Изобретение относится к области электросвязи, преимущественно к передаче информации методами импульсной и цифровой модуляции, и может быть использовано для формирования сигналов с заданными спектральными характеристиками, обеспечивающими минимальный уровень межсимвольных искажений в канале связи.
Известные способы повышения пропускной способности канала связи, как правило, сводятся к формированию континуальных сигналов, для которых соотношение неопределенности удовлетворяет тем или иным критериям, обеспечивающим минимизацию межсимвольных искажений и/или повышению пропускной способности каналов связи [1, 2]. Математическое описание этих сигналов представляется нормированными функциями Эрмита или сфероидальными волновыми функциями. Аппаратная реализация таких функций затруднительна и не обеспечивает вариабельности изменения в соответствии с характеристиками самого канала связи.
Известен способ передачи цифровых данных с минимальным расширением спектра [3], наиболее близкий к предлагаемому изобретению. Он обеспечивает уменьшение межсимвольных искажений и сводится к формированию передаваемого в канал связи оптимизированного импульса, имеющего такие предискажения, которые обеспечивают согласованную инверсную характеристику постдетекторного фильтра нижних частот. Вносимые предискажения в передаваемый сигнал уменьшают межсимвольные искажения за счет некоторой компенсации не идеальности устройств обработки на приемной стороне. Однако формируемый таким образом сигнал только отчасти решает проблему сужения спектра, так что в канале связи межсимвольные искажения уменьшаются несущественно. В этом смысле устройства, реализующие сигналы в классе функций Эрмита или сфероидальных волновых функций, решают общую задачу, а именно: минимизируют межсимвольные искажения, возникающие при передаче информации по каналу связи. Однако в любом из этих вариантов формируемые сигналы имеют сложную форму, и потому шумы и помехи канала связи их могут существенно исказить. Сигналы же, имеющие форму, близкую к прямоугольной, наиболее устойчивы к помехам и шумам канала связи. Наличие достаточно протяженной плоской вершины в импульсе требует при тех же самых уровнях искажений большей энергии помех и шумов.
Основным недостатком способа, описанного в [3], является то, что вносимые предискажения в передаваемый сигнал уменьшают межсимвольные искажения за счет компенсации не идеальности устройств обработки на приемной стороне. В то же время параметры передаваемого сигнала (в данной постановке) напрямую не учитывают характеристики канала связи, и поэтому на возникающие межсимвольные искажения используемая процедура предискажений напрямую ни как не влияет. Следствием этого является несущественный выигрыш в увеличении пропускной способности канала связи. Кроме того, вносимые предискажения напрямую связаны только с характеристиками постдетекторного фильтра нижних частот, а не канала связи. Это приводит к тому, что уровень межсимвольных искажений будет зависеть от типа и параметров канала связи.
Известны устройства для передачи сигналов по каналам связи с использованием различных методов импульсной модуляции. Эти устройства достаточно полно описаны, например, в [4, 5, 6, 7, 8] и являются в известной мере стандартом при применении импульсных методов модуляции. Каждое из описанных там устройств может быть использовано в качестве прототипа для того или иного метода импульсной модуляции. Общим недостатком любого из этих устройств, взятого в качестве прототипа для того или иного типа модуляции, является применение в качестве основного носителя информации прямоугольного импульса, параметры которого (амплитуда, длительность, фаза и частота следования) определяются типом модуляции. Однако, независимо от применяемого метода модуляции, спектральная плотность каждого импульса описывается функцией вида sin(ω )/ω , которая в асимптотике убывает, как 0(1/ω ), и имеет осциллирующий характер. Такое поведение спектральной характеристики приводит к тому, что прямоугольные импульсы при прохождении через канал связи размываются, и в межимпульсном пространстве появляется сигнал, так называемые межсимвольные искажения или помеха. С учетом известной связи между эффективной длительностью прямоугольного импульса носителя и его верхней частотой спектра (имеется в виду соотношение неопределенности) нельзя увеличить скорость передачи информации по каналу связи с определенной полосой пропускания без потери качества передачи информации. Очевидный на первый взгляд подход к повышению пропускной способности канала связи, связанный с уменьшением длительности импульсов носителей, неприемлем. Это связано с возрастанием уровня межсимвольных искажений, и, как следствие, на приемной стороне переданная информация будет содержать значительные ошибки.
Технический результат, достигаемый предлагаемым способом повышения пропускной способности каналов связи и устройством для его реализации (варианты), заключается в формировании таких композиционных импульсных сигналов прямоугольной формы (определение композиционного сигнала приведем чуть позже), которые уменьшают межсимвольные искажения по сравнению с традиционными, общеизвестными устройствами, оперирующими с одиночными импульсами прямоугольной формы, и тем самым позволяют повысить скорость передачи информации по каналу связи (или, что то же самое, повысить пропускную способность). Кроме того, по сравнению с другими способами формирования сигналов носителей, построенных, например, на основе функций Эрмита или сфероидальных волновых функций, сохраняется высокая помехоустойчивость, присущая импульсам прямоугольной формы.
Таким образом, технического результата достигают формированием сигналов с заданными спектральными характеристиками, минимизирующими межсимвольные искажения, что обеспечивает повышение пропускной способности канала связи. Кроме того, формируемые сигналы имеют высокую помехоустойчивость, т.к. относятся к классу импульсных сигналов, имеющих прямоугольную форму.
В дальнейшем в материалах заявки будет употребляться термин - композиционный сигнал. При этом под композиционным сигналом понимается последовательность прямоугольных импульсов, представляющая собой или цифровой, или импульсно-модулированный сигнал, у которого амплитуды, длительности импульсов и временные соотношения между которыми выбраны таким образом, чтобы получить заданные спектральные характеристики и/или минимизировать межсимвольные искажения.
Указанный технический результат достигается тем, что в известном способе повышения пропускной способности каналов связи, заключающемся в построении цифровых и импульсно-модулированных сигналов с заданными спектральными характеристиками, в соответствии с предлагаемым изобретением, по заданной спектральной характеристике формируют композиционный сигнал в виде ограниченной последовательности цифровых или импульсных сигналов, число которых, их длительность, амплитудные и временные соотношения между ними выбирают по допустимой погрешности приближения к заданной спектральной характеристике, при которой уровень межсимвольных искажений и/или расширение спектра композиционного сигнала минимально с сохранением в формируемой последовательности при использовании методов импульсной модуляции передаваемой информации.
Кроме этого, технический результат достигается тем, что число импульсов в композиционном сигнале выбирают в диапазоне от 2 до n, где n - число импульсов в последовательности, определяемое из условия минимальной достаточности, обеспечивающей формирование композиционного сигнала с допустимой погрешностью приближения к заданной спектральной характеристики и сохранением защитного интервала между композиционными сигналами.
Помимо этого, технический результат достигается и тем, что амплитудные соотношения между импульсами, образующими композиционный сигнал, выбирают из условия формирования спектра композиционного сигнала, минимизирующего его расширение и/или уровень межсимвольных искажений.
