абсолютное значение суммарной фазы, а средство для формирования комплексного сигнала в логарифмической форме содержит разгружаемые накопленные составляющие логарифмической амплитуды и разгружаемые накопленные суммарные фазы. 6. Коррелятор по п.5, отличающийся тем, что первый блок накопления и разгрузки вычисляет среднее арифметическое значение накопленных составляющих логарифмической амплитуды. 7. Коррелятор по п.5, отличающийся тем, что второй блок накопления и разгрузки вычисляет среднее арифметическое значение накопленных нормализованных абсолютных значений суммарных фаз. 8. Коррелятор по п. 5, отличающийся тем, что дополнительно включает в себя преобразователь (184) для приема и затем преобразования сформированного комплексного сигнала с целью вывода в декартовой системе координат. 9. Коррелятор по п.3, отличающийся тем, что содержит первый блок (190) накопления и разгрузки для накопления выходных составляющих логарифмической амплитуды, средство для циклического усреднения выходных суммарных фаз с целью вывода накопленных фаз, причем средство для формирования комплексного сигнала в логарифмической форме содержит разгружаемые накопленные составляющие логарифмической амплитуды и накопленные суммарные фазы. 10. Коррелятор по п.9, отличающийся тем, что первый блок накопления и разгрузки вычисляет среднее арифметическое значение накопленных составляющих логарифмической амплитуды. 11. Коррелятор по п.9, отличающийся тем, что средство для циклического усреднения содержит синус-косинусный преобразователь (302) для преобразования выходных суммарных фаз в значения синуса и косинуса, и второй блок (304) накопления и разгрузки для накопления значений синуса и косинуса и вычисления среднего арифметического значения накопленных величин синуса и косинуса с целью вывода накопленных фаз. 12. Коррелятор по п.9, отличающийся тем, что дополнительно включает в себя средство для преобразования данного комплексного сигнала с целью вывода в декартовой системе координат. 13. Способ обработки принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, имеющего составляющую логарифмической амплитуды и составляющую фазы для выполнения удаления комплексной последовательности, отличающийся тем, что извлекают (178) фазовый сдвиг, касающийся комплексной расширяющей последовательности принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, суммируют (182) составляющую фазы принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и извлеченный фазовый сдвиг комплексной расширяющей последовательности для вывода суммарной фазы, и формируют комплексный сигнал в логарифмической форме, содержащий составляющую логарифмической амплитуды принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и суммарную фазу. 14. Способ по п. 13, отличающийся тем, что дополнительно преобразуют (184) сформированный комплексный сигнал для вывода в декартовой системе координат. 15. Способ обработки принятого сигнала с расширенным спектром прямой последовательности, имеющего составляющую логарифмической амплитуды и составляющую фазы, отличающийся тем, что извлекают (178) фазовый сдвиг, касающийся комплексной расширяющей последовательности принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, накапливают (190) составляющие логарифмической амплитуды, суммируют (182) составляющую фазы принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и извлеченного фазового сдвига комплексной расширяющей последовательности для вывода абсолютного значения суммарной фазы, накапливают (194) и нормализуют (196) выходное абсолютное значение суммарных фаз, и формируют комплексный сигнал в логарифмической форме, содержащий накопленные составляющие логарифмической амплитуды, касающиеся принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, и накопленные нормализованные абсолютные значения суммарных фаз. 16. Способ по п.15, отличающийся тем, что при накоплении выходных составляющих логарифмической амплитуды вычисляют среднее арифметическое значение накопленных составляющих логарифмической амплитуды. 17. Способ по п.15, отличающийся тем, что при накоплении и нормализации выходного абсолютного значения суммарных фаз вычисляют среднее арифметическое значение накопленного нормализованного абсолютного значения суммарных фаз. 18. Способ по п. 15, отличающийся тем, что дополнительно преобразуют (184) комплексный сигнал для вывода в декартовой системе координат. 19. Способ обработки принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, имеющего составляющую логарифмической амплитуды и составляющую фазы, отличающийся тем, что извлекают (178) фазовый сдвиг, касающийся комплексной расширяющей последовательности принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, накапливают (190) составляющие логарифмической амплитуды, суммируют (182) составляющую фазы принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности и извлеченный фазовый сдвиг комплексной расширяющей последовательности для вывода абсолютного значения суммарной фазы, циклически усредняют выходные суммарные фазы для вывода накопленных фаз, и формируют комплексный сигнал в логарифмической форме, содержащий накопленные составляющие логарифмической амплитуды, касающиеся принятого сигнала связи с расширенным спектром прямой последовательности, и накопленные фазы. 20. Способ по п.19, отличающийся тем, что при накоплении выходных составляющих логарифмической амплитуды вычисляют среднее арифметическое значение накопленных составляющих логарифмической амплитуды. 21. Способ по п. 19, отличающийся тем, что при циклическом усреднении выполняют синус-косинусное преобразование (302) выходных суммарных фаз для вырабатывания значений синуса и косинуса, и вычисляют (304) среднее арифметическое значение накопленных значений синуса и косинуса для вывода накопленных фаз. 22. Способ по п.19, отличающийся тем, что дополнительно преобразуют комплексный сигнал для вывода в декартовой системе координат.