СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ Российский патент 2005 года по МПК H04B3/04 

1. Область техники, к которой относится изобретение

Цифровая связь, цифровая обработка сигналов.

2. Уровень техники

Уровень техники можно определить по следующим источникам.

1. Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра: Пер. с англ. / Под ред. В.И. Журавлева. - М.: Радио и связь, 2000. - 520 с. Представлены основные сведения о запатентованных Обществом д-ра Феера двух патентах: К. Феер: "Фильтр", патент США №4339724, вып. 13 июля 1982 и С. Като, К. Феер: "Процессор коррелированных сигналов", патент США №4567602, вып. 28 января 1986. Показана возможность использования запатентованных устройств для повышения энергетической и спектральной эффективности модулированных сигналов. Описаны принципы передачи дискретных сообщений без межсимвольной интерференции (МСИ), в том числе теоремы Найквиста. Изложены основные концепции корректоров: линейного трансверсального корректора, корректора с алгоритмом адаптации по критерию минимума СКО и корректора с обратной связью по решениям. Имеются ссылки для подробного изучения.

Совпадающие существенные признаки: для повышения спектральной эффективности вводится взаимная корреляция между передаваемыми символами, уменьшение МСИ осуществляется за счет использования фильтра или корректора.

Отличия состоят в том, что у источника [1] корреляция между символами осуществляется в квадратурных каналах, и притом искусственно, в предлагаемом способе корреляция между символами возникает естественным образом за счет МСИ.

Недостатки: спектральная эффективность, получаемая у источника [1], оказывается меньше, чем в предлагаемом способе. Повышение спектральной эффективности у источника [1] возможно не для всех видов модуляции.

2. Прокис Д. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь, 2000. - 800 с. Имеются описания линейного трансверсального корректора, корректора с алгоритмом адаптации по критерию минимума СКО и эквалайзера с обратной связью по решению. Описаны адаптивные корректоры. Описаны дробные эквалайзеры (ДЭ). Имеются библиографические ссылки.

Совпадающие существенные признаки: для уменьшения МСИ используются трансверсальные фильтры (корректоры).

Отличия состоят в способе получения коэффициентов фильтра, и что частота фильтрации в корректорах источника [2] равна частоте следования символов или немного больше частоты следования символов (в ДЭ).

Недостатки: корректор работает только по процедуре (адаптивной) с большим числом итераций - время установления неизвестно. Возможна не устойчивая работа. Не может формировать форму сигнала для модуляции (применяться в передатчике). Нет возможности рассчитать заранее (получить на модели коэффициенты) и затем без изменений применить на практике.

Из представленных источников наиболее близким аналогом автор считает использование процессора коррелированных сигналов источника [1] для передачи сообщений и использование трансверсального фильтра ДЭ источника [2] для приема сообщений.

3. Сущность изобретения

Передача дискретных сообщений без МСИ возможна при удельной скорости передачи не более 2 бод/Гц занимаемой полосы (в основной полосе частот). Эта скорость ограничивает спектральную эффективность, определяемую по формуле [1]:

где n_s - спектральная эффективность, бит/(с·Гц); R - скорость передачи, бит/с; В_W - занимаемая передаваемым сигналом ширина полосы частот, Гц. Ширину полосы сигнала будем определять как полосу, в которой содержится 99% его мощности. Традиционно, для повышения спектральной эффективности используются сложные виды модуляции, когда число передаваемых символов более двух. При этом происходит усложнение приемопередающей аппаратуры. Для получения той же вероятности ошибки, что и в более простых видах модуляции, необходимо повышать отношение сигнал/шум.

В предлагаемом способе повышение спектральной эффективности достигается за счет передачи сигнала с МСИ и использования на приемной стороне специального фильтра, который уменьшает уровень МСИ до приемлемых значений. При этом скорость передачи не ограничивается пределом 2 бод/Гц. В этом случае ограничениями являются: требуемая вероятность ошибки, достижимое отношение сигнал/шум (здесь сигнал с МСИ) в приемнике и сложность фильтра, уменьшающего МСИ.

Далее приводится описание метода расчета цифрового фильтра, способного повысить спектральную эффективность различных видов модуляции в цифровых системах связи за счет коррекции (устранения) значительных МСИ.