А также технический результат достигается и тем, что длительности импульсов в последовательности, образующей композиционный сигнал, выбирают из условия формирования спектра композиционного сигнала, минимизирующего его расширение и/или уровень межсимвольных искажений.
В дополнение к перечисленному, технический результат достигается и тем, что временные соотношения между импульсами, образующими композиционный сигнал, выбирают из условия формирования спектра композиционного сигнала, минимизирующего его расширение и/или уровень межсимвольных искажений.
Технический результат достигается также и тем, что амплитуды импульсов в последовательности, образующей композиционной сигнал, пропорциональны текущему уровню отсчета модулирующего информационного сигнала при использовании метода амплитудно-импульсной модуляции.
Помимо этого, технический результат достигается и тем, что длительности импульсов в последовательности, образующей композиционный сигнал, пропорциональны текущему уровню отсчета модулирующего информационного сигнала при использовании широтно-импульсной модуляции.
Кроме того, технический результат достигается и тем, что временное положение композиционного сигнала пропорционально текущему уровню отсчета модулирующего информационного сигнала при использовании метода фазоимпульсной модуляции.
Технический результат достигается также и тем, что временные соотношения между импульсами в последовательности, образующей композиционный сигнал, пропорциональны текущему уровню отсчета модулирующего информационного сигнала при использовании метода частотно-импульсной модуляции.
А также технический результат достигается и тем, что длительности импульсов в последовательности, образующей композиционный сигнал, пропорциональны текущему числу непрерывно следующих друг за другом единиц в информационной кодовой последовательности.
Помимо этого, технический результат достигается и тем, что общая длительность последовательности импульсов, образующих композиционный сигнал при использовании кодово-импульсной модуляции, пропорциональна текущему числу непрерывно следующих друг за другом единиц в информационной кодовой группе.
И, наконец, технический результат достигается и тем, что композиционный сигнал имеет общую величину длительности, которую определяют как сумму длительностей отдельных импульсов последовательности, образующих композиционный сигнал, и временных интервалов между ними и выбирают из условия обеспечения максимальной пропускной способности канала связи, при заданном допустимом уровне межсимвольных искажений и величине защитного интервала между соседними композиционными сигналами.
Указанный технический результат достигается реализующим заявленный способ устройством, повышающим пропускную способность каналов связи, и его вариантами.
Устройство по первому варианту, отличающемуся от выбранного прототипа тем, что выход устройства дискретизации входного информационного сигнала подключен ко входам устройства выборки-хранения и формирователя импульса запуска, выход которого подключен к входам n параллельно включенных формирователей импульсов заданной длительности, причем выход первого из них через первое масштабирующее устройство подключено к первому входу сумматора, а выходы n-1 остальных формирователей импульсов заданной длительности через соответствующие n-1 устройств задержки и n-1 масштабирующих устройств подключены к остальным n-1 входам сумматора, выход которого подключен к входу управляемого усилителя, управляющий вход которого подключен к выходу устройства выборки-хранения, причем управляющий вход устройства выборки-хранения подключен к выходу формирователя импульса сброса, вход которого подключен к входу n-го масштабирующего устройства.
Устройство по второму варианту, отличающемуся от выбранного прототипа тем, что выход устройства дискретизации входного информационного сигнала подключен к входам устройства выборки-хранения и формирователя импульса заданной длительности, выход которого подключен к входу первого масштабирующего устройства, а входы остальных n-1 масштабирующих устройств подключены к выходу формирователя импульса заданной длительности через соответствующие n-1 устройств задержки, выходы каждого из n масштабирующих устройств подключены к n входам сумматора, выход которого соединен с входом управляемого усилителя, управляющий вход которого подключен к выходу устройства выборки-хранения, управляющий вход которого через устройство формирования импульса сброса подключен к входу n-го масштабирующего устройства, выход управляемого усилителя подключен к входу устройства преобразования напряжения во временной интервал.
Устройство по третьему варианту, отличающемуся от выбранного прототипа тем, что в него дополнительно введены устройство формирования импульса запуска, на вход которого поступает фазо-частотно-импульсно модулированная информационная последовательность, выход которого подключен к входам n параллельно включенных формирователей импульсов заданной длительности, причем выход первого из них через первое масштабирующее устройство подключен к первому входу сумматора, а выходы n-1 остальных формирователей импульсов заданной длительности через соответствующие n-1 устройств задержки и n-1 масштабирующих устройств подключены к остальным n-1 входам сумматора, выход которого является выходом устройства.
Устройство по четвертому варианту, отличающемуся от выбранного прототипа тем, что в него дополнительно введены устройство формирования импульса запуска и устройство преобразования временного интервала в напряжение, на входы которых поступает кодово-импульсная информационная последовательность, выход устройства преобразования временного интервала в напряжение подключен к входу устройства выборки-хранения, выход которого подключен к управляющему входу управляемого усилителя, выход формирователя импульса запуска подключен через первое масштабирующее устройство к первому входу сумматора, остальные n-1 входов которого подключены к выходам n-1 параллельно включенных масштабирующих устройств, входы которых через соответствующие устройства задержки подключены к выходу устройства формирования импульса запуска, выход сумматора через управляемый усилитель подключен к устройству преобразования напряжения во временной интервал, вход n-го масштабирующего устройства через дополнительное устройство задержки подключен к входу формирователя импульса сброса, выход которого подключен к управляющему входу устройства выборки-хранения.
Технический результат достигается, таким образом, за счет формирования композиционного сигнала в виде конечной последовательности цифровых или импульсных сигналов, число которых, их длительность, амплитудные и временные соотношения между ними выбирают по допустимой погрешности приближения к заданной спектральной характеристике, при которой уровень межсимвольных искажений и/или расширение спектра композиционного сигнала минимально. В этом случае суммарный спектр последовательности импульсных или цифровых сигналов может быть наиболее близким к спектрам сигналов, формируемых с использованием функций Эрмита, или сфероидальных волновых функций, или инверсной характеристики канала связи. При этом в формируемой последовательности, при использовании методов импульсной модуляции, сохраняется передаваемая информация.
Рассмотрим более детально реализацию предлагаемого способа на примере амплитудно-импульсной модуляции (АИМ). Ниже, при описании конкретных устройств, реализующих известные методы импульсной и цифровой модуляции, будут приведены необходимые пояснения для каждого из этих способов.
При передаче информации по каналу связи методом АИМ информационная составляющая сигнала присутствует в амплитудах импульсов, которые обозначим через аq. Запишем общее выражение для сигнала в виде
где текущие отсчеты импульсов взяты в моменты времени τ q.
Обычно импульсная последовательность (1) синхронна в том смысле, что
τ q=qT, q=0,± 1,± 2,...
При этом на приемное устройство поступает последовательность
где
Сумма в выражении (3) характеризует погрешность за счет межсимвольных искажений. Она обусловлена влиянием соседних импульсов на текущий импульс.
Заметим, что прямоугольные импульсы наиболее распространены в методах передачи информации по каналам связи. Из рассмотрения выражения (1) вроде бы следует, что уменьшением длительности несущего импульса можно повысить скорость передачи информации. Однако этот путь неприемлем из-за ограниченности полосы пропускания самого канала связи. Ограничение такого вида учитывается в виде соотношения неопределенности, которое для импульса прямоугольной формы имеет вид
где Δ T - эффективная длительность импульсного сигнала x(t), Fmax - верхняя частота в спектре прямоугольного импульса, определенные энергетическим методом на заданном уровне. Как правило, это обычно 90-95% от полной энергии сигнала.
Неравенство (4) является, по сути, ограничением, накладываемым на скорость передачи информации по каналу связи с полосой пропускания W.
Уровень межсимвольных искажений, при использовании в качестве носителя информации прямоугольных импульсов, будет значительным. Это связано с тем, что скорость убывания "хвоста" спектральной плотности каждого импульса в асимптотике убывает как O(1/ω ) и имеет осциллирующий характер. Упомянутые свойства поведения спектральной характеристики приводят к тому, что значительная часть энергии импульса оказывается за пределами полосы пропускания канала связи. Математически это интерпретируется следующим образом. Спектральная характеристика умножается на конечное частотное окно (которое есть по сути частотная характеристика канала связи). Если это произведение подвергнуть преобразованию Фурье, то окажется, что прямоугольный импульс на выходе канала связи трансформировался в импульс с затянутыми передним и задним фронтами. Здесь не приводятся соответствующие математические выкладки ввиду известности этого явления.
Таким образом, для повышения пропускной способности канала связи необходимо уменьшать уровень межсимвольных искажений посредством формирования таких сигналов, у которых энергия за пределами Fmax минимальна. Этого можно достичь, например, синтезом импульсов на основе функций Эрмита или сфероидальных волновых функций.
В настоящем способе описывается другой подход, основанный на построении композиционного сигнала, состоящего из некоторой конечной последовательности импульсов прямоугольной формы.
Будем придерживаться следующей формы изложения. Все необходимые выкладки проведем на основе сравнения свойств одиночного прямоугольного импульса и предлагаемого композиционного сигнала.
На фиг.1 показан типовой и композиционный сигналы. Последний из них представляет собой последовательность (в качестве примера) из трех отдельных импульсов.
Для стандартного импульса (фиг.1а) единственным варьируемым параметром, обеспечивающим оптимизацию по отношению к характеристикам канала связи и, следовательно, скорости передачи, является его длительность Tc. Спектральная характеристика у такого импульса асимптотически убывает как O(1/ω ) и представляет собой осциллирующую функцию типа sin(ω )/ω .
Для композиционного сигнала, показанного на фиг.1б, варьируемыми параметрами являются:
τ i - сдвиг между соседними импульсами длительностью Δ ti (также изменяемый параметр),
mi - коэффициент масштабирования дополнительных импульсов, находящихся слева и справа от базового (центрального), и, наконец,
n - число импульсов в композиции.
Общая длительность сложного композиционного сигнала равна Tc, и она необязательно должна быть равна длительности исходного одиночного прямоугольного импульса.
Следует отметить, что простой одиночный импульс прямоугольной формы в технике связи часто связывают во временной области с прямоугольным окном данных, которому в частотной области отвечает ядро сходимости Дирихле ряда Фурье. Для композиционного сигнала масштабирующие коэффициенты m, число импульсов n и сдвиговые соотношения τ , представляющие композиционный сигнал, позволяют при той же самой интерпретации считать, что формируемое таким образом дискретно-решетчатое окно данных с устанавливаемыми характеристиками во временной области позволяет строить ядра сходимости ряда Фурье с заданными свойствами.
Опишем математическую модель композиционного импульсного сигнала во временной области. Для описания будем пользоваться определением rect-функции и примем следующие свойства модели:
- сигнал симметричен относительно нулевого отсчета времени;
- композиционный сигнал продолжен также в область отрицательных значений времени.
Без потери общности рассуждений, значение аq(0) можно принять равным 1.
Отметим, что длительность композиционного сигнала, содержащего n=2k+1 импульсов, равна (см. фиг.1б)
Рассмотрим частный случай: n=1. Тогда
Спектр композиционного сигнала вырождается в спектр одиночного импульса
Общий случай: n=2k+1. Композиционный сигнал во временной области описывается так
Как легко заметить, простым введением общего множителя, равного аk, описание (6) обобщается на отсчет произвольной амплитуды.
На основании теоремы о спектре смещенного во времени импульса и производя группировку однотипных членов, запишем
Для частного случая, когда τ i=0, mi=1 (i=1, k-1), модуль спектральной плотности в 2k+1 раз больше модуля спектральной плотности одиночного импульса. Скорость спадания спектральных составляющих та же, что и для одиночного импульса.
С другой стороны (альтернативный предельный случай), при Δ ti=Δ t и τ i=τ и выборе величины τ =2π ω /(2k+1) суммарная спектральная плотность равна нулю. При промежуточных значениях временного сдвига, масштабирующих коэффициентах и длительностей импульсов, составляющих композиционный сигнал, спектральная плотность определяется как геометрическая сумма спектральных составляющих отдельных импульсов.
Введем безразмерный масштабирующий коэффициент
. (i=0, 1, 2, 3,... )
В случае, если μ i>1, то имеет место сжатие импульса длительностью Δ ti по отношению к сигналу с длительностью Δ t1. Если же μ i<1 - растяжение импульса, т.е. изменение его временного масштаба.
С учетом сделанных замечаний запишем выражение для спектра композиционного сигнала
или с учетом формулы Эйлера
Преобразуем произведение тригонометрических функций в сумму и учтем также, что из определения μ i следует μ 0=1 (т.к. μ 0=Δ t1/Δ t1) и что m0=1, τ 0=0 для центрального импульса композиционного сигнала. Тогда последнее выражение представим в виде
В полученном выражении и далее в тексте описания, где будут использоваться отрицательные индексы, примем по определению следующее а-i≡аi.
Затем поступим следующим образом. Умножим и разделим каждый член суммы на
.
В итоге получим
Выражение (8) есть отрезок тригонометрического ряда. Более того, после приведения его к виду (9), где в качестве базисных функций выступают функции вида
получен отрезок обобщенного ряда Фурье.
Система базисных функций (10) ортогональна на частотном интервале (-∞ , ∞ ) и может быть приведена к ортонормированной системе при соответствующем выборе коэффициентов β i. В силу конечности сигнала s(t) и конечности его энергии можно представить его в виде обобщенного ряда Фурье в системе базисных функций вида (10). Если при этом спектр сигнала ограничен (в нашем случае полосой пропускания канала связи), то используя только конечное число членов разложения, можно аппроксимировать совокупный спектр композиционного сигнала, заданного, например, в виде некоторой функции или ограничений. Вид функции и требования к ней или те или иные ограничения могут быть заданы исходя из общей технической задачи синтеза сигнала с заданными свойствами. Безусловно, замена ряда конечной суммой позволяет построить лишь приближенное описание аппроксимируемого условия или функции, т.е. с некоторой погрешностью.
Важно отметить, что каждый член суммы (9) в системе базисных функций вида (10) ассоциирован с конкретным импульсом, представленным в композиционном сигнале. Поэтому соответствующим выбором варьируемых параметров суммы, таких как mi, τ i, Δ ti и n, можно построить оптимальный отрезок ряда, обеспечивающий заданную точность приближения к формируемой спектральной характеристике композиционного сигнала, и ассоциировать его с некоторым набором rect-функций во временной области.
Если в качестве нормы системных базисных функций (10) выбрать
то S(ω ) представляется конечным числом членов ряда в базисе вида (10) как
S(ω )=Soc(ω ,T)+Sош(ω ),
где Soc(ω ,T) - спектральная характеристика сигнала s(t) длительностью Т. Здесь под Sош(ω ) понимаем составляющую, определяемую как ошибка аппроксимации спектральной характеристики.
В силу ортогональности базисных функций спектры Soc(ω ,T) и Sош(ω ) не перекрываются, и их энергии, т.е. квадраты норм, складываются
За абсолютную меру ошибки аппроксимации можно принять, например, расстояние, равное норме сигнала ошибки, т.е. если WS(ω ) - энергетический спектр сигнала s(t), то по теореме Релея
Формирование произвольной спектральной характеристики композиционного сигнала описанным выше способом может быть реализовано на основе двух подходов. Первый из них фактически описан выше и сводится, по сути, к решению задачи аппроксимации заданной спектральной характеристики с нормой ошибки, определяемой точностью приближения. Далее осуществляется пересчет полученных расчетных параметров базисных функций отрезка ряда в амплитудно-временные соотношения композиционного сигнала.
Второй подход состоит в построении классической вариационной задачи с ограничениями. Необходимо найти оптимальные соотношения между mi, τ i, Δ ti для ∀ i∈ 1,n, такие, чтобы обеспечивалось формирование заданной спектральной характеристики в частотной области.
Критериями оптимизации могут быть, опять же, допустимая ошибка приближения к заданной спектральной характеристике или же, скажем, минимум энергии спектральных составляющих, лежащих за пределами некоторой верхней частоты спектра (например, это может быть верхняя частота полосы пропускания канала связи).
В любом случае, оба подхода решают одну и ту же задачу минимизации уровня межсимвольных искажений и, следовательно, повышения пропускной способности канала связи при заданных на него характеристиках.
Рассмотрим в качестве примера 1 формирование композиционного сигнала, состоящего из трех импульсов (n=3 и фиксировано). Считаем также, что композиционный сигнал симметричен относительно нулевого отсчета времени. Запишем
Примем также условие m0=1, что не снижает общности результата. Тогда
Варьируемые параметры Δ t1, Δ t2, τ 1, m1.
Определим критерий оптимальности искомых параметров Δ t1, Δ t2, τ 1, m1 на основе минимальности энергии спектра, например за частотой первого нуля главного лепестка спектральной характеристики, равной ω 0=2π .
Эксперимент показал, что значения варьируемых параметров при данной постановке и условиях задачи следующие: Δ t1=0.511, Δ t2=0.415, τ 1=0.671, m1=0.237.
Спектральная характеристика композиционного сигнала для данных параметров показана на фиг.2. Результаты математического моделирования показывают, что даже для этой простейшей модели удалось существенно снизить уровень спектральных составляющих за пределами выбранной верхней частоты спектра. Отметим, что приведенная мощность спектральных составляющих композиционного сигнала равна 0.047. В то же время для одиночного импульса она составляет величину 0.088.
Для сопоставимости, полная мощность спектральных составляющих, найденная в диапазоне от [0, 20 ω 0] (что для численных расчетов эквивалентно ∞ ), была принята за 1.
Некоторые замечания к выбору системы ограничений для вариации Δ t1, Δ t2, τ 1, m1. Вариационная задача строится на том факте, что нам известна полоса пропускания канала связи. Таким образом, критерий минимизации, например уровня спектральных составляющих за некоторой частотой, связывается обязательно (или привязывается) к верхней частоте среза частотной характеристики канала связи.
Кроме того, решение однопараметрической оптимизационной задачи не является наилучшим. Может быть сформулирована и многопараметрическая оптимизационная задача. Однако, учитывая иллюстративность приведенного примера и то, что приводимые рассуждения являются частью описания заявки на предлагаемый способ, на этом и остановимся.
Пример 2. Описание устройства реализующего данный способ повышения пропускной способности канала связи при использовании метода амплитудно-импульсной модуляции.
Технический результат достигается тем, что в устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода амплитудно-импульсной модуляции, содержащее устройство дискретизации входного информационного сигнала, выход которого подключен к входам устройства выборки-хранения и формирователю импульса запуска, выход которого подключен к входам n параллельно включенных формирователей импульсов заданной длительности, причем выход первого из них через первое масштабирующее устройство подключен к первому входу сумматора, а выходы n-1 остальных формирователей импульсов заданной длительности через соответствующие n-1 устройств задержки и n-1 масштабирующих устройств подключены к остальным n-1 входам сумматора, выход которого подключен ко входу управляемого усилителя, управляющий вход которого подключен к выходу устройства выборки-хранения, причем управляющий вход устройства выборки-хранения подключен к выходу формирователя импульса сброса, вход которого подключен ко входу n-го масштабирующего устройства.
На чертеже фиг.3 представлена блок-схема устройства для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода амплитудно-импульсной модуляции.
Устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода амплитудно-импульсной модуляции содержит устройство дискретизации входного информационного сигнала 1, формирователь импульса запуска 2, n формирователей импульсов заданной длительности 3, 4,... , n+2, n-1 устройств задержки n+3, n+4,... , 2n+1, n масштабирующих устройств 2n+2, 2n+3,... , 3n+1, формирователь импульса сброса 3n+2, устройство выборки-хранения 3n+3, сумматор 3n+4 и управляемый усилитель 3n+5.
Выход управляемого усилителя является выходом устройства.
Рассмотрим более детально реализацию предлагаемого способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода амплитудно-импульсной модуляции.
Входной аналоговый информационный сигнал s(t) после выполнения операции дискретизации с помощью устройства дискретизации 1 преобразуется к виду
где sq - отсчеты сигнала s(t), взятые в моменты времени tq=qTдиск. Здесь Тдиск - период синхронной последовательности дискретизированных импульсов, определяемый в соответствии с теоремой отсчетов (теоремой Котельникова). В силу ограничения на длительность отсчетных импульсов, связанного с конечностью полосы пропускания канала связи (см. неравенство (4)), его временная протяженность составляет Δ t. Строго говоря, здесь должно выполняться неравенство, т.е. не должно быть превышено это значение.
Амплитуды отсчетов сигнала sq сохраняются с помощью устройства выборки-хранения 3n+3. Дискретизированный сигнал поступает на устройство формирования импульса запуска 2. Последнее формирует импульс запуска по переднему фронту отсчета сигнала sq.
В целях упрощения выкладок и сокращения объема записей формул, дальнейшие рассуждения и описание проведем применительно только к текущему отсчету сигнала sq.
Примем также условие, что середина текущего импульса отсчета находится в нуле временной оси, т.е. τ q=0.
Учитывая, что параметры канала связи известны, а также сформулирована и решена для конкретных условий оптимизационная задача, то нам известны следующие параметры формируемого композиционного сигнала, а именно: n - число импульсов в композиции, временные соотношения τ i между каждым импульсом и соответственно масштабные коэффициенты mi для каждого из них.
Импульс запуска, полученный на выходе формирователя импульса запуска 2, синхронно запускает n формирователей импульсов заданной длительности 3, 4,... , n+2. На выходе каждого из них формируются импульсы одинаковой (например, единичной) амплитуды. Причем импульс длительностью Δ t1 появляется на выходе описываемого устройства (конечно, в трансформированном виде после ряда преобразований над ним) сразу после отсчета sk. Позиционные соотношения импульсов различной длительности и их число строго фиксировано на основе результатов решения оптимизационной задачи для композиционного сигнала. Далее, импульс длительностью Δ t1 с выхода формирователя импульсов 3 поступает на масштабирующее устройство 2n+2, которое устанавливает необходимое значение амплитуды данной компоненты композиционного сигнала. Таким образом, на первый вход сумматора 3n+4 поступает сигнал
Следует отметить, что этот импульс, полученный на выходе формирователя импульсов 2, как бы проходит через устройство с нулевой временной задержкой, т.е. τ 0=0.
Аналогичным образом рассматриваются и другие каналы формирования импульсных составляющих композиционного сигнала, так что на выходе сумматора 3n+4 имеем сигнал вида
Сигнал отвечающий выражению (15) поступает на управляемый усилитель 3n+5, коэффициент передачи которого определяется подаваемым на его управляющий вход уровнем напряжения, формируемым устройством выборки-хранения 3n+3. Итак, на выходе управляемого усилителя 3n+5, получаем сигнал
Необходимость в хранении уровня напряжения на выходе устройства выборки-хранения 3n+3 отпадает сразу же после окончания сигнала, прошедшего через устройство задержки 2n+1, имеющего наибольшее из всех других устройств задержки время задержки (это канал формирования последнего импульса в композиционном сигнале). Поэтому по заднему фронту этого сигнала генерируется формирователем импульса сброса 3n+2 импульс сброса для устройства выборки-хранения 3n+3.
Отметим, что формируемый таким образом композиционный сигнал имеет существенно более качественные спектральные характеристики, ориентированные на уменьшение уровня межсимвольных искажений. Поэтому его длительность может быть выбрана меньшей, чем длительность одиночного импульса прямоугольного типа, при сопоставимом уровне межсимвольных искажений в канале связи. Учитывая же то обстоятельство, что сам период следования импульсов не является главным определяющим фактором, влияющим на величину верхней частоты спектра, а только на уровень межсимвольных искажений, можно таким образом период следования композиционного сигнала также уменьшить. Итак, период следования композиционного сигнала по сравнению с периодом следования одиночного меньше. Это позволяет, при тех же характеристиках канала связи, повысить верхнюю частоту спектра передаваемого сигнала и тем самым дополнительно повысить пропускную способность канала связи и с этой стороны. Как отмечалось выше, основным ограничителем пропускной способность канала связи являются межсимвольные помехи. С учетом того обстоятельства, что спектральные характеристики композиционного сигнала согласованы с параметрами канала связи, то их уровень ниже, и это позволяет повысить пропускную способность канала связи.
Пример 3. Описание устройства, реализующего данный способ повышения пропускной способности канала связи при использовании метода широтно-импульсной модуляции.
Технический результат достигается тем, что в устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода широтно-импульсной модуляции, содержащее устройство дискретизации входного информационного сигнала, выход которого подключен к входам устройства выборки-хранения и формирователя импульса заданной длительности, выход которого подключен к входу первого масштабирующего устройства, а входы остальных n-1 масштабирующих устройств подключены к выходу формирователя импульса заданной длительности через соответствующие устройства задержки, выходы каждого из n масштабирующих устройств подключены к n входам сумматора И, выход которого соединен с входом управляемого усилителя, управляющий вход которого подключен к выходу устройства выборки-хранения, управляющий вход которого через устройство формирования импульса сброса подключено к входу n-го масштабирующего устройства, выход управляемого усилителя подключен ко входу устройства преобразования напряжения во временной интервал.
На чертеже фиг.4 представлена блок-схема устройства для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода широтно-импульсной модуляции.
Устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода широтно-импульсной модуляции содержит устройство дискретизации входного информационного сигнала 1, формирователь импульса заданной длительности 2, n-1 устройств задержки 3, 4,... , n+1, n масштабирующих устройств n+2, n+3,... 2n+1, формирователь импульса сброса 2n+2, устройство выборки-хранения 2n+3, сумматор 2n+4, управляемый усилитель 2n+5, устройство преобразования напряжения во временной интервал 2n+6.
Выход устройства преобразования напряжения во временной интервал является выходом устройства.
Опишем реализацию предлагаемого способа повышения пропускной способности канала связи при использовании широтно-импульсной модуляции.
Предварительно приведем некоторые материалы технического характера, которые нами будут использованы в дальнейшем. Их целью является подтверждение того факта, что реализуемое устройство в итоге формирует последовательность импульсов, составляющую композиционный сигнал, и имеющий свойства, аналогичные последовательности, формируемой устройством при использовании амплитудно-импульсной модуляции.
В общем случае, при использовании стандартного способа формирования широтно-импульсной последовательности на базе импульсов прямоугольного типа последняя описывается выражением
где аq - амплитуда текущего отсчета модулирующего информационного сигнала; Т - период следования отсчетов и Δ t - длительность модулируемого импульса при значении информационного сигнала аq=1. Носителем информации при таком способе модуляции является длительность текущего импульса. Так же, как и для амплитудно-импульсной модуляции, спектральная характеристика каждого импульса последовательности типа (17) описывается функцией вида sin(ω )/ω . Кроме того, ширина спектра зависит от уровня модулирующего сигнала, в то время как для амплитудно-импульсной модуляции этой зависимости нет.
Так же, как и в предыдущем случае, при использовании амплитудно-импульсной модуляции сигнала межсимвольные искажения в канале связи возникают из-за взаимодействия "хвостов" спектральных характеристик, что также ограничивает скорость передачи информации.
Вполне очевидно, что в рассматриваемом методе модуляции оптимизация спектральных характеристик модулированного информационного импульса также необходима. Представим q отсчет широтно-модулированного импульса в виде композиционного сигнала, показанного на фиг.5. Для наглядности и простоты выкладок использована модель: аq=1 и симметричность относительно нулевого отсчета времени. Итак, композиционный сигнал для q отсчета имеет вид
Выражение для спектра композиционного сигнала, с учетом теоремы о спектре смещенного во времени импульса, таково
или переходя от произведения тригонометрических функций к сумме и учитывая, что m0=1, запишем
Полученное выражение является в некотором смысле аналогом полученного нами ранее выражения для случая амплитудно-импульсной модуляции. Умножив и разделив каждый член суммы на коэффициент
получим
Полученный отрезок тригонометрического ряда вида (20) по сути аналогичен отрезку ряда, описываемого выражением (9).
Таким образом, это также является отрезком обобщенного ряда Фурье, со всеми вытекающими отсюда свойствами, о которых говорилось ранее. Вариационная или аппроксимационная задачи строятся на основе тех же принципов, которые были сформулированы ранее.
Приведем описание реализации предлагаемого способа повышения пропускной способности канала связи при использовании широтно-импульсной модуляции.
Входной аналоговый информационный сигнал s(t) после выполнения операции дискретизации с помощью устройства дискретизации 1, преобразуется к виду (14).
Амплитуды отсчетов сигнала sq сохраняются с помощью устройства выборки-хранения 2n+3. Дискретизированный сигнал поступает на формирователь импульса 2 длительностью Δ t1, которое формирует импульс запуска по переднему фронту отсчета сигнала sq.
В целях упрощения выкладок и сокращения объема записей формул дальнейшие рассуждения и описание так же, как и для примера 2, проведем применительно только к текущему отсчету сигнала sq. Примем также условие, что середина текущего импульса отсчета находится в нуле временной оси, т.е. τ q=0.
Учитывая, что параметры канала связи известны, а также сформулирована и решена для конкретных условий оптимизационная задача, то нам известны следующие параметры формируемого композиционного сигнала, а именно: n - число импульсов в композиции, временные соотношения τ i между каждым импульсом и соответственно масштабные коэффициенты mi для каждого из импульсов.
Амплитуда выходного сигнала формирователя импульсов 2 длительностью Δ t1 произвольна и фиксирована (условно ее можно принять равной единице) и подается через n-1 устройств задержки 3, 4,... , n+1 на соответствующие им n-1 масштабирующих устройств n+3, n+4,... , 2n+1. Причем масштабирующее устройство n+2 подключено своим входом непосредственно к выходу формирователя импульса 2 длительностью Δ t1.
Так же, как и в предыдущем примере, нам известны позиционные соотношения, т.е. времена задержек каждого импульса в композиции τ i и масштабные коэффициенты mi, а также и их число n. Заметим, что формулируемая вариационная задача в данном случае несколько отличается по числу варьируемых параметров. Так, временная длительность импульсов, составляющих композиционный сигнал, одна и та же и равна Δ t1.
Выходы n масштабирующих устройств n+2, n+3,... ,2n+1 подключены к n входам сумматора 2n+4. На его выходе формируется сигнал вида
который подается на управляемый усилитель 2n+5, коэффициент передачи которого определяется уровнем сигнала, присутствующем на его управляющем входе. Этот сигнал формируется на выходе устройства выборки-хранения 2n+3. Устройство выборки-хранения 2n+3 управляется формирователем импульса сброса 2n+2, вход которого подключен к выходу устройства задержки n+1. Таким образом, на выходе управляемого усилителя 2n+5 формируется последовательность
подаваемая на устройство преобразования напряжения во временной интервал 2n+6, на выходе которого имеем
Таким образом, получена последовательность, представляющая собой композиционный сигнал с требуемыми свойствами.
По окончании импульса длительностью Δ t1 на устройстве задержки n+1 формируется импульс сброса по заднему фронту формирователем импульса сброса 2n+2. Сигнал сброса обнуляет устройство выборки-хранения 2n+3, и тем самым оно подготавливается к формированию следующего композиционного сигнала.
Выводы для рассмотренного метода импульсной модуляции аналогичны выводам, сделанным для примера 2.
Пример 4. Описание устройства, реализующего данный способ повышения пропускной способности канала связи при использовании методов фазо-частотно-импульсной модуляции.
Технический результат достигается тем, что в устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании методов фазо-частотно-импульсной модуляции, отличающееся тем, что в него дополнительно введены устройство формирования импульса запуска, на вход которого поступает фазо- частотно-импульсно модулированная информационная последовательность, выход которого подключен к входам n параллельно включенных формирователей импульсов заданной длительности, причем выход первого из них подключен к первому входу сумматора, а выходы n-1 остальных формирователей импульсов заданной длительности через соответствующие n-1 устройств задержки подключены к остальным n-1 входам сумматора, выход которого является выходом устройства.
На чертеже фиг.6 представлена блок-схема устройства для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании методов фазо-частотно-импульсной модуляции.
Устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании методов фазо-частотно-импульсной модуляции содержит устройство формирования импульса запуска 1, n формирователей импульсов заданной длительности 2, 3, ... ,n+1, n-1 устройств задержки n+2, n+3,... ,2n, сумматор 2n+1.
Выход сумматора является выходом устройства.
Известные способы формирования фазо-импульсных или частотно-импульсных сигналов сводятся к формированию последовательности вида
где аq - амплитуда текущего отсчета модулирующего информационного сигнала; Т - период следования импульсов в синхронной последовательности при значении информационного сигнала аq=1. Для импульсных методов модуляции переносчиком информации является периодическая синхронная последовательность прямоугольных импульсов с отличительными признаками, свойственными тем или иным видам модуляции. Например, в том случае, когда аq=1 (q=1, 2,... ), присутствует последовательность с периодом Т, или, иначе говоря, каждый последующий импульс задерживается на одно и то же время, так что его фаза относительно тактовых моментов времени фиксирована и равна нулю. В том же случае, если используется фазо-импульсная модуляция, то фаза прямоугольных импульсов в последовательности изменяется в соответствии с модулирующим информационным сигналом.
Для частотно-импульсной модуляции позиционное положение импульсов в последовательности также зависит от уровня модулирующего сигнала. Причем частота следования импульсов в последовательности определяется уровнем информационного сигнала.
Объединение обеих методов модуляции в одном устройстве основывается на полной идентичности обработки их сигналов при формировании композиционной последовательности импульсов.
Каждый отдельный импульс последовательности (24) имеет спектральную характеристику, описываемую функцией вида sin(ω )/ω . Отличия в используемых методах модуляции по отношению к рассмотренным выше приводит к тому, что все фазо- и частотно-модулированные импульсы в передаваемой последовательности совершенно идентичны по своему описанию, как во временной области, так и частотной. Т.е. спектральные характеристики каждого отдельного импульса одинаковы. Однако сами методы модуляции, приводящие к позиционному смещению импульсов в последовательности, пропорциональному их модулирующему параметру, все-таки, как и для рассмотренных выше методов, приводят к возникновению межсимвольных искажений. Их уровень, собственно, и ограничивает пропускную способность канала связи при заданном качестве передачи информации. Таким образом, и здесь есть необходимость в оптимизации спектральных характеристик передаваемого сигнала.
Ниже мы не будем приводить подробного математического описания спектральных характеристик последовательности фазо-частотно-модулированных сигналов. Во многом оно совпадает с рассмотренными выше, а спектральные характеристики каждого отдельного импульса по своему описанию отвечают описанию спектральной характеристики обычного прямоугольного импульса с соответствующими характеристиками.
Заменим текущий отсчет фазо-частотно-импульсного сигнала композиционной последовательностью.
Примем следующие свойства модели композиционного сигнала для q отсчета. Во-первых, позиционное смещение центрального импульса по оси времени равно аq, а сама композиционная последовательность импульсов симметрична относительно точки t=аq. Таким образом, композиционный сигнал описывается выражением
При нахождении спектра композиционного сигнала следует учесть, что смещение последовательности по временной оси на величину t=аq приводит только к изменению фазового спектра, в то время как амплитудный спектр остается тем же самым, что и для импульса, середина которого находится в нуле временной оси. Поэтому для упрощения вида математических выражений сместим композиционную последовательность на величину t=аq. Итак, запишем
Спектр композиционного сигнала с учетом теоремы о спектре смещенного во времени импульса и свойств симметрии после некоторых преобразований имеет вид
где μ i=Δ t1/Δ ti+1 (I=0, 1, 2,... ) - безразмерный масштабирующий коэффициент. Выражение (26) во многом схоже с (8), за исключением того, что все масштабирующие коэффициенты mi=1 (i=1, k-1). После преобразования произведения тригонометрических функций в сумму и учитывая, что μ 0=1, τ 0=0, соотношение (26) перепишем так:
Умножим и разделим каждый член суммы на
получим
Очевидно, что и в этом случае получен отрезок тригонометрического ряда в системе базисных функций (10).
Выбор параметров n=2k+1, Δ ti, τ i осуществляется аналогичным образом, как и для рассмотренных выше примеров.
Опишем реализацию предлагаемого способа повышения пропускной способности канала связи при использовании фазо-, частотно-импульсной модуляции.
На вход устройства формирования импульса запуска 1 поступает фазо-частотно-модулированная последовательность. Устройство формирования импульса запуска 1 генерирует импульс по переднему фронту поступившего сигнала и запускает n формирователей импульсов заданной длительности 2, 3,... n+1. На выходе устройства формирования импульса 2 генерируется импульс длительностью Δ t1 с фиксированной (например, единичной) амплитудой и который подается на первый вход сумматора 2n+1. Остальные n-1 устройств формирования импульсов 3, 4,... , n+1 генерируют импульсы длительностью Δ t2, Δ t3 и т.д. Также с фиксированной амплитудой, равной амплитуде на выходе устройства формирования импульса 2.
Упомянутые n-1 импульсов, через соответствующие n-1 устройств задержки n+2, n+3,... ,2n, поступают на остальные n-1 входов сумматора 2n+1. На его выходе формируется сигнал
В общем случае, когда смещение центрального импульса в композиционной последовательности произвольно, в выражении (28) числитель модифицируется так: t-(aq+τ i-1).
Выводы относительно полученного таким образом композиционного сигнала остаются теми же, что делались ранее в примерах реализации тех или иных устройств формирования композиционного сигнала для соответствующих им методов модуляции.
Пример 5. Описание устройства, реализующего данный способ повышения пропускной способности канала связи при использовании метода кодово-импульсной модуляции.
Технический результат достигается тем, что в устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода кодово-импульсной модуляции, отличающееся тем, что в него дополнительно введены устройство формирования импульса запуска и устройство преобразования временного интервала в напряжение, на входы которых поступает кодово-импульсная информационная последовательность, выход устройства преобразования временного интервала в напряжение подключен к входу устройства выборки-хранения, выход которого подключен к управляющему входу управляемого усилителя, выход формирователя импульса запуска подключен через первое масштабирующее устройство к первому входу сумматора, остальные n-1 входов которого подключены к выходам n-1 параллельно включенных масштабирующих устройств, входы которых через соответствующие устройства задержки подключены к выходу устройства формирования импульса запуска, выход сумматора через управляемый усилитель подключен к устройству преобразования напряжения во временной интервал, вход n-го масштабирующего устройства через дополнительное устройство задержки подключен к входу формирователя импульса сброса, выход которого подключен к управляющему входу устройства выборки-хранения.
На чертеже фиг. 7 представлена блок-схема устройства для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода кодово-импульсной модуляции.
Устройство для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода кодово-импульсной модуляции содержит устройство формирования импульса запуска 1, n-1 устройств задержки 2, 3,... , n, n масштабирующих устройств n+1, n+2,... , 2n, дополнительное устройство задержки 2n+1, формирователь импульса сброса 2n+2, устройство преобразования временного интервала в напряжение 2n+3, устройство выборки-хранения 2n+4, сумматор 2n+5, управляемый усилитель 2n+6, устройство преобразования напряжения во временной интервал 2n+7.
Выход устройства преобразования напряжения во временной интервал является выходом устройства.
Входной аналоговый сигнал с помощью кодирующего устройства преобразуется в последовательность двоичных чисел, передаваемых со скоростью один двоичный разряд каждые Т секунд. Совокупность 1 и 0 образуют кодовую группу, поступающую на вход устройства для реализации способа повышения пропускной способности канала связи при использовании метода кодово-импульсной модуляции. Таким образом,
В соотношении (29) приняты следующие обозначения: Δ t - длительность импульса соответствующего 1 одного разряда кода; Т - период следования двоичных разрядов (независимо от значения этого разряда, будь то 0 или 1); K(t) - функция-индикатор
Так как амплитуда цифрового сигнала не играет существенного значения, то условно примем ее равной 1. Носителем передаваемой информации является наличие или отсутствие цифрового импульса. Учтем, что каждая единица в разряде кода соответствует прямоугольному импульсу, спектр которого описывается функцией вида sin(ω )/ω ). Эффективная ширина спектра, определяемая, например полосой частот от нуля до первого пересечения спектральной функции с осью частот, зависит от числа непрерывно следующих единичных разрядов кода. Наибольшей ширине спектра отвечает только одна единица кода с предыдущими и последующими нулевыми значениями разрядов кода. Очевидно, что и здесь возникают межсимвольные искажения (иногда их называют межимпульсными), уровень которых является ограничителем скорости передачи информации по каналу связи.
Формируемый композиционный сигнал заменяет непрерывный прямоугольный импульс, соответствующий 1 в разряде кодовой группы, совокупностью импульсов различной длительности и сдвинутых относительно друг друга на заданный временной интервал. Учитывая то обстоятельство, что двоичный разряд кода, равный 1, может появиться в произвольное время, то будем строить модель композиционного сигнала исходя из принятой нами традиционной схемы. Итак, композиционный сигнал симметричен относительно нуля временной оси, а середина центрального импульса находится в точке t=0. Запишем следующее:
Легко заметить, что эта последовательность идентична последовательности импульсов композиционного сигнала для широтно-импульсной модуляции (см. выражение (18)). Это позволяет записать сразу окончательное выражение для спектра композиционного сигнала
Итак, вновь получен отрезок тригонометрического ряда в системе базисных функций (10). Таким образом, основные свойства, возможности его применения и методы определения оптимальных параметров описаны выше.
Приведем описание реализации устройства по способу повышения пропускной способности канала связи при использовании кодово-импульсной модуляции.
Входная последовательность двоичных чисел поступает на устройство формирования импульса запуска 1 и устройство преобразования временного интервала в напряжение 2n+3.
Устройство формирования импульса запуска 1 формирует импульс длительностью Δ t по заднему фронту импульса, соответствующего 1 двоичного разряда или непрерывной последовательности таких единиц. Сформированный импульс длительностью Δ t через n+1 масштабирующих устройств подается на первый вход сумматора 2n+5. На остальные n-1 входов сумматора 2n+5 поступают сигналы с n-1 масштабирующих устройств n+2, n+3,... , 2n, входы которых подключены к соответствующим выходам n-1 устройств задержки 2, 3,... , n. Входы последних подключены к выходу устройства формирования импульса запуска 1. На выходе сумматора 2n+5 формируется сигнал вида
которая поступает на вход управляемого усилителя 2n+6. На его управляющий вход подается напряжение с устройства выборки-хранения 2n+4. Напряжение на выходе устройства выборки-хранения 2n+4 пропорционально длительности непрерывной последовательности единиц в разрядах кодовой группы. Это напряжение формируется на выходе устройства преобразования временного интервала в напряжение 2n+3, Таким образом, на выходе управляемого усилителя 2n+6 получен сигнал
где γ - размерный масштабный коэффициент преобразования преобразователя временного интервала в напряжение для единичных разрядов двоичного кода, поступающего в течение времени, когда K(t)=1.
Сигнал с выхода управляемого усилителя 2n+6 вида (32) поступает на устройство преобразования напряжения во временной интервал 2n+7, и на его выходе формируется последовательность вида
что, собственно, и требовалось получить.
Цикл формирования композиционной последовательности закончен, и формирователь импульса сброса 2n+2 обнуляет устройство выборки-хранения 2n+4. Запуск формирователя импульса сброса 2n+3 осуществляется по заднему фронту формируемого последнего импульса в последовательности композиционного сигнала, появляющегося на выходе устройства задержки n. Сформированный на выходе устройства задержки n сигнал поступает на дополнительное устройство задержки 2n+1. Время задержки которого должно быть не менее времени преобразования напряжения во временной интервал устройством преобразования напряжения во временной интервал 2n+7.
Основные выводы, критерии и методы формирования совокупности оптимальных параметров композиционного сигнала для метода кодово-импульсной модуляции не отличаются от приведенных выше.
Литература
1. Я.И.Хургин, В.П.Яковлев. Финитные функции в физике и технике. М., Наука, 1971.
2. Л.Френкс. Теория сигналов. М., Сов. Радио, 1974.
3. Спектрально эффективная система цифровой частотной модуляции. МПК: Н 03 С 1/06, H 03 D 1/06, Н 03 K 3/013, PCT(WO). Изобретения стран мира. Вып. 108, №2, 1992.
4. В.М.Кунцевич, Ю.М.Чеховой. Нелинейные системы управления с частотно- и широтно-импульсной модуляцией. Киев, 1970.
5. О.Н.Новоселов, А.Ф.Фомин. Основы теории и расчета информационно-измерительных систем. М., Машиностроение, 1980.
6. У.М.Сиберт. Цепи, сигналы, системы. М., Мир, 1988.
7. И.В.Кузьмин, В.А.Кедрус. Основы теории информации и кодирования. Киев, Вища школа, 1986.
8. С.И.Баскаков. Радиотехнические цепи и сигналы. М., Высшая школа, 1983.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| ЛИНИЯ ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВОГО ОПТИЧЕСКОГО СИГНАЛА | 2005 |
|
RU2286647C1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ НАСТРОЙКИ КОРРЕКТОРА МЕЖСИМВОЛЬНОЙ ИНТЕРФЕРЕНЦИИ | 1991 |
|
RU2034404C1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ТЕЛЕМЕТРИЧЕСКОЙ ИНФОРМАЦИИ | 1991 |
|
RU2020595C1 |
| Преобразователь кода спектра звукового сигнала | 1990 |
|
SU1800618A1 |
| Адаптивный взаимно базисный корректор | 1987 |
|
SU1497747A1 |
| ЦИФРОВОЕ УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ЗАЩИТЫ ИНФОРМАЦИИ В СЕТЯХ СВЯЗИ | 2005 |
|
RU2295195C1 |
| Способ синхронизации шкал времени в сети радиосвязи | 2022 |
|
RU2792720C1 |
| СПОСОБ УСТРАНЕНИЯ ДРЕЙФА ИЗОЛИНИИ ЭЛЕКТРОКАРДИОСИГНАЛА И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ | 2003 |
|
RU2251968C1 |
| СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛОВ С ОГРАНИЧЕННЫМ СПЕКТРОМ (ВАРИАНТЫ) | 2004 |
|
RU2265278C1 |
| Абонентская станция для шинной системы и способ совместимой с протоколом CAN широкополосной передачи данных | 2014 |
|
RU2706464C2 |
Изобретение относится к области передачи информации по каналам связи методами импульсной и цифровой модуляции и может быть использовано в магистральной аппаратуре связи и в аппаратуре информационно-вычислительных сетей. Сущность изобретения заключается том, что по каждому текущему отсчету модулирующего непрерывного информационного сигнала или по каждому или непрерывной последовательности импульсов модулирующей информационной кодовой группы формируют однополярные импульсы, число которых, их длительность, амплитудные и временные соотношения выбирают по допустимой погрешности приближения к заданной спектральной характеристике и модулируют параметры сформированной последовательности. Техническим результатом является уменьшение уровня межсимвольных искажений, что позволяет повысить скорость передачи информации по каналам связи. 5 н. и 11 з.п. ф-лы, 7 ил.
| БЫЛЯНСКИ П.и др | |||
| Цифровые системы передачи, М, Связь, 1980, с.140-141 | |||
| ДАНИЛОВ Б.С | |||
| и др | |||
| Устройства преобразования сигналов передачи данных, Москва, Связь, 1979, с.30-31 | |||
| Помехоустойчивость и эффективность систем передачи информации Под ред | |||
| ЗЮКО А.Г., Москва, Радио и связь, 1985, с.158 | |||
| ЗЕРНОВ И.В | |||
| и др | |||
| Теория радиотехнических цепей, М | |||
| - Л., (Энергия, 1965 | |||
| ПРИБОР ДЛЯ КОНТРОЛЯ ВРЕМЕНИ ПРИХОДА И УХОДА НА РАБОТУ | 1921 |
|
SU597A1 |
| УСТРОЙСТВО СВЯЗИ | 1997 |
|
RU2116700C1 |
| СИСТЕМА СВЯЗИ | 1996 |
|
RU2116001C1 |
| US 5825830 А, 20.10.1998 | |||
| US 4457014, 26.06.1984 | |||
| US 4741039, 26.04.1988 | |||
| US 51366618, 04.08.1992. | |||
