СХЕМА ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ СИГНАЛА Российский патент 2006 года по МПК G01D5/248 G08B13/00 

Область изобретения

Настоящее изобретение, в целом, имеет отношение к схеме измерений частотной области сигнала, в частности к схемам, входящим в состав систем обнаружения нарушителя, энергосберегающим системам и другим.

Предпосылки изобретения

Существует много видов детекторов, цель которых - обеспечение безопасности и защита от незаконного вторжения, энергетический контроль и другие, включающих пассивные инфракрасные детекторы (PIR), микроволновые детекторы, ультразвуковые детекторы, инфразвуковые детекторы, ударные детекторы и другие. Во всех этих детекторах обычно используются высокочувствительные датчики, которые, как правило, генерируют очень низкий сигнал, требующий усиления для обеспечения возможности его обработки.

Как известно, одной из основных проблем в области охранных систем являются помехи и связанный с ними высокий уровень ложных сигналов тревоги. В настоящее время для снижения числа ложных сигналов тревоги существуют схемы сложной обработки сигнала, иногда использующие микропроцессоры, что позволяет при помощи усложненных алгоритмов и аналого-цифровых (A/D) схем лучше отличить действительный сигнал тревоги от ложного. Такие схемы относительно дороги, а рынок чутко реагирует на цены.

Еще одним недостатком схем сложной обработки сигнала является многочисленность входящих в нее компонентов. Каждый дополнительный компонент приводит к соответствующему снижению надежности и увеличению чувствительности системы к внешним радиочастотным (RF) помехам, что вызывает дополнительные ложные срабатывания. Надежность приборов и предотвращение или, по крайней мере, снижение числа ложных сигналов тревоги - очень важные задачи в области охранных систем.

Пассивные инфракрасные детекторы (PIR)

В настоящее время в области охранных сигнализаций и систем энергетического контроля широко распространены пассивные инфракрасные детекторы. Эти детекторы используют пироэлектрические датчики (описанные в патенте 5,077,549 кол. 1/13-48 и патенте 5,414,263 кол. 1/12-54).

Пироэлектрические датчики соединены в полосовой фильтр/усилитель с очень высоким, в несколько тысяч, коэффициентом усиления (обычно 5000). Описание подобных схем приведено в патентах US 4,570,157, 4,468,658, 5,309,147, 4,364,030, 4,318,089, 4,612,442, 4,604,524. В схемах, приведенных в данных патентах, сигнал усиливается и подается в двухпороговый компаратор или другой компаратор напряжения и, когда напряжение сигнала превышает пороговое значение, активируется сигнал тревоги.

В последние годы с появлением микропроцессоров приняты методы очень сложной обработки сигналов. В патенте US 5,077,549 описывается сигнал тревоги, основанный на принципах интеграции сигнала (эквивалентно измерению энергии). В этом патенте для преобразования сигнала в полезную информацию важно измерить точную форму сигнала. В данном патенте также решение достигается за счет использования сходного полосового фильтра/усилителя с высоким коэффициентом усиления.

В дополнение стоит отметить патент Visonic US 5,693,943, в котором для принятия решения, поступил действительный или ложный сигнал тревоги, используется точный анализ формы сигнала. В данном патенте решение также достигается за счет использования усилителя с высоким коэффициентом усиления. Вновь для принятия правильного решения очень важно отслеживать точную форму сигнала. Сходные проблемы описаны в патенте US 5,870,022.

Из всех примеров, приведенных выше, и из многих других видно, что электронные схемы содержат большое количество компонентов различных видов, которые увеличивают стоимость продукта и уменьшают его надежность. Дополнительной проблемой благодаря слабому сигналу, генерируемому пироэлектрическим датчиком, становится традиционное использование усилителей с большим коэффициентом усиления (от 1,000 до 10,000) и относительно узкой (0,2-8 Гц) полосой пропускания для подавления помех, вносимых окружающей средой. В этих низкочастотных усилителях решение часто достигается за счет использования конденсаторов большой емкости с низким рассеянием. Это делает продукты более дорогостоящими и, в частности, становится причиной значительного снижения надежности, что может быть ответственным за появление определенных видов ложных сигналов тревог.

Сочетание очень высокого коэффициента усиления и очень узкой полосы пропускания при низкой частоте, использование связи по переменному току между каскадами усиления возможно приводят к искажению формы сигнала усилителем. Известные проблемы, такие как смещение постоянной составляющей (DC Offset), отклонение от установленного значения и другие, могут стать причиной того, что сигнал на выходе усилителя значительно отличается от начального сигнала, поступающего от пироэлектрического датчика. Это, в свою очередь, вызывает различные проблемы обработки сигнала в детекторах, использующих компараторы, и, в частности, в более сложных детекторах, анализирующих форму сигнала (смотри патенты US 5,084,696 и US 5,870,022).