Рассмотрим приемный тракт системы цифровой связи. См. фиг.1. Основными элементами приемного тракта являются: антенна (на фиг.1 обозначено 1); сверхвысокочастотный тракт (СВЧ-тракт, 2); тракт промежуточной частоты (ПЧ, 3); ограничивающий полосу пропускания для дискретизации аналоговый фильтр (АФ, 4); аналого-цифровой преобразователь (АЦП, 5); цифровой фильтр нижних частот (ЦФНЧ, 6); цифровой сигнальный процессор (ЦСП, 7), решающее устройство (РУ, 8).

АЦП оцифровывает огибающую входного сигнала, т.е. на выходе АЦП (входе ЦФНЧ) имеем цифровой сигнал, соответствующий передаваемому аналоговому сигналу со спектром, перенесенным в область нулевых частот (в основную полосу частот). Возможны другие схемы получения цифровых сигналов, например с помощью использования фазовых детекторов с квадратурными каналами с последующей по канальной оцифровкой в АЦП. В этом случае коэффициенты цифрового фильтра (ЦФ) могут вычисляться для каждого квадратурного канала отдельно (как это определено далее для одного канала). Представленные далее формулы справедливы также и в случае использования цифровых комплексных сигналов, состоящих из сигналов двух квадратур, для расчета комплексных или вещественных коэффициентов фильтра.

Синтез ЦФ выполним на основе расчета фильтров с конечной импульсной характеристикой (КИХ). Структурная схема ЦФ с КИХ показана на фиг.2. Фильтр с КИХ (КИХ-фильтр) состоит из элементов задержки (на фиг.2 обозначено 9), умножителей на коэффициенты (на фиг.2 обозначено 10) и сумматора (на фиг.2 обозначено 11).

Введем обозначения:

х(n) - оцифрованный сигнал на выходе АЦП, n - номер отсчета в дискретном времени;

h(n) - дискретная импульсная характеристика (ДИХ) цифрового фильтра;

- взвешенная ДИХ цифрового фильтра, так что

где w(n) - весовые множители;

у(n) - выходной процесс на выходе цифрового фильтра.

Известно, что процесс на выходе цифрового фильтра является дискретной сверткой входного процесса с ДИХ:

N - порядок КИХ-фильтра.

При подаче на вход канала воздействия в виде одиночного символа произвольной формы (возможно, некоторой комбинации символов), на выходе ЦФНЧ получим переходной процесс у(n) для всего канала. Порядок КИХ-фильтра выбирается таким, чтобы суммарное время задержки в отводах фильтра было не меньше длительности переходного процесса (до приемлемого уровня остаточных колебаний) на входе (или выходе) фильтра. Частота дискретизации F_Д фильтра должна удовлетворять теореме отсчетов (по Котельникову) с запасом, позволяющим корректировать форму сигнала. При наличии МСИ переходной процесс будет содержать отличия в переданной и полученной форме сигнала. Задача устранения МСИ сводится к нахождению коэффициентов ЦФ, осуществляющего уменьшение МСИ в результате фильтрации. Чтобы найти коэффициенты необходимо для входного сигнала х(n) с МСИ получить переходной процесс (ПП) на выходе ЦФНЧ у(n) без МСИ.

Требуемый процесс без МСИ у(n) можно получить в результате передачи испытательного сигнала или по совпадающему с ним отрезку рабочего сигнала. Исправление ПП с целью получения требуемой формы сигнала без МСИ может осуществляться по испытательному сигналу на выходе ЦФНЧ или на его входе с последующей фильтрацией для получения требуемого процесса y(n).

Существует два способа по определению требуемого процесса y(n).

1. Получение скорректированного процесса y(n). Передается испытательный сигнал: из установившегося состояния первоначального символа передается один символ, сигнал которого имеет измененную на π радиан (180°) фазу или противоположную амплитуду, с последующим возвратом к первоначальному символу. Реакция на испытательный сигнал - процесс с МСИ x(n) на выходе АЦП (фиг.1, 5) ограничивается по длительности, отсекаются (обнуляются) длинные переходные процессы ("хвосты"), скорректированный процесс х(n) пропускается через ЦФНЧ (фиг.1, 6) с исходными коэффициентами и на выходе ЦФНЧ получим скорректированный процесс у(n). Для нахождения новых коэффициентов ЦФНЧ, чтобы автоматически уменьшать МСИ в результате фильтрации, необходимо решить уравнение, производное от уравнения (1), относительно при известном входном процессе с МСИ х(n) и найденном скорректированном процессе у(n). Способ применим для удельной скорости передачи до 2 бод/Гц полосы.

2. Получение эталонного процесса у(n). Испытательный сигнал (одиночный символ на фоне другого символа продолжительной длительности, имеющего противоположный по амплитуде сигнал или измененную на π радиан фазу) с неограниченной полосой пропускается через ограничивающий полосу образцовый фильтр нижних частот (цифровой или аналоговый), не вносящий или мало вносящий МСИ. Полученный (или принятый) процесс на выходе АЦП х(n), при необходимости, ограничивается по длительности до исходной, отсекаются (обнуляются) длинные переходные процессы. Процесс без МСИ х(n) пропускается через ЦФНЧ с исходными коэффициентами, и на выходе ЦФНЧ получим эталонный процесс у(n). При нахождении новых коэффициентов ЦФНЧ передается тот же испытательный сигнал, по которому определялся эталонный процесс у(n), а настоящая реакция с МСИ на выходе ЦФНЧ заменяется эталонным процессом у(n) без МСИ. Для нахождения новых коэффициентов ЦФНЧ необходимо решить уравнение, производное от уравнения (1), относительно при известном входном процессе с МСИ х(n) и найденном для х(n) эталонном процессе у(n). Универсальный способ применим для удельной скорости передачи более 2 бод/Гц полосы.

В описанных двух способах получения процесса y(n) коэффициенты исходного ЦФНЧ рассчитываются таким образом, чтобы ЦФНЧ не вносил МСИ для х(n).

В матричной форме уравнение (1) записывается следующим образом:

Y=[y₀,y₁,...,y_N-1]^T - вектор-столбец требуемого переходного процесса (скорректированный или эталонный процесс), ^T - символ транспонирования вектора.

Здесь обозначено y_n=у(n), n - номер отсчета, n=0,1,...,N-1.

где Н - диагональная матрица коэффициентов исходного КИХ-фильтра.

где Х - несимметричная теплицева матрица отсчетов процесса с МСИ на выходе АЦП, здесь обозначено х_n=х(n), n - номер отсчета, n= -(N-1),...,0,...,N-1.

где W - вектор-столбец искомых весовых множителей (определяется аналогично).

ХН - матрица, составленная из элементов дискретной свертки процесса x(n) и фильтра с коэффициентами h₀,...,h_N-1. Здесь искомые коэффициенты КИХ-фильтра определяются по формуле:

По эталонному или скорректированному процессу Y возможно непосредственное нахождение коэффициентов КИХ-фильтра:

Запись уравнений (2)-(4) возможна и в эквивалентной форме для транспонированных векторов и матриц.

Решение матричного уравнения (2) относительно W производится любым известным способом, например по методу обращения матрицы ХН с регуляризацией.

Решение матричного уравнения (4) относительно производится любым известным способом, например по методу обращения матрицы X с регуляризацией.

Устройством, решающим уравнения (2)-(3) или (4), является цифровой сигнальный процессор (фиг.1, 7) или любой другой процессор, способный выполнить необходимые вычисления.

После установки новых коэффициентов в ЦФНЧ, в результате фильтрации происходит автоматическая коррекция формы сигнала с уменьшением МСИ.

Способ передачи дискретных сообщений с повышенной спектральной эффективностью заключается в пропускании модулирующего сигнала через ограничивающий занимаемую полосу фильтр и последующей модуляции или пропускании модулированного сигнала через ограничивающий занимаемую полосу фильтр, передачи модулированного сигнала с МСИ и использовании приемного устройства, содержащего цифровой фильтр нижних частот с подстраиваемыми коэффициентами, осуществляющий уменьшение МСИ, и цифровой процессор, осуществляющий подстройку коэффициентов этого фильтра. Фильтр может работать по рабочему сигналу или испытательной комбинации и быть адаптивным или неадаптивным. Если подстройка весовых коэффициентов в системе не требуется, то цифровой сигнальный процессор (7 на фиг.1) можно исключить. Фильтр также может применяться и в передатчике для формирования формы сигнала. Возможно также функции ЦФНЧ выполнить на цифровом процессоре.

Главные отличия от известных аналогов [1-2] состоят в следующем. Нет необходимости определять импульсную характеристику канала связи - надо просто подстроить форму сигнала в соответствии с требуемой (скорректированной или эталонной) и решить уравнения (2)-(3) или (4). Такой фильтр способен работать со значительными МСИ, даже когда глаз глазковой диаграммы полностью закрыт.

