ПЕРЕКРЕСТНАЯ ССЫЛКА НА РОДСТВЕННУЮ ЗАЯВКУ
Настоящая заявка связана с патентной заявкой США № 12/166910, поданной 2 июля 2008 г. и озаглавленной «Многомерный сигнал с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению» (№ P25702 дела поверенного). Содержание указанного документа включено в настоящий документ посредством ссылки.
ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Настоящее изобретение относится, в общем, к области беспроводной телекоммуникации и, в частности, к передатчику и способу формирования многокодового радиосигнала с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению, который помогает сохранить время работы от аккумуляторной батареи и увеличить дальность связи и средний уровень пропускной способности.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Настоящим определяются следующие сокращения, из которых по меньшей мере некоторые используются в нижеследующем описании предшествующего уровня техники и настоящего изобретения.
CDMA - множественный доступ с кодовым разделением,
FIR - конечная импульсная характеристика,
HSPA - высокоскоростной пакетный доступ,
QAM - квадратурная амплитудная модуляция,
UMTS - универсальная мобильная телекоммуникационная служба,
WCDMA - широкополосный множественный доступ с кодовым разделением.
В системах сотовой связи третьего поколения, известных как WCDMA или UMTS, в настоящее время используется способ HSPA согласно спецификации для передачи данных на высоких скоростях от мобильного телефона в сеть (или базовую станцию). HSPA-передача использует подход, называемый «многокодовым CDMA». В системе с многокодовым CDMA каждый символ данных распределяется по времени и спектру посредством объединения его с кодом распределения. В нисходящей линии связи (от базовой станции к мобильному телефону), коды, используемые для передачи сигнала от базовой станции, координируются на базовой станции таким образом, что они являются взаимно ортогональными. В противоположность этому, в восходящей линии связи (от мобильного телефона к базовой станции), координирование, необходимое между различными мобильными телефонами для достижения ортогональности, считается слишком сложным в осуществлении процессом, так что каждый мобильный телефон использует отличную последовательность случайного кода.
Тем не менее, в каждом мобильном телефоне по-прежнему можно сформировать несколько последовательностей случайного кода, которые координируются между собой для того, чтобы они были взаимно ортогональными. Каждый из этих ортогональных кодов затем может переносить символьный подпоток, так что скорость передачи объединенного символьного потока увеличивается. Однако, в этом случае, доступная мощность передачи мобильного телефона будет поделена между различными кодами, это означает, что диапазон, в котором каждый подпоток может быть принят и декодирован без ошибок, будет уменьшен. Фактически, уменьшение мощности на каждый подпоток в сигнале с многокодовой модуляцией, переданном от мобильного телефона, будет меньше, чем это можно ожидать при простом делении мощности передатчика на общее количество подпотоков. Это объясняется тем, что не столько средняя мощность оказывается ограниченной напряжением аккумуляторной батареи, сколько амплитуда пикового сигнала оказывается ограниченной напряжением аккумуляторной батареи.
Таким образом, в системе сотовой связи третьего поколения существует потребность в схеме модуляции, которая создает наибольшую среднюю мощность на подпоток в пределах ограничения, определяемого амплитудой составного пикового сигнала всех подпотоков. Например, если мобильный телефон использовал многокодовую схему из трех кодов с тремя кодами с длиной = 4 каждый, в которой каждый код переносит подпоток из 16 QAM символов при аналогичной амплитуде, то общая средняя мощность, которая передается в пределах заданного ограничения по пиковой амплитуде, на 7,32 дБ ниже пикового значения до фильтрации для получения спектра, и средняя мощность на подпоток на 12,1 дБ ниже пикового значения. Фильтрация обычно дополнительно увеличивает отношение пикового значения к среднеквадратическому значению. Стандарт HSPA описывает улучшение по сравнению со схемой с тремя кодами распределения с длиной = 4, поскольку он задает код с длиной = 2 с двойной мощностью (√2 раз от амплитуды), который переносит два символа в том же самом временном периоде, в котором наложенный и ортогональный код с длинной = 4 переносит третий символ, и который фактически достигает той же самой скорости передачи символов, что и три кода с длиной = 4. Эта конфигурация 4+(2,2) способна развить общую среднюю мощность, которая на 5.44 дБ ниже пикового значения, и на 1.88 дБ более эффективна, чем конфигурация 4+4+4, связанная со схемой с тремя кодами распределения с длиной = 4. Несмотря на то, что конфигурация 4+(2,2) работает хорошо, по-прежнему желательно, чтобы мобильный телефон имел возможность дополнительно уменьшать отношение пикового значения к средней мощности при передаче сигнала с многокодовой модуляцией. Эта потребность и другие потребности удовлетворяются посредством передатчика и способа согласно настоящему изобретению.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В одном аспекте, настоящее изобретение обеспечивает передатчик, который способен передавать данные с помощью множества кодов схемы кодирования сигнала с расширенным спектром посредством применения устройства группирования битов, которое принимает блок входных битов, делит этот блок входных битов на некоторое количество подгрупп, причем каждая подгруппа связана с одной или другой из двух осей в комплексной плоскости и с некоторым кодом из множества кодов, и направляет подгруппы битов к устройствам формирования значения элементарных посылок (например, таблицам поиска, устройствам вычислений в режиме реального времени). Устройства формирования значения элементарных посылок формируют значение I-сигнала и значение Q-сигнала, причем каждый из сигналов I или Q определяется следующим образом: (1) отображением битов в символы, которое связывает цифровое сигнальное значение с каждой возможной схемой битов в группу; (2) поворотом оси для умножения любой пары цифровых сигнальных значений с помощью многомерной матрицы поворота (например, матрицы поворота размерностью 2х2) для формирования повернутой пары сигнальных значений; и (3) суммированием для суммирования повернутого и/или не повернутого цифровых сигнальных значений, соответствующих той же самой оси, для формирования значений I-сигнала и Q-сигнала, имеющих уменьшенное отношение пикового значения к среднеквадратическому значению по сравнению со значениями I-сигнала и Q-сигнала с поворотом оси на 0 градусов.