Для снижения коэффициента усиления усилителя и улучшения процесса обработки сигнала предприняты попытки использования высокоразрешающих аналого-цифровых схем, например, смотри патенты US 4,546,334 и 5,693,943.

Используя такие техники, возможно снизить некоторые из коэффициентов усиления в цепях с двухпороговым компаратором. Однако с применением аналого-цифрового преобразования стоимость схем возрастает, при этом не обязательно улучшается качество. За последние годы с появлением микропроцессоров, содержащих внутренние цепи аналого-цифрового преобразования, их применение расширилось, смотри патенты US 5,629,676 и 5,237,330. Использование подобных схем может уменьшить требуемое усиление и позволит усилить сигнал всего лишь за один каскад. Однако такие процессоры более дорогостоящи по сравнению с обычными процессорами без аналого-цифрового преобразования.

Устойчивость пассивных инфракрасных (PIR) детекторов к радиочастотным помехам (RFI) и электромагнитному излучению (EMI) является дополнительной проблемой и главным фактором при разработке конструкции охранных систем, использующих пассивные инфракрасные (PIR) и другие детекторы. Это - результат низкого уровня сигналов и использования усилителей с высоким коэффициентом усиления и высоким импедансом.

Также стоит отметить, что, как правило, пассивные инфракрасные (PIR) детекторы компенсируют температурную разницу между телом нарушителя и комнатной температурой. Это можно реализовать, изменяя усиление непосредственно в аналоговой цепи усилителя, смотри патенты US 4,195,234 и 4,943,712, или это может быть сделано с большей точностью, используя программное обеспечение и микропроцессор - смотри патенты US 4,546,344 и 5,629,676.

На рынке существуют различные виды пассивных инфракрасных (PIR) детекторов, использующих два или более пироэлектрических датчика и сложный процесс обработки сигнала. Эти детекторы иногда называют четырехканальными (QUAD) детекторами. Например, смотри патенты: ЕР 0198.551, GB 2170952, 4,614938, 4,618,854, 4,704,533, 4,697,081, 4,746,910, 4,912,748, 4,943,800.

В вышеупомянутых патентах каждый датчик имеет отдельную усиливающую цепь, так что в действительности обсуждаемые выше проблемы преувеличены.

Еще одним видом детектора является комбинация пассивного инфракрасного (PIR) детектора и детектора, основанного на иной технологии, например микроволновой (MW) или ультразвуковой. Общее название таких детекторов - дуальные (DUAL) детекторы.

В следующих патентах: ЕР 0147,925, US 4,660,024, US 4,772,875, US 4,833,450, US 4,882,567, US 5,077,548, US 5,216,410, US 5,276,427, US 5,331,308 описаны пассивные инфракрасные (PIR) детекторы, объединенные, в основном, с микроволновыми детекторами таким способом, что сигнал тревоги активируется только при активации обоих индивидуальных детекторов. Все вышеупомянутые патенты описывают пассивные инфракрасные (PIR) детекторы, страдающие вышеупомянутыми проблемами.

Другие виды детекторов

Как объяснялось ранее касательно дуальных детекторов, состоящих как из пассивных инфракрасных, так и из микроволновых детекторов, существуют различные виды детекторов для формирования сигнала тревоги и других целей и существуют также комбинации таких детекторов. Например, в патенте US 3,801,978 описана комбинация микроволнового и ультразвукового детекторов.

В патенте US 4,401,976 приведена комбинация ультразвукового, инфракрасного (IR) и микроволнового (MW) детекторов. В патенте US 3,573,817 представлена комбинация нескольких датчиков, выполненных в различных технологиях, например аудио, сейсмический, электромагнитный и дистанционный датчики.

В патентах US 4,991,145, 4,928,085 и 4,920,332 описано использование акустических детекторов (микрофон) для обнаружения инфразвуковых частот (изменения в атмосферном давлении в результате открывания и закрывания дверей вором).

В патенте US 4,621,258 описан детектор, принцип действия которого основан на использовании изменения емкости антенны, а в патентах US 5,196,826, 4,9770,517 и 4,697,187 представлены детекторы проникновения, которые работают на принципах передачи микроволнового сигнала и анализа на наличие эффекта Допплера в отраженных сигналах.

Патент US 4,949,075, 4,942,385, 4,016,529 описывает фотоэлектрические детекторы, обнаруживающие изменения в световых пучках (в основном, инфракрасных), появляющихся после того, как пучки были посланы от источника света. Изменения считываются фотоэлектрическими датчиками, такими как Cds, инфракрасные диоды и другие.

В патентах US 5,047,749, 3,946,224 и 3,803,572 представлены фотоэлектрические детекторы, содержащие световые датчики, обнаруживающие изменения освещенности, вызванные движением взломщика вблизи датчика.

В пожарных сигнализациях традиционно используются различные виды температурных датчиков, обычно термисторов, которые контролируют температуру и ее изменения. Здесь также датчики объединены в различные цепи усиления и цепи обработки сигнала.

Патенты US 5,341,122, 5,323,141, 5,192,931, 5,164,703, 4,837,558 и 4,668,941 представляют акустические детекторы, которые обнаруживают разбивание стекла (аудиодискриминаторы), использующие микрофон или пьезоэлектрический датчик. Сигнал обрабатывается различными способами и усиливается. Также существуют ударные детекторы, обычно действующие посредством микрофона или пьезоэлектрических датчиков, целью которых является обнаружение попыток проникновения, включающих разрушение стены, окна, двери и других. Эти детекторы сходны с вышеупомянутыми, но процесс обработки сигнала отличается.

Эти детекторы также широко используют различные схемы усиления, проблемы которых подобны проблемам, описанным выше в отношении пассивных инфракрасных (PIR) детекторов.

В дополнение к вышеупомянутым патентам существуют многочисленные патенты, описывающие детекторные продукты вообще и, в частности, пассивные инфракрасные (PIR) детекторы, которые используют полосовые усилитель/фильтры с очень высоким коэффициентом усиления, целью которых, как объяснялось выше, является обеспечение возможности обработки сигнала с приемлемой точностью.

Предпринято всего лишь несколько попыток избежать необходимости использования описанных выше видов схем усиления.

Патент US 4,523,095 описывает системы, которые пытаются избежать большого коэффициента усиления. Объект, проходя вблизи обычного пассивного инфракрасного (PIR) детектора, вызовет в результате применения в таких детекторах единой конструкции систем множественных собирающих линз относительно высокочастотную серию импульсов, причем каждый импульс имеет маленькую амплитуду. Изменяя поле зрения каждого детектора, небольшие по амплитуде высокочастотные импульсы интегрируются в большой результирующий импульс, который можно измерить. Затем этот большой результирующий импульс может быть проанализирован сравнительно простой схемой для индикации вторжения.

В патенте US 4,418,335 приведен другой пример, в котором вместо более традиционного усилителя напряжения используется электрометрический усилитель. Устройство позволяет проанализировать непосредственно сигнал, вырабатываемый пироэлектрическим элементом, без обычной буферизации. Это сделано с целью достижения высокой устойчивости к радиочастотным помехам (RFI) и уменьшения интерференции без усложнения датчика и/или усилителя.

Упомянутый выше патент использует электрометрический усилитель с очень низким входным импедансом, что значительно снижает интерференцию, но создает другие проблемы, такие как ток утечки, который может заряжать интегрированный конденсатор. Для разряда конденсатора требуется специальная разрядная цепь.

Еще одна попытка приведена в патенте US 4,929,833. Конденсатор заряжается до заданного напряжения и разряжается, пропуская ток через пироэлектрический датчик. Измеряется время от начала разряда конденсатора до достижения предварительно установленного нижнего порогового значения. Оно сравнивается с номинальным временем разряда, при котором ничего не обнаруживается. Если разница достигает заданного значения, включается сигнализация. В соответствии с патентом контрольные измерения выполняются с частотой 8 Гц.

Описанная в патенте система имеет много недостатков (касательно способа функционирования и связанных с ним проблем смотри патент US 5,414,263 кол. 1/55-2/18). В дополнение к описанным там проблемам низкая частота 8 Гц затрудняет обнаружение сигнала в желаемом, а именно 0,2-15 Гц, диапазоне. Например, сигнал частотой 8 Гц может быть не обнаружен совсем, если верхняя полуволна сигнала будет компенсирована нижней полуволной сигнала, создавая нулевое результирующее значение. Иными словами, чувствительность детектора во многом зависит от частоты сигнала и детекторы могут быть неэффективны при определенных скоростях движения нарушителя/цели.

К тому же, эти ограничения не допускают проведение сложного анализа сигнала, как того требуют современные системы обнаружения нарушителя. Лучше использовать такие детекторы в системах, активируемых светом, или в системах контроля освещенности, например в системах энергохозяйства, даже с вышеописанными ограничениями.

Дополнительные, более прогрессивные, попытки приведены в патенте US 5,414,263. Как и в предыдущем примере, этот патент, в основном, разработан для систем энергетического контроля и контроля освещенности. В принципе, этот патент также имеет дело с измерением изменений во времени разряда конденсатора, которое пропорционально выходному току пироэлектрического датчика.

Однако системы, описанные в вышеперечисленных патентах, еще не достигли уровня точности, предъявляемого к измерениям сигнала (амплитуды, времени и формы), устойчивости измерений к интерференции, предотвращению появления ложных сигналов тревоги и возможности отличать людей от домашних животных и т.д., что требуется от современных детекторов.

В патенте US 4,929,823 и в вышеупомянутом патенте 5,414,263 раскрываются системы, использующие конденсатор, соединенный через усилительную цепь, содержащую транзистор, с пироэлектрическим датчиком, и который разряжается до известного уровня. Изменения тока пироэлектрического датчика усиливаются транзистором и являются причиной отклонений, положительных или отрицательных (зависит от направления тока), во времени разряда конденсатора.

Конденсатор заряжается с помощью цепи обработки сигнала, например, микропроцессора, который посредством соответствующих алгоритмов заряжает конденсатор и затем измеряет время его разряда до заранее установленного нижнего порогового значения. Схема обработки сигнала проверяет, существует ли какое-либо изменение в измеряемом времени разряда по сравнению со временем разряда в состоянии "не обнаружено" или существует ли любое большое изменение в среднем времени разряда. В дальнейшем принимается решение, изменения вызваны действительным движением или нет (смотри там же, кол. 2/40-58).

Цепь обработки сигнала, описанная в патенте 5,414,263, учитывая влияние помех, например дождя и ветра, постоянно проверяет и рассчитывает среднее время разряда конденсатора в течение длительного периода. С помощью этих вычислений при обработке сигнала автоматически настраивается пороговое значение.

Также схема обработки сигнала автоматически вносит поправки для компенсации отличий в эксплуатационных спецификациях и допусках пироэлектрических датчиков и различных других компонентов схемы (смотри там же, кол. 2/58-68).

В системе, описанной в патенте 5,414,263, необходимо использовать усилитель тока для усиления сигнала, вырабатываемого пироэлектрическим датчиком, потому что его величины недостаточно для воздействия на время разряда конденсатора способом, эффективным для обработки сигнала (смотри кол. 4/27-30 и кол. 4/36-39).

В дополнение, сигналы пироэлектрического датчика используются для проверки, является ли обнаруженное движение действительным или нет, с целью подтвердить включение сигнализации (кол. 4/33-36).

Схема обработки сигнала заряжает конденсатор и измеряет время, необходимое для его разряда через транзистор, пока выравнивается напряжение. Ток пироэлектрического датчика может увеличивать или уменьшать время разряда конденсатора (кол. 4/39-45).

Схема обработки сигнала сравнивает время разряда конденсатора с "нормальным" временем разряда или со средним временем разряда, рассчитанным за относительно большой период, для определения, зарегистрировано ли действительное движение. Если измеренное время разряда не совпадает со средним временем разряда, считается, что зарегистрировано действительное движение. Если при этом сигнал удовлетворяет дополнительным условиям, запускается режим тревоги.

Дополнительные условия могут включать требования к минимальному количеству обнаруженных за цикл действительных движений, минимальному числу циклов или специфическому порядку событий (кол. 4/45-55).

Рассчитывая среднее время разряда за период, возможно в динамике автоматически корректировать пороговое значение обнаружения движения, например динамически отфильтровывать инфракрасные помехи, вносимые окружающей средой, и компенсировать отличия в параметрах компонентов (кол. 4/56-кол. 5/5).

В одном из воплощений микропроцессор заряжает конденсатор через вход ввода-вывода (I/O) до максимального напряжения и затем разрешает конденсатору разрядится. Процессор измеряет время разряда конденсатора от уровня напряжения заряда до нижнего уровня напряжения.

Временная разница между измеренным временем разряда и средним временем (за длительный период) служит для:

А. Обновления среднего времени разряда за длительный период.

В. Проверки, являются ли обнаруженные движения действительными (кол. 5/47-67).

Предпочтительным является измерение времени разряда конденсатора 60 раз в секунду и обновление среднего времени разряда 30 раз в секунду. Обновление осуществляется суммированием существующего среднего времени с долей последнего измеренного времени разряда. Предпочтительная пропорция - 15/16 старого среднего времени плюс 1/16 последнего измеренного времени. Таким образом, среднее время может измениться только при очень низкой частоте. Отсюда вытекает, что детектор отвечает только на частоты, которые выше, чем собственно частота, предписываемая скоростью обновления (30 раз в секунду в данной реализации) и долей в пропорции последнего измеренного времени разряда (1/16 в данной реализации). Расчет показывает, что в данной реализации самая низкая частота, на которую реагирует детектор, - это 0,4 Гц (кол. 5/68 - кол. 6/28).

Решение о том, обнаружено ли действительное движение, принимается на основании:

Определяется разница между измеренным временем разряда и средним временем разряда. Если разница меньше порогового значения чувствительности, соответствующей минимальной установленной чувствительности, принимается решение, что движения нет. Если разница больше порогового значения чувствительности, принимается решение, что движение произошло.

Чтобы принять решение о включении сигнализации, необходимо проверить, является ли обнаруженное движение значительным. Проверка осуществляется подсчетом количества непрерывно зафиксированных событий движения.

В данной реализации значительным считается четыре последовательно зафиксированных события, то есть при обнаружении трех или менее последовательных событий счетчик сбрасывается.

В предпочтительной реализации частота контрольных измерений равна 60 в секунду и счетчик установлен на 4 непрерывных события. Следовательно, для активации сигнализации требуется четыре цикла частотой 60 Гц. Отсюда вытекает, что частоты больше 7,5 Гц не будут обнаруживаться. В действительности это не так, как будет объяснено ниже.

При необходимости можно выбрать порог чувствительности и счетчик. Также можно выбрать частоту следования импульсов, другие значения времени и другие алгоритмы.

Возможно проводить контрольные измерения сигнала 100 раз в секунду и соединить частоту контрольных измерений (60 Гц) с напряжением сети.

Патент 5,414,263 известен тем, что поднимает следующие проблемы:

1. Пороговое значение чувствительности (кол. 6/36)

Его результаты более всего сходны с результатами, полученными стандартными детекторами, сравнивающими в двухпороговом компараторе напряжение усиленного сигнала с рядом пороговых значений напряжений, причем эти пороговые значения эквивалентны пороговому значению чувствительности измеренных временных разниц вышеуказанного патента.

Другими словами, определяется, является ли измеренный сигнал больше или меньше порогового значения. В сущности, в патенте 5,414,263 осуществлено преобразование напряжения во время, используя данные, полученные традиционным способом. Само по себе преобразование напряжения во время, использующее основанную на конденсаторах схему, хорошо известно из литературы. Например, в документе DS00513A (1990), опубликованном Microchip Technology Inc. (США), описывается подобная трансформация. Для преобразования входного напряжения во время, которое легко может быть измерено микроконтроллером, обычно используется емкостная зарядная цепь. Опорное напряжение подается с помощью комплементарного металлооксидного полупроводникового (CMOS) четырехполюсного двустороннего переключателя, управляемого микроконтроллером. С помощью преобразователя тока схема вырабатывает линейно изменяемый ток как функцию от входного напряжения. Конденсатор заряжается до тех пор, пока не будет достигнуто пороговое значение на входе ввода-вывода (I/O) микроконтроллера. Это генерирует программное калибровочное значение, обычно используемое для настройки большинства ошибок схемы, включая погрешности сопротивления и конденсатора, изменения во входном пороговом значении напряжения и колебания температуры. После того как программное калибровочное значение измерено, конденсатор разряжается и входное напряжение подается на Vin. Измеряется, для входного напряжения, время достижения порогового значения и сравнивается с калибровочным значением с целью определения фактического значения входного напряжения.

В системах двухпорогового компаратора напряжения невозможно получить точные данные о величине сигнала. Более того, в вышеупомянутых патентах точное значение сигнала не измеряется. На практике невозможно определить, сигнал в 10 раз превышает пороговое значение или всего лишь на 2%. Более того, невозможно определить, сигнал равен 30% от порогового значения или 98% от него. Следовательно, невозможно измерить форму сигнала или осуществить обработку сигналов, как это требуется, например, в патенте Visonic US 5,693,943 и 5,870,002 или в патенте US 5,077,549.

2. Использование счетчика для создания фильтра в зоне высоких частот

Чтобы устранить интерференцию, важнее отфильтровать высокие частоты, чем те, которые равны или близки по значению к детектируемым. В частности, важно отсеять частоты, связанные с системой энергоснабжения. Во многих патентах данной отрасли это достигнуто за счет различных видов фильтров, в основном аналоговых, большинство из которых комбинируются с полосовым усилителем/фильтрами.

Однако вышеупомянутые фильтры функционируют неудовлетворительно, так как их чувствительность недостаточно высока, и поэтому они зависят от уровня напряжения сигнала помехи. В последние годы были предприняты попытки более сложной цифровой обработки сигнала, при которой проверяется, среди