Способ передачи дискретных сообщений с повышенной спектральной эффективностью, заключающийся в том, что модулированный сигнал передают в ограниченной полосе (то есть модулированный сигнал передают с МСИ), на приемной стороне принятый сигнал оцифровывают в АЦП и подают на вход корректора МСИ - ЦФ с подстраиваемыми коэффициентами, коэффициенты ЦФ определяют по некоторому алгоритму и устанавливают в ЦФ, осуществляют уменьшение МСИ в результате фильтрации ЦФ входного сигнала с МСИ, и отличающийся тем, что корректор МСИ является цифровым фильтром с исходными коэффициентами фильтра нижних частот; между АЦП и указанным ЦФ не должно быть других фильтров, ограничивающих полосу входного сигнала; порядок ЦФ выбирают таким, чтобы суммарное время задержки в его элементах задержки было не меньше длительности переходного процесса на входе ЦФ до приемлемого уровня остаточных межсимвольных искажений, частота дискретизации в АЦП и фильтрации в ЦФ превосходит частоту следования символов на порядок и более; для вычисления коэффициентов ЦФ используют цифровой процессор, осуществляющий вычисление коэффициентов ЦФ по одному из двух следующих алгоритмов.

1. При передаче сообщений с удельной скоростью до 2 бод/Гц занимаемой полосы:

1) передают модулированный испытательный сигнал с МСИ и на приемной стороне получают отсчеты х(n) принятого испытательного сигнала на выходе АЦП;

2) корректируют форму импульса испытательного сигнала на входе ЦФ путем приведения к нулю отсчетов превышающих длительность импульса;

3) скорректированный на входе ЦФ испытательный сигнал передают в ЦФ для фильтрации и на выходе ЦФ получают отсчеты у(n);

4) вычисляют искомые новые коэффициенты ЦФ по следующим или математически эквивалентным им формулам:

W=(XH)^-1Y,

или, непосредственно,

где W - вектор-столбец искомых весовых множителей для нахождения вектор-столбца искомых новых коэффициентов ЦФ , Н - диагональная матрица коэффициентов исходного ЦФ, Х - матрица принимаемых отсчетов х(n) испытательного сигнала с МСИ на выходе АЦП, Y - вектор-столбец отсчетов у(n) на выходе ЦФ с исходными коэффициентами, отсчеты у(n) получают фильтрацией в ЦФ скорректированного на входе ЦФ испытательного сигнала;

2. При передаче сообщений с удельной скоростью до 2 бод/Гц и более 2 бод/Гц занимаемой полосы:

1) передают испытательные сигналы с МСИ и без МСИ путем изменения полосы ограничения в передатчике;

2) получают отсчеты переходного процесса на переданные испытательные сигналы: для испытательного сигнала с МСИ - х(n) на входе ЦФ, для испытательного сигнала без МСИ - у(n) на выходе ЦФ;

3) вычисляют искомые новые коэффициенты ЦФ по следующим или математически эквивалентным им формулам:

W=(XH)^-1Y,

или, непосредственно,

где W - вектор-столбец искомых весовых множителей для нахождения вектор-столбца искомых новых коэффициентов ЦФ , Н - диагональная матрица коэффициентов исходного ЦФ, Х - матрица принимаемых отсчетов х(n) испытательного сигнала с МСИ на входе ЦФ, Y - вектор-столбец отсчетов у(n) испытательного сигнала без МСИ на выходе ЦФ с исходными коэффициентами.

В качестве принимаемого испытательного сигнала без МСИ на выходе ЦФ (в векторе Y) могут быть использованы отсчеты у(n) эталонного сигнала без МСИ на выходе ЦФ, хранящиеся в устройстве памяти. Также коэффициенты ЦФ могут быть получены моделированием на модели, использующей описанный выше алгоритм.

Технический результат

Предложенный способ повышения спектральной эффективности позволяет передавать дискретные сообщения с более высокой спектральной эффективностью по сравнению с существующими способами. Возможно также при той же занимаемой полосе передавать дискретные сообщения с повышенной скоростью. Увеличение спектральной эффективности или скорости передачи достигается посредством передачи сообщений с МСИ, а не за счет перехода к более сложным видам модуляции, благодаря чему уменьшаются аппаратурные затраты. При использовании в системе связи предложенного метода помехоустойчивость такой системы при передаче сообщений с удельной скоростью до 2 бод/Гц полосы будет аналогична помехоустойчивости исходной системы при том же отношении сигнал/шум и будет уменьшаться по мере увеличения удельной скорости. При этом отношение сигнал/шум на входе АЦП должно быть не менее 20 дБ. Максимальная удельная скорость не ограничивается (согласно В.А. Котельникову) и определяется только достижимым отношением сигнал/шум, требуемой вероятностью ошибки, а в данном случае также и точностью обращения матриц Х или ХН и реализуемостью ЦФНЧ высокого порядка.

Для наилучшего результата измерения для вычисления коэффициентов ЦФНЧ рекомендуется производить при минимальном шуме.

4. Перечень фигур

Фиг.1. Структурная схема приемного тракта системы цифровой связи.

Изображены основные узлы приемной станции спутиковой связи: антенна (1), СВЧ-тракт (2), тракт ПЧ (3), АФ (4), АЦП (5), ЦФНЧ (6) и ЦСП (7), РУ (8).

Фиг.2. Структурная схема цифрового КИХ-фильтра.

Изображена трансверсальная структура с элементами задержки (9, обозначены Z¹) на время, длительностью T=1/F_Д, умножителями (10) сигналов с выходов элементов задержки на коэффициенты и сумматором (11).

Фиг.3. Структурная схема моделирования цифрового модема.

Показана схема, на основе которой создана математическая модель в среде Matlab ф. "MathWorks, Inc". Показана структурная схема цифрового модема, состоящего из источника информационного (ИНФ, 12 на фиг.3) или испытательного (ИСП, 13) сигналов, ключа Кл.1 (14), осуществляющего выбор между передачей ИНФ или ИСП, модулятора (15), смесителя (16), осуществляющего перенос сигнала на несущую частоту, источника аддитивного белого шума (17), ключа Кл.2, осуществляющего выбор фильтра ПФ1 (19) или ПФ2 (20), АЦП (5), смесителя (21), осуществляющего перенос спектра сигнала в область нулевых частот, ЦФНЧ (6) и демодулятора (22).

Фиг.4. Глазковая диаграмма ФМ2 сигнала на входе ЦФНЧ.

Удельная скорость передачи 3,9 бит/(с·Гц) в полосе модулированного сигнала.

Все глазковые диаграммы на фиг.4, 5, 9 и 10 получены на модели в Matlab наложением 200 символов.

Фиг.5. Глазковая диаграмма ФМ2 сигнала на выходе скорректированного ЦФНЧ.

Удельная скорость передачи 3,9 бит/(с·Гц) в полосе модулированного сигнала.

Фиг.6. Спектральная плотность мощности ФМ2 сигнала.

Изображена спектральная плотность мощности исходного (обозначено исх.), передаваемого (обозн. прд.) и восстановленного (обозн. восст.) сигнала в основной полосе частот.

Фиг.7. Синфазная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ.

Показана синфазная составляющая принимаемого сигнала на выходе ЦФНЧ с исходными (обозн. исх.) и подстроенными (обозн. подстр.) коэффициентами для случая некогерентного приема с двумя квадратурными каналами. Также показана синфазная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ при передаче сигнала без МСИ (обозн. с. прд. без МСИ).

Фиг.8. Квадратурная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ.

Показана квадратурная составляющая принимаемого сигнала на выходе ЦФНЧ с исходньми (обозн. исх.) и подстроенными (обозн. подстр.) коэффициентами для случая некогерентного приема с двумя квадратурными каналами. Также показана квадратурная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ при передаче сигнала без МСИ (обозн. с. прд. без МСИ).

Фиг.9. Глазковая диаграмма КАМ4 сигнала на входе ЦФНЧ.

Удельная скорость передачи 3,6 бит/(с·Гц) в полосе модулированного сигнала.

Фиг.10. Глазковая диаграмма КАМ4 сигнала на выходе скорректированного ЦФНЧ.

Удельная скорость передачи 3,6 бит/(с·Гц).

Фиг.11. Спектральная плотность мощности КАМ4 сигнала.

Изображена спектральная плотность мощности исходного (обозначено исх.), передаваемого (обозн. прд.) и восстановленного (обозн. восст.) сигнала в основной полосе частот.

Фиг.12. Синфазная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ.

Показана синфазная составляющая принимаемого сигнала на выходе ЦФНЧ с исходными (обозн. исх.) и подстроенными (обозн. подстр.) коэффициентами для случая некогерентного приема с двумя квадратурными каналами. Также показана синфазная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ при передаче сигнала без МСИ (обозн. с. прд. без МСИ).

Фиг.13. Квадратурная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ.

Показана квадратурная составляющая принимаемого сигнала на выходе ЦФНЧ с исходными (обозн. исх.) и подстроенными (обозн. подстр.) коэффициентами для случая некогерентного приема с двумя квадратурными каналами. Также показана квадратурная составляющая сигнала на выходе ЦФНЧ при передаче сигнала без МСИ (обозн. с. прд. без МСИ).

5. Сведения, подтверждающие возможность осуществления изобретения

В соответствии с предложенным способом передачи сообщений с повышенной спектральной эффективностью в среде Matlab были созданы модели цифровых модемов с моделированием на несущей частоте. Обобщенная структурная схема цифровых модемов, использующих предложенный способ, показана на фиг.3.

Информационный сигнал (на фиг.3 обозначен 12) или испытательный сигнал (13), выбираемый в зависимости от положения ключа Кл.1 (14), поступает на модулятор МОД (15), где осуществляется модуляция в основной полосе частот. С выхода модулятора сигнал комплексной огибающей переносится на несущую частоту в смесителе (16).

На входе приемника сигнал подвергается воздействию шума, для которого используется модель аддитивного белого гауссова шума (АБГШ). Реализации шума не повторяются при переключении ключей Кл.1 или 2. Шум АБГШ складывается с сигналом в сумматоре (17 на фиг.3).

Если на вход модулятора поступает испытательный сигнал, то для измерения процесса с МСИ х(n) на входе ЦФНЧ ключ Кл.2 (18) выбирает полосовой фильтр ПФ1 (19), вносящий МСИ. ПФ1 включается в приемный тракт также при передаче информационного сигнала, так что принятый сигнал будет содержать МСИ. Приемный полосовой фильтр ПФ2 (20) включается в режиме измерения эталонного процесса у(n). ПФ1 и ПФ2 являются эквивалентными моделями следующей цепочки фильтров: фильтр передатчика, ограничивающий полосу передаваемого сигнала, фильтр модели среды распространения и приемного фильтра, который ограничивает спектр входного сигнала для дискретизации в АЦП (5). АЦП осуществляет дискретизацию комплексной огибающей с последующим квантованием. В процессе дискретизации сигнал переносится на промежуточную частоту. Сигнал с ПЧ переносится в область нулевых частот с помощью цифрового комплексного гетеродина (21). После АЦП сигнал проходит через ЦФНЧ (6, фиг.3) и подается в демодулятор ДЕМ (22). На выходе ЦФНЧ перед демодулятором опционально может быть установлен ограничитель по амплитуде и/или другой ЦФНЧ для сглаживания выбросов и дополнительной фильтрации.

Результаты моделирования.

1. ФМ2 модем с удельной скоростью передачи 3,9 бит/(с·Гц) в полосе модулированного сигнала.

В Matlab моделировался сигнал вида ФМ2, скорость передачи символов 1 Мбит/с, вероятность "1" и "0" исходного кода без возврата к нулю (БВН) одинакова. Частота дискретизации в АЦП - 12 МГц. Разрядность АЦП - 12 бит.

ЦФНЧ в виде КИХ-фильтра 96 порядка, F_С=1,5 МГц (-3 дБ), F_З=1,8 МГц (-40 дБ). Неравномерность в полосе - 0.1 дБ. Разрядность коэффициентов - 24 бита.

ПФ1 моделируется фильтром Чебышева-1 4 порядка. Полоса пропускания фильтра BW=0,1 МГц (-3 дБ). Неравномерность в полосе - 0.1 дБ.

ПФ2 моделируется фильтром Чебышева-1 4 порядка. Полоса пропускания фильтра BW=2,6 МГц (-3 дБ). Неравномерность в полосе - 0.1 дБ.

Эталонный сигнал Y формируется путем коррекции реакции на одиночный символ на выходе ПФ2 и последующей фильтрацией в ЦФНЧ. Отношение сигнал/шум на входе ПФ1 и ПФ2 равно 30 дБ.

Результаты моделирования представлены на фиг.4-8.

Обеспечено 100% правильного декодирования при приеме 200 символов, т.е. вероятность ошибки меньше 5×10^-3.

2. КАМ4 модем с удельной скоростью передачи 3,6 бит/(с·Гц).