В другом аспекте, настоящее изобретение обеспечивает способ формирования радиосигнала с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению с помощью кодов множественного доступа для переноса множества многобитовых символов данных. В одном варианте осуществления, этот способ включает в себя этапы, на которых: (а) определяют количество кодов множественного доступа для переноса символов данных; (b) делят группу битов на некоторое количество подгрупп, которое меньше или равно удвоенному количеству кодов множественного доступа; (с) используют каждую подгруппу битов для выбора одного из некоторого количества синфазных или квадратурных сигнальных значений, причем, по меньшей мере, одна пара упомянутых выбранных сигнальных значений была модифицирована посредством выполнения поворота оси в плоскости выбранной пары сигнальных значений для получения повернутых сигнальных значений; (d) умножают каждый код доступа на комплексное сигнальное значение, включая одно из синфазных значений и одно из квадратурных значений или одно из повернутых синфазных значений и одно из повернутых квадратурных значений для получения набора модулированных элементарных посылок для каждого кода доступа; и (e) суммируют соответствующие элементарные посылки каждого кода доступа для получения многокодового сигнала, в котором отношение пикового значения к среднеквадратическому значению уменьшено по сравнению с радиосигналом без поворотов оси.
Дополнительные аспекты изобретения будут далее изложены частично в подробном описании, на чертежах и в любых пунктах формулы изобретения, а также частично могут быть почерпнуты из подробного описания или могут быть получены в результате осуществления изобретения на практике. Следует понимать, что и предшествующее общее описание и последующее подробное описание являются исключительно иллюстративными и пояснительными и не ограничивают раскрытое изобретение.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Более полное понимание настоящего изобретения может быть получено посредством обращения к нижеследующему подробному описанию в сочетании с сопроводительными чертежами:
Фиг. 1 представляет схему традиционной многокодовой сотовой системы HSPA 4+(2,2), которая используется для пояснения настоящего изобретения;
Фиг. 2 представляет схему, показывающую 16 точек 16QAM-созвездия, которая используется для пояснения настоящего изобретения;
Фиг. 3 представляет схему, связанную с традиционной многокодовой сотовой системой 4+4+4, которая используется для пояснения настоящего изобретения;
Фиг. 4 представляет схемы, иллюстрирующие различные способы, посредством которых шесть измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3 могут быть сгруппированы для создания многомерных символов, которые используются для пояснения настоящего изобретения;
Фиг. 5 представляет схему, которая визуально изображает фазовый поворот на 45 градусов 16QAM-символов, модулированных в код с длиной = 4 относительно 16QAM-символов, модулированных в код с длиной = 2 с удвоенной мощностью (√2 раз от амплитуды), которая используется для пояснения настоящего изобретения;
Фиг. 6 представляет блок-схему мобильного телефона с передатчиком, выполненным в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;
Фиг. 7 представляет схему последовательности операций, иллюстрирующую этапы способа формирования радиосигнала с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению с помощью кодов множественного доступа для переноса множества многобитовых символов данных в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
Настоящее изобретение включает в себя передатчик мобильного телефона и способ, который осуществляет схему модуляции, которая развивает желаемую среднюю мощность на поток в пределах ограничения, определяемого амплитудой составного пикового сигнала всех подпотоков. В одном варианте осуществления, передатчик передает сигнал, который содержит линейную сумму N кодов расширения CDMA, причем коды перемножаются с соответствующими комплексными сигнальными значениями, которые зависят от комплексных символов данных, например 16QAM-символов. Вещественная и мнимая части этих кодов после перемножения комплексного сигнала образуют измерения в многомерном сигнальном пространстве, которое имеет два измерения на код. Пара измерений может быть выбрана для образования плоскости, и затем сигнальное пространство может быть повернуто в любой такой плоскости перед тем, как комплексные символы данных будут отображены в сигнальное пространство таким образом, что после применения модуляции символов данных уменьшается отношение пикового значения к среднеквадратическому значению результирующего составного сигнала. Для пояснения настоящего изобретения, подробное описание, касающееся вышеупомянутой традиционной многокодовой схемы с тремя кодами, которая имеет конфигурацию 4+4+4, и вышеупомянутой традиционной HSPA многокодовой схемы с тремя кодами, которая имеет конфигурацию 4+(2,2), предоставляется в первую очередь со ссылками на Фиг. 1-4, а затем подробное описание настоящего изобретения предоставляется со ссылками на Фиг. 5-7.
На Фиг. 1 представлена блок-схема традиционной HSPA многокодовой сотовой системы 100 с тремя кодами, в которой мобильный телефон 102 имеет передатчик 108, который передает в базовую станцию 104 радиосигнал с помощью трех 16QAM-символов S1, S2 и S3 на каждый период модуляции четырех элементарных посылок. Как показано, код с длинной = 2 повторяется дважды и используется для переноса двух 16QAM-символов S2 и S2 последовательно, в то время как код с длиной = 4, ортогональный по отношению к коду с длинной = 2, аддитивно накладывается и используется для переноса третьего 16QAM-символа S1 во время того же самого периода четырех элементарных посылок. Созвездие из 16QAM-символов имеет общую форму, показанную на Фиг. 2. Каждый символ S1, S2 и S3 имеет 4 бита, таким образом с тремя символами S1, S2 и S3 получается 12 битов, переданных во временном интервале четырех элементарных посылок, и представляющих 4096 возможностей. Таким образом, декодирование на базовой станции 104 может включать в себя проверку всех 4096 возможностей (метод «грубой силы») или может использовать способ с уменьшенной сложностью, раскрытый в совместно переуступленной патентной заявке США № 12/035,970, поданной 22 февраля 2008 г., и озаглавленной «Эффективное многокодовое обнаружение», содержание которой включено в данный документ посредством ссылки.
Обмен данными с помощью 16QAM-символов включает в себя передачу 2 битов в каждом из компонентов I и Q сигнала, при этом биты равноудалены относительно нуля в каждом из двух измерений плоскости комплексного сигнала. Таким образом, I-компонент может принимать значения +1,5, +0,5, -0,5 и -1,5, в то же время Q-компонент независимо принимает аналогичные значения. Фиг. 2 представляет 16 возможных сигнальных точек, которые располагаются в плоскостях I и Q в местах пересечения регулярной прямоугольной сетки. Отношение пикового значения к среднеквадратическому значению одиночного 16QAM-символа может быть вычислено посредством определения пиковой амплитуды и среднеквадратического значения. Пиковая амплитуда возникает тогда, когда и I и Q одновременно показывают максимальные амплитуды +/-1,5, обеспечивая длину 1,5√2 результирующего вектора, тогда как среднеквадратическое значение вычисляется посредством усреднения квадрата амплитуды по всем 16 точкам. Существует 4 угловых точки, имеющих значение квадрата амплитуды (1,5√2)2=4,5, 8 точек по сторонам, имеющих каждая значение квадрата амплитуды 1,52+0,52=2,5, и 4 точки в середине, имеющих значение квадрата амплитуды (0,5√2)2=0,5. Среднее значение этих точек составляет (4х4,5+8х2,5+4х0,5)/16=2,5. Таким образом, среднеквадратическое значение составляет √2,5 или 1,58. Таким образом, амплитудное отношение пикового значения к среднеквадратическому значению составляет 1,5√2/√2,5, которое в децибелах составляет 2,55 Дб.
Тем не менее, для модуляции, представленной на фиг. 1, можно видеть, что два значения I и два значения Q перекрываются в каждом периоде элементарной посылки. I-значение кода с длиной = 4 может быть одним из четырех значений 1,5, 0,5, -0,5, -1,5, а I-значения кода с длиной = 2 являются в √2 раз большими. Q- значения масштабируются подобным образом. Таким образом, применение такой же процедуры, что была описана выше, к вычислению отношения пикового значения к среднеквадратическому значению обеспечивает результат в 5,44 дБ для этого типа многокодовой модуляции, упоминаемой в части описания известного уровня техники. С другой стороны, если бы использовались три кода с длиной = 4 традиционной конфигурации 4+4+4, показанной на фиг. 3, то I- значения для каждого из них были бы значениями 1,5, 0,5, -0,5 или -1,5, обеспечивая пиковое значение I-значения 4,5 и аналогичное пиковое значение для Q-значения, или пиковую амплитуду для объединенных I и Q величиной 4,5√2. Тем не менее, среднеквадратическое значение отличается в √3 раз от среднеквадратического значения одиночной 16QAM-передачи, которая была выше вычислена равной √2,5. Таким образом, отношение пикового значения к среднеквадратическому значению наложенных трех кодов с длиной = 4 составляет 4,5√2/(√3х√2,5)=2,32 или 7,32 дБ, как это упоминалось в части описания существующего уровня техники. Поэтому, когда пиковая амплитуда ограничивается, то конфигурация 4+(2,2), представленная на фиг. 1, является предпочтительной по отношению к кодовой конфигурации 4+4+4, представленной на фиг. 3.
Передатчик 108 мобильного телефона имеет усилитель мощности 106, который генерирует среднюю выходную мощность без искажения, которое зависит от отношения пикового значения к среднеквадратическому значению сигнала в дополнение к другим факторам. Для усилителя мощности 106 класса В, максимальный коэффициент полезного действия без искажения имеет место тогда, когда он генерирует максимальную мощность, при этом максимальный коэффициент полезного действия определяется следующим образом:
и при приведении к общему сопротивлению нагрузки максимальный коэффициент полезного действия определяется следующим образом:
С другой стороны, средний коэффициент полезного действия при изменяющемся амплитудном сигнале определяется следующим образом:
Также, оказывается, что потребление мощности усилителя мощности 106 класса В с нулевым смещением нулевого выходного тока покоя пропорционально амплитуде выходного сигнала. Поэтому, среднее потребление мощности постоянного тока равно произведению квадрата потребления пиковой мощности и отношения средней амплитуды к пиковой амплитуде, что при приведении к общему сопротивлению нагрузки дает следующее выражение:
мощности постоянного тока =
Объединение выражений 1b, 2c и 3b дает следующее выражение:
х отношение среднего значения к среднеквадратическому значению)
Несмотря на то, что ηmax представляет собой величину, зависящую от варианта осуществления усилителя мощности, которая, можно считать, уже максимизирована разработчиком, величина (отношение пикового значения к среднеквадратическому значению х отношение среднего значения к среднеквадратическому значению) является, тем не менее, характеристикой модуляции. Поэтому, для получения максимального преимущества от доступного коэффициента полезного действия усилителя мощности можно минимизировать последнюю величину.
Обращаясь снова к многокодовой схеме с тремя кодами, показанной на фиг. 3, можно видеть, что 16QAM-символы S1, S2 и S3 могут рассматриваться как шесть AM-символов, причем каждый AM-символ переносит два бита информации с помощью своих четырех возможных сигнальных точек, и занимает одно из шести измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3. Как это показано, пары измерений (I, Q) являются ортогональными в силу того, что они находятся не в фазе на 90 градусов, в тоже время использование ортогональных кодов позволяет переносить три таких пары I и Q значений с помощью шести измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3, которые являются ортогональными по отношению друг к другу, если коды являются взаимно ортогональными. Отсутствие искажения сигнала при передаче объясняется тем, что шесть измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3 являются действительно независимыми, поскольку они не создают помехи друг другу, и шум приемника имеет номинальное значение и одинаковое среднеквадратическое значение, которое не коррелируется между любым одним из измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3 и любым другим из этих измерений. Тем не менее, шесть измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3 не являются действительно независимыми, так как речь идет о мобильном телефоне 108, поскольку значения I1, I2, I3 и подобные значения Q1, Q2, Q3 суммируются линейно, а не квадратично. Таким образом, мгновенные амплитуды передаваемого сигнала являются такими, как это показано в нижеприведенной таблице (смотри код 1, код 2 и код 3 на фиг. 3):
и амплитуда передаваемого сигнала составляет:
(I2 передача+Q2 передача)0,5
Из вышеприведенного видно, что, поскольку все знаковые комбинации I1, I2 и I3 проверяются в четырех элементарных посылках, то какой бы знак они не имели, они будут конструктивно суммироваться в одной или другой элементарной посылке для создания пикового значения в этой элементарной посылке. Если это не ограничено иным способом, самый плохой случай для амплитуды сигнала передачи получается тогда, когда пиковое значение I и пиковое значение Q оказываются в одной и той же элементарной посылке.
Если сигналы I и Q имеют одну и ту же форму, то из этого следует, что отношение пикового значения к среднеквадратическому значению амплитуды передачи является таким же, как и отношение пикового значения к среднеквадратическому значению I или Q, рассматриваемых по отдельности, причем комбинация I и Q всего лишь увеличивает и пиковое значение, и среднеквадратическое значение одинаковым образом в √2 раз по отношению к случаю, когда I и Q рассматриваются по отдельности. Поэтому поиск схемы модуляции с низким отношением пикового значения к среднеквадратическому значению для I или Q, рассматриваемых по отдельности, может дать низкое отношение пикового значения к среднеквадратическому значению для объединенного сигнала передачи.
На фиг. 4 диаграммы показывают, что шесть измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3 могут быть сгруппированы для образования двух трехмерных символов 402 и 404. Эти трехмерные символов 402 и 404 являются кубическими, если модуляция представляет собой 4-AM на каждой из трех осей. Фактически, шесть измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3 могут быть сгруппированы концептуально любым желаемым способом, например, как шесть 4-AM-символов (фиг. 3), как три 16QAM-символа 406, 408 и 410 (фиг. 4), или как вышеупомянутые два 3-D символа 402 и 404, для которых используется номенклатура V3AM, что означает амплитудную модуляцию по каждой оси трехмерного пространства (V3). В принципе, шесть измерений I1, Q1, I2, Q2, I3 и Q3 могли бы быть в альтернативном варианте сгруппированы как один V4AM-символ и один QAM-символ. Таким образом, если количество точек вдоль каждой из трех осей равно 4, то общее количество точек в 3-D символе равно 43=64, так что может быть использована система обозначений 64-V3AM. Подобным образом, четыре точки вдоль каждого измерения V4 даст 256-V4AM, и пять точек вдоль каждого измерения V5 может дать 1024-V5AM, и шесть точек вдоль каждого измерения V6 может дать 4096-V6AM.
Касательно модуляции, которая распространяется более чем на два измерения, например, как в случае с созвездиями 402 и 404, представленными на фиг. 4, это показывает, что созвездия могут быть повернуты в плоскостях отличных от I, Q или фазовая плоскость. Например, созвездие может быть повернуто в плоскости I, I или плоскости Q, Q, такой как плоскость, образуемая I1 и I2. Компьютерное испытание различных поворотов кубических созвездий 402 и 404, представленных на фиг.4, показало, что уменьшение отношения пикового значения к среднеквадратическому значению с 7.32 дБ стандартной тройной 16QAM, использующей три кода с длиной = 4, до 5.44 дБ, если один символ был повернут на 45 градусов в плоскости I1, I3, а другой символ был повернут на 45 градусов в плоскости Q1, Q3. Это означает, что вместо применения символа 1 к коду 1 и символа 3 к коду 3, как это делалось раньше, коды в одном варианте осуществления настоящего изобретения получают модуляцию от символьной пары, повернутой на 45 градусов, следующим образом:
[cos(45) -sin(45)] (I1+jQ1)=(I1-I3)/√2+j(Q1+Q3)/√2
[sin(45) cos(45)] (I3+jQ3)=(I1+I3)/√2+j(Q1+Q3)/√2
Можно видеть, что коды соответственно модулируются с помощью суммы и разности двух символов, которые масштабируются множителем 1/√2. Матрица поворота приведет к иному масштабированию, если повороты были иными, чем на 45 градусов.
Теперь рассмотрим пример, когда коды 1 и 3 представляют собой следующие ортогональные модели:
и вычислим каждую элементарную посылку, как функцию символов S1=I1+jQ1 и S3=I3+jQ3, получая следующее:
Можно видеть, что результат таков, что символы S1 и S3 каждый повторяются дважды с переменой знака, но в перемежающемся порядке S1, -S3, S3, S1.
Другие пары ортогональных кодов обеспечивают аналогичные, но отличающиеся результаты, как это показано ниже:
Последние два примера соответствуют действующему в настоящее время стандарту HSPA, который определяет, что два символа должны передаваться последовательно с помощью кода расширения с длинной = 2, в то время как третий символ передается с помощью ортогонального кода расширения с длиной = 4 в том же самом периоде (см. фиг. 1). В двух последних примерах код расширения с длинной = 2 был бы 1, -1 в первом случае и 1, 1 во втором случае, которые являются только двумя возможностями. Код с длиной = 4 был бы одним из 1, -1, -1, -1 и 1, -1, 1, -1 в первом случае или одним из 1, 1, -1, -1 и 1, 1, 1, 1 во втором случае. Таким образом, настоящее изобретение может воспроизводить текущую HSPA модуляцию, которая передает два символа в коде с длиной = 2 и один символ в коде с длиной = 4, с помощью кода расширения с длиной = 4 и применения поворота оси на 45 градусов в плоскости, определяемой двумя вещественными осями, и плоскости, определяемой двумя мнимыми осями. Тем не менее, как это показано в первых трех примерах, настоящее изобретение также может выполнять модуляции, которые действующая спецификация HSPA выполнять не может и не рассматривает. В дополнение, амплитудное отношение пикового значения к среднеквадратическому значению, обеспечиваемое вышеупомянутыми поворотами оси на 45 градусов в коде с длиной = 4, было в случае с тройной 16QAM уменьшено перед фильтрацией с 7,32 дБ до 5,44 дБ.
Также было исследовано, как поворот в любой плоскости, образованной осью I и осью Q влияет на отношение пикового значения к среднеквадратическому значению. Для того чтобы сохранить ортогональность после поворота, является предпочтительным выбрать оси I и Q, которые принадлежат одному и тому же коду. Компьютерный поиск выявил, что отношение пикового значения к среднеквадратическому значению уменьшается без поворота оси с 7,32 дБ до 6,51 дБ, если второй 16QAM-символ поворачивается на 30 градусов в его I, Q плоскости относительно первого символа, а третий символ поворачивается на 60 градусов в его I, Q плоскости. Таким образом, равномерное разнесение фазовых углов 16QAM-символов уменьшает отношение пикового значения к среднеквадратическому значению, в этом конкретном примере, на 0,81 дБ.
Оба типа поворота оси могут быть теперь применены следующим образом:
(1) поворот на 45 градусов в плоскостях I, I и Q, Q, содержащих два символа, и
(2) поворот в плоскости, образованной оставшейся парой осей I, Q, содержащей оставшийся символ из трех 16QAM-символов.
Результаты сведены в представленной ниже таблице 1
в которой
Пример № 1 представляет собой тройную 16QAM, использующую три кода с длиной = 4;
Пример № 2 представляет собой тройную 16QAM, использующую три кода с длиной = 4 с последовательным фазовым поворотом на 30 градусов между тремя 16QAM-символами;
Пример № 3 представляет собой тройную 16QAM, использующую три кода с длиной = 4 с поворотом на 45 градусов в плоскости II двух символов и поворотом на 45 градусов в плоскости QQ тех же самых двух символов;
Пример № 4 аналогичен примеру №3 с дополнительным поворотом на 45 градусов в плоскости I, Q (фазовой) третьего символа;
Замечание: Несмотря на то, что 16QAM была использована в вышеприведенных примерах, если необходимо, то могут быть использованы QAM-созвездия других размеров, например 64QAM.
Для обеспечения возможности приемнику базовой станции декодировать мобильные передачи, мобильные телефоны, которые соответствуют стандарту WCDMA, передают известный пилотный код, который накладывается на другие коды, передающие данные. Пилотный код используется приемником базовой станции для установления опорной фазы, и для характеристики многолучевого канала, чтобы содействовать декодированию неизвестных символов. Например, тройная 16QAM использует 3/4 от общего доступного пространства ортогональных кодов (то есть, три из четырех кодов с длиной = 4), и пилотная передача использует оставшуюся 1/4 пространства кодов. Существует компромисс между качеством опорного канала, обеспечиваемого пилотным кодом, и количеством энергии, используемым им, которое, в противном случае, было бы использовано в кодах, передающих данные. Этот компромисс приводит к тому, что пилотный код передают при уровне около -12 дБ относительно символа кода с длиной = 4, и этот пилотный код обозначается в стандарте WCDMA как канал E-DPCCH. Влияние на отношение пикового значения к среднеквадратическому значению в результате наложения пилотного кода на другой ортогональный код показано в представленной ниже таблице 2.
Для полноты представленные ниже таблицы 3 и 4 показывают вычисленные характеристики после фильтрации, использующей характеристику типа корень из приподнятого косинуса, с пилотным кодом и без пилотного кода. В каждом случае пилотный код находится в фазе (или квадратуре) с первым 16QAM-символом, который модулируется в код с длиной = 4. Коэффициент сглаживания α для фильтрации, использующей характеристику типа корень из приподнятого косинуса, равен 0,22, как это определено для системы беспроводной UMTS (WCDMA).
(без пилотного кода)
(с пилотным кодом)
Таблицы 3 и 4 подтверждают, что предложенные повороты оси на 45 градусов по-прежнему обеспечивают приблизительно такое же уменьшение в отношении пикового значения к среднеквадратическому значению после фильтрации и с добавлением и без добавления пилотного кода. Было обнаружено, что наилучшая фаза пилотного кода имела место тогда, когда он был выровнен с осью I или Q символа кода с длиной = 4, и эта фаза была использована во всех представленных выше примерах №№ 1-4.
На фиг. 5 представлена схема, которая визуально показывает фазовый поворот на 45 градусов 16QAM-символов 502, модулированных в код длиной = 4 относительно 16QAM-символов 504, модулированных в код длиной = 2 с двойной мощностью (√2 раз от амплитуды). Видно, что, благодаря масштабированию и повороту, меньшее созвездие 502 помещается точно внутри большого созвездия 504. Можно видеть, что вклад для величины I или величины Q от меньшего повернутого на 45 градусов кода, может насчитывать только семь величин. Эта конкретная особенность может быть использована для уменьшения генератора сигнала передачи, основанного на таблице поиска, как это более подробно описано ниже в отношении фиг. 6.
На фиг. 6 представлен мобильный телефон 600 с передатчиком 602, который использует сигналы с тройной 16QAM способом, который согласуется с вышеописанным методиками, в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения. Отметим, что только компоненты передатчика и функции, которые существенны для настоящего изобретения, были описаны в настоящем документе. Поскольку в каждом кодовом интервале передается 12 битов, то, таким образом, значение каждой элементарной посылки может принимать только одно из 4096 значений. Фактически, вещественное значение или мнимое значение каждой элементарной посылки может зависеть от количества битов меньшего, чем 12 и, таким образом, может быть в состоянии принимать значение меньше чем 4096 значений. Если пилотный код учитывается, и существует только один двоичный бит, переданный только по каналу I или Q, то вещественное или мнимое значение может зависеть максимум от 13 битов, это означает, что оно принимает значение из не более чем 8192 значений, но, возможно, меньшего количества значений. В любом случае, эти значения являются достаточно малыми, так что они могут быть сохранены в относительно небольшой по современным стандартам памяти, например, памяти, состоящей из 4096 или 8192 значений для каждой из четырех элементарных посылок, причем содержимое памяти определяет характер применяемых кодирования и поворотов осей.
В этом примере, значение I двух элементарных посылок зависит от двух битов первого 16QAM-символа и всех четырех битов третьего символа, вследствие того, что он повернут на 45 градусов таким образом, что и два его вещественных бита и два его мнимых бита влияют на значение I этих двух элементарных посылок. Однако из фиг. 5 можно видеть, что вклад, вносимый повернутым символом для значения I или значения Q некоторой элементарной посылки, может принимать только одно из семи отдельных значений, а не 16, так что четыре бита символа могут быть сначала сокращены до первой группы из 3 битов, которая указывает одно из семи значений для вклада, вносимого для I, и второй группы из 3 битов, которая указывает одно из семи значений для вклада, вносимого для Q. Это сокращение от 4 к 3+3 может быть выполнено посредством небольшой таблицы поиска или нескольких логических вентилей для осуществления таблицы истинности, которая может быть выведена из меньшей совокупности 502, представленной на фиг. 5.
Таким образом, в этом примере передатчик 602 имеет устройство 604 группирования битов, которое выполнено с возможностью приема блоков из 12 битов данных плюс один бит пилотного кода. Устройство 604 группирования битов выбирает биты, соответствующие двум осям трех подразумеваемых 16QAM-символов, и направляет эти биты в соответствующие таблицы 606, 608, 610, 612 и 614 поиска. В частности, устройство группирования битов 604 направляет все 4 бита символа 3 в таблицу 606 отображения битов, которая создает три бита указателя I и три бита указателя Q. Затем три бита указателя Q вместе с битами I обращаются к 32-значной таблице 608 поиска (фактически используется только 28 записей) для получения значения I элементарной посылки, которая впоследствии будет передана. Аналогичным образом, три бита указателя I вместе с другими двумя битами Q первого символа и битом пилотного кода обращаются к 64-значной таблице 610 поиска (в которой фактически используется только 56 записей) для получения значения Q элементарной посылки, которая затем будет передано. Это сохраняет время, если таблицы 608 и 610 поиска фактически обеспечивают значения I и Q для элементарных посылок 1 и 2, которые зависят от битов первого символа. Например, значение I первой элементарной посылки 1 может быть однобитовым значением, упакованным в 16-битовое слово, вместе со значением I второй элементарной посылки 2, и аналогичным образом все обстоит для значений Q. Таким образом, таблицы 608 и 610 для I и Q должны быть размером 28х16 бит и 56х16 бит соответственно.
Другие две элементарные посылки 3 и 4 в периоде четырех элементарных посылок зависят от тех же самых четырех битов третьего символа и от двух битов, которые принадлежат второму символу, а не первому символу. Как это было описано выше, устройство 604 группирования битов направляет все 4 бита символа 3 в таблицу 606 отображения битов, которая создала три бита указателя I и бита указателя Q. Затем три бита указателя Q вместе с двумя битами I второго символа обращаются к 32-значной таблице 612 поиска (фактически используется только 28 записей) для получения значений I для элементарных посылок 3 и 4, которые впоследствии будут переданы. Аналогичным образом, три бита указателя I вместе с другими двумя битами Q второго символа и бит пилотного кода обращаются к 64-значной таблице 614 поиска (в которой фактически используется только 56 записей) для получения значений Q элементарных посылок 3 и 4, которые впоследствии будут переданы. В этом примере таблицы 608, 610, 612 и 614 поиска должны быть предварительно вычислены в соответствии с выбранными кодовыми схемами множественного доступа CDMA.
Выходные сигналы из таблиц 608, 610, 612 и 614 поиска вводятся в последовательный мультиплексор 616, в котором значения I и Q для элементарных посылок 1, 2, 3 и 4 затем выбираются последовательно для получения порядка, который определяется входным сигналом 618 управления мультиплексором. Сигнал 618 управления мультиплексором определяет, выводятся ли значения I и Q для элементарных посылок 1, 2, 3 и 4 в порядке 1, 2, 3, 4 или 1, 3, 2, 4 или 1, 3, 4, 2, который, как это было показано выше, зависит от конкретного выбора кодов CDMA и их назначения символам. Таким образом, в одном режиме, в котором упомянутый порядок представляет собой 1, 2, 3, 4 и таблицы 608, 610, 612 и 614 поиска предварительно вычислены для того, чтобы избежать относительного поворота фазы на 45 градусов для символа 3, передатчик 602 может генерировать тройную модуляцию 16QAM, определяемую для действующего в настоящее время стандарта HSPA для восходящей линии связи. Тем не менее, передатчик 602 также может выдавать элементарные посылки в порядке, который не определен в действующем в настоящее время стандарте HSPA для восходящей линии связи, и может генерировать сигналы с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению посредством использования поворотов на 45 градусов (или других типов поворотов), которые предварительно вычислены и сохранены в таблицах 606, 608, 610, 612 и 614 поиска.
Последовательный мультиплексор 616 имеет два выхода 618 и 620, которые соответственно связаны с цифроаналоговыми преобразователями 622 и 624 и двумя восстанавливающими фильтрами 626 и 628 для получения непрерывных во времени I и Q аналоговых сигналов 630 и 632 модуляции. Восстанавливающие фильтры 626 и 628 могут быть, частично, фильтрами с конечной импульсной характеристикой в цифровой области и, частично, аналоговыми фильтрами в аналоговой области, и могут совместно осуществлять требуемую фильтрацию, которая в случае с системами UMTS/WCDMA представляет собой фильтрацию, использующую характеристику типа корень из приподнятого косинуса (фильтр Найквиста с характеристикой с извлечением корня), с коэффициентом сглаживания α равным 0,22. Квадратурные модуляторы 634 и 636 принимают непрерывные во времени I и Q аналоговые сигналы 630 и 632 и соответственно модулируют их с помощью косинусной и синусной несущих, которые находятся на желаемой средней частоте w. Выходные сигналы квадратурных модуляторов 634 и 636 усиливаются усилителем 638 мощности до уровня передачи и затем пропускаются через сдвоенный фильтр 640а для осуществления одновременно режимов передачи и приема, или, в альтернативном варианте, попускаются через переключатель 640b T/R, если система использует только дуплексные режимы с временным разделением (переключение направлений передачи), перед тем как сигналы будут переданы антенной 642.
Таким образом, передатчик 602 может передавать данные с помощью множества кодов схемы кодирования сигнала с расширенным спектром посредством использования устройства 602 группирования битов, которое принимает блок входных битов, делит блок входных битов на некоторое количество подгрупп, причем каждая подгруппа связана с одной или другой из двух осей в комплексной плоскости и некоторым кодом из множества кодов, и направляет эти подгруппы битов в устройства формирования значения элементарных посылок (например, таблицам поиска, устройствам вычислений в режиме реального времени). Устройства формирования значения элементарных посылок формируют значение I-сигнала и значение Q-сигнала, причем каждый из сигналов I или Q определяется следующим образом: (1) отображением битов в символы, которое связывает цифровое сигнальное значение с каждой возможной схемой битов в группу; (2) поворотом оси для умножения любой пары цифровых сигнальных значений с помощью многомерной матрицы поворота (например, матрицы поворота размерностью 2х2) для формирования повернутой пары сигнальных значений; и (3) суммированием для суммирования повернутого и/или не повернутого цифровых сигнальных значений, соответствующих той же самой оси, для формирования выходных значений I-сигнала и Q-сигнала соответственно, причем значения сигналов I и Q имеют уменьшенное отношение пикового значения к среднеквадратическому значению по сравнению со значениями сигналов I и Q с поворотом оси на 0 градусов.
Следует учитывать, что нет необходимости выполнять операции этапов (1), (2) и (3) в реальном времени, они представляют математическое определение того, как определить значения I и Q, используемые в настоящем изобретении для представления 12 битов данных. Как это было описано выше, передатчик может использовать представленное выше математическое определение для предварительного вычисления набора таблиц поиска для различных значений, состоящих из 12 битов данных и одного пилотного бита, и таблицы поиска могут быть использованы для уменьшения количества вычислений в реальном времени или потребления мощности устройства, осуществляющего настоящее изобретение.
Вариант осуществления передатчика 602 был описан выше как осуществляющий настоящее изобретение с помощью таблиц 606, 608, 610, 612 и 614 поиска, который является эффективным с точки зрения вычислений в реальном времени. Однако передатчик 602 также может осуществить настоящее изобретение с помощью различных альтернативных средств, например посредством вычисления выходных значений I и Q в реальном времени как функции 13 входных битов. В любом случае передатчик 602 может передавать сигнал, который содержит линейную сумму N CDMA кодов расширения, причем эти коды умножают на соответствующие комплексные сигнальные значения, которые зависят от комплексных символов данных, таких как 16QAM-символов. Вещественная и мнимая части кодов, после умножения комплексных сигналов, образуют измерения в многомерном сигнальном пространстве, а именно два измерения на код. Пара измерений может быть выбрана для образования плоскости, и затем сигнальное пространство может быть повернуто в любой такой плоскости перед тем, как комплексные символы данных будут отображены в сигнальное пространство. В одном варианте осуществления, одна вещественная и одна мнимая ось выбираются для образования плоскости, и применяется поворот на 45 градусов, таким образом что отношение пикового значения к среднеквадратическому значению составного сигнала уменьшается после применения модуляции символов данных. В другом варианте осуществления, две вещественные оси выбираются для образования первой плоскости, в которой выполняется поворот на 45 градусов, и две мнимые оси выбираются для образования плоскости, в которой выполняется второй поворот на 45 градусов, таким образом, что 16QAM-символов отображаются в повернутое сигнальное пространство, создается сотовая беспроводная форма волны, которая имеет уменьшенное отношение пикового значения к среднеквадратическому значению. В еще одном варианте осуществления, поворот на 45 градусов применяется как в вещественно-мнимой плоскости, так и в вещественно-вещественной плоскости для создания сигнала с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению.
На фиг. 7 представлена схема последовательности операций, иллюстрирующая предпочтительные этапы способа 700 формирования радиосигнала с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению с помощью кодов множественного доступа для переноса множества многобитовых символов данных в соответствии с настоящим изобретением. Способ 700 содержит этапы, на которых: (а) определяют количество кодов множественного доступа для переноса символов данных (этап 702); (b) делят группу битов на некоторое количество подгрупп, которое меньше или равно удвоенному количеству кодов множественного доступа (этап 704); (с) используют каждую подгруппу битов для выбора одного из некоторого количества синфазных или квадратурных сигнальных значений, причем, по меньшей мере, одна пара из этих синфазных или квадратурных сигнальных значений была модифицирована посредством выполнения поворота оси в плоскости пары выбранных синфазных или квадратурных значений для получения повернутых синфазных или квадратурных значений (этап 706); (d) умножают каждый код доступа на одно из сигнальных синфазных или квадратурных значений или одно из повернутых синфазных или квадратурных сигнальных значений для получения набора модулированных элементарных посылок для каждого кода доступа (этап 708); и (e) суммируют соответствующие элементарные посылки каждого кода доступа для получения многокодового сигнала, в котором отношение пикового значения к среднеквадратическому значению уменьшено по сравнению с радиосигналом, у которого отсутствуют повороты оси (этап 710).
В вышеизложенном было показано, что модулирование данных на вещественную и мнимую части множества аддитивно наложенных CDMA кодов может рассматриваться в качестве модулирования подгрупп битов данных в измерения многомерного сигнального пространства, и что отношение пикового значения к среднеквадратическому значению результирующего составного сигнала может быть выгодным образом уменьшено с помощью применения поворота оси в плоскостях, определяемых парами измерений. Уменьшение отношения пикового значения к среднеквадратическому значению позволяет передатчику с ограниченным пиковым значением, такому как передатчик мобильного телефона, обеспечивать большую выходную мощность без излишнего искажения и с более высокой эффективностью, таким образом, сохраняя время работы от аккумуляторной батареи и увеличивая дальность связи и средний уровень пропускной способности.
Хотя множество вариантов осуществления настоящего изобретения проиллюстрировано на сопроводительных чертежах и описано в предшествующем подробном описании, следует понимать, что изобретение не ограничивается раскрытыми вариантами осуществления, но, вместо этого, может быть подвергнуто множеству реконструкций, изменений и замен без отклонения от сущности изобретения, излагаемого и определяемого следующей формулой изобретения.
Заявленное изобретение относится к области беспроводной коммуникации. Технический результат заключается в увеличении времени работы от аккумуляторной батареи и увеличении дальности связи и среднего уровня пропускной способности. Для этого предусмотрены передатчик и способ, которые формируют многокодовый радиосигнал с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению. 2 н. и 11 з.п. ф-лы, 7 ил., 4 табл.
1. Способ формирования радиосигнала с уменьшенным отношением пикового значения к среднеквадратическому значению с помощью кодов множественного доступа для переноса множества многобитовых символов, содержащий этапы, на которых:
определяют количество кодов множественного доступа для переноса символов данных;
делят группу битов на некоторое количество подгрупп, которое меньше или равно двойному количеству кодов множественного доступа;
используют каждую подгруппу битов для выбора одного значения из некоторого количества синфазных или квадратурных сигнальных значений, причем, по меньшей мере, одна пара упомянутых выбранных сигнальных значений была модифицирована посредством выполнения поворота оси в плоскости выбранной пары сигнальных значений для получения повернутых сигнальных значений;
умножают каждый код доступа на комплексное сигнальное значение, включающее в себя одно из упомянутых синфазных значений и одно из упомянутых квадратурных значений или одно из упомянутых повернутых синфазных значений и одно из упомянутых повернутых квадратурных значений для получения набора модулированных элементарных посылок для каждого кода доступа; и
суммируют соответствующие элементарные посылки каждого кода доступа для получения многокодового сигнала.
2. Способ по п.1, в котором упомянутая выбранная, по меньшей мере, одна пара сигнальных значений включает в себя пару синфазных значений и пару квадратурных значений.
3. Способ по п.2, в котором упомянутый поворот оси представляет собой поворот на 45 градусов в плоскости упомянутой пары синфазных сигнальных значений и поворот на 45 градусов в плоскости упомянутой пары квадратурных сигнальных значений.
4. Способ по п.1, в котором упомянутая выбранная, по меньшей мере, одна пара сигнальных значений включает в себя синфазное сигнальное значение и квадратурное сигнальное значение.
5. Способ по п.4, в котором упомянутый поворот оси представляет собой поворот на 45 градусов в плоскости упомянутого синфазного сигнального значения и поворот на 45 градусов в плоскости упомянутого квадратурного сигнального значения.
6. Способ по п.1, в котором упомянутая выбранная, по меньшей мере, одна пара сигнальных значений включает в себя все возможные пары синфазного сигнального значения, объединенного в пару с квадратурным значением, и упомянутый поворот оси в плоскости пары значений осуществляется на угол, который постепенно увеличивается для каждой пары значений.
7. Способ по п.6, в котором упомянутое постепенное увеличение угла представляет собой 90 градусов, поделенные на количество пар сигнальных значений.
8. Способ по п.1, в котором упомянутые коды являются взаимно ортогональными кодами доступа согласно стандарту множественного доступа с кодовым разделением (CDMA).
9. Передатчик, содержащий:
устройство группирования битов, которое принимает блок входных битов и делит этот блок входных битовых на некоторое количество подгрупп, причем каждая подгруппа связана с одной или другой из двух осей в комплексной плоскости и с одним кодом из множества кодов;
множество устройств формирования значения элементарных посылок, которые принимают подгруппы битов из упомянутого устройства группирования битов и формируют значение I-сигнала и значение Q-сигнала, причем каждое из значений сигналов I и Q определяется следующим образом:
отображением битов в символы, которое связывает цифровое сигнальное значение с каждой возможной схемой битов в каждой из подгрупп;
поворотом оси для умножения любой пары цифровых сигнальных значений с помощью многомерной матрицы поворота для формирования повернутой пары сигнальных значений; и
суммированием для суммирования повернутого сигнального значения и не повернутого сигнального значения, соответствующего той же самой оси, для формирования значений I-сигнала и Q-сигнала, причем значения сигналов I и Q имеют уменьшенное отношение пикового значения к среднеквадратическому значению по сравнению со значениями сигналов I и Q, которые имеют поворот оси на 0 градусов.
10. Передатчик по п.9, дополнительно содержащий:
множество цифроаналоговых преобразователей и фильтров, которые дополнительно обрабатывают значения I-сигнала и Q-сигнала для формирования непрерывных во времени сигналов с требуемой спектральной емкостью;
множество квадратурных модуляторов, которые модулируют непрерывные во времени сигналы на косинусную и синусную волну несущей частоты; и
усилитель мощности передачи, который усиливает модулированный сигнал косинусной и синусной волны несущей частоты до уровня мощности передачи.
11. Передатчик по п.9, который выполнен с возможностью работы в одном режиме с использованием поворота оси на 0 градусов и в другом режиме с использованием поворота оси не на 0 градусов для получения уменьшенного отношения пикового значения к среднеквадратическому значению.
12. Передатчик по п.9, в котором упомянутый блок входных битов содержит 12 битов данных, количество подгрупп битов равно шести, причем каждая содержит два бита, причем отображение битов в символы связывает относительные численные значения с четырьмя возможными битовыми схемами 00, 01, 10 и 11, соответствующими четырехуровневым амплитудным значениям -3, -1, +1 и +3, и упомянутый поворот оси составляет 45 градусов в плоскости пары сигнальных значений, полученной из пары битовых подгрупп, связанных с двумя перпендикулярными осями комплексной плоскости того же самого кода с расширенным спектром.
13. Передатчик по п.9, причем передатчик встроен в мобильный телефон.
| Способ приготовления мыла | 1923 |
|
SU2004A1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ РАСПОЗНАВАНИЯ ВИДОВ МАНИПУЛЯЦИИ ЦИФРОВЫХ СИГНАЛОВ | 2002 |
|
RU2235337C2 |
| СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛОВ КВАДРАТУРНОЙ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ, СИСТЕМА ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ, МАШИНОЧИТАЕМЫЙ НОСИТЕЛЬ И ПРИМЕНЕНИЕ СПОСОБА ДЛЯ СИНХРОНИЗАЦИИ ПРИЕМА СИГНАЛОВ КВАДРАТУРНОЙ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ | 2005 |
|
RU2286025C1 |
| Станок для изготовления деревянных ниточных катушек из цилиндрических, снабженных осевым отверстием, заготовок | 1923 |
|
SU2008A1 |
| US 6934317 B1, 23.08.2005. | |||