В Matlab моделировался сигнал вида КАМ4, скорость передачи символов 2 Мбит/с, вероятность "1" и "0" исходного кода без возврата к нулю (БВН) одинакова. Частота дискретизации в АЦП - 12 МГц. Разрядность АЦП - 10 бит.

ЦФНЧ в виде КИХ-фильтра 48 порядка, F_С=1,3 МГц (-3 дБ), F_З=1,8 МГц (-50 дБ). Неравномерность в полосе - 0.01 дБ. Разрядность коэффициентов - 16 бит.

ПФ1 моделируется фильтром Чебышева-1 4 порядка. Полоса пропускания фильтра BW=0,5 МГц (-3 дБ). Неравномерность в полосе - 0.1 дБ.

ПФ2 моделируется фильтром Чебышева-1 4 порядка. Полоса пропускания фильтра BW=2,6 МГц (-3 дБ). Неравномерность в полосе - 0.1 дБ. Разрядность АЦП - 10 бит.

Эталонный сигнал Y формируется путем коррекции реакции на одиночный символ на выходе ПФ2 и последующей фильтрацией в ЦФНЧ. Отношение сигнал/шум на входе ПФ1 и ПФ2 равно 23 дБ.

Результаты моделирования представлены на фиг.9-13.

Обеспечено 100% правильного декодирования при приеме 200 символов, т.е. вероятность ошибки меньше 5×10^-3.

Изобретение относится к области цифровой связи и цифровой обработки сигналов. Сущность способа передачи дискретных сообщений заключается в передаче сообщений с межсимвольной интерференцией (МСИ), при этом передают модулированный испытательный сигнал с МСИ, на приемной стороне получают отсчеты х(n) принятого испытательного сигнала на выходе АЦП, корректируют форму импульса испытательного сигнала на входе ЦФ путем приведения к нулю отсчетов, превышающих длительность импульса, скорректированный на входе ЦФ испытательный сигнал передают в ЦФ для фильтрации и на выходе ЦФ получают отсчеты у(n), вычисляют коэффициенты ЦФ по следующим формулам:

W=(XH)^-1Y, или непосредственно где W - вектор-столбец искомых весовых множителей для нахождения вектора-столбца коэффициентов ЦФ , Н - диагональная матрица исходных коэффициентов ЦФ, Х - матрица принимаемых отсчетов х(n) испытательного сигнала с МСИ на выходе АЦП, Y - вектор-столбец отсчетов у(n) на выходе ЦФ с исходными коэффициентами. Технический результат заключается в повышении помехоустойчивости при передаче сообщений с удельной скоростью до 2 бод/Гц полосы. 2 н.п. ф-лы, 13 ил.

1. Способ передачи дискретных сообщений, заключающийся в том, что модулированный сигнал передают с межсимвольной интерференцией (МСИ), на приемной стороне этот сигнал оцифровывают в аналого-цифровом преобразователе (АЦП), оцифрованный сигнал подают на вход цифрового фильтра (ЦФ) с подстраиваемыми коэффициентами, осуществляют уменьшение МСИ в результате фильтрации ЦФ входного сигнала с МСИ, отличающийся тем, что передают модулированный испытательный сигнал с МСИ и на приемной стороне получают отсчеты х(n) принятого испытательного сигнала на выходе АЦП, корректируют форму импульса испытательного сигнала на входе ЦФ путем приведения к нулю отсчетов, превышающих длительность импульса, скорректированный на входе ЦФ испытательный сигнал передают в ЦФ для фильтрации и на выходе ЦФ получают отсчеты у(n), вычисляют коэффициенты ЦФ по следующим формулам:

или непосредственно

где W - вектор-столбец искомых весовых множителей для нахождения вектора-столбца коэффициентов

Н - диагональная матрица исходных коэффициентов ЦФ;

Х - матрица принимаемых отсчетов х(n) испытательного сигнала с МСИ на выходе АЦП;

Y - вектор-столбец отсчетов у(n) на выходе ЦФ с исходными коэффициентами.

или непосредственно

где W - вектор-столбец искомых весовых множителей для нахождения вектора-столбца искомых коэффициентов

Н - диагональная матрица исходных коэффициентов ЦФ;

Х - матрица принимаемых отсчетов х(n) испытательного сигнала с МСИ на входе ЦФ;

Y - вектор-столбец отсчетов у(n) испытательного сигнала без МСИ на выходе ЦФ с исходными коэффициентами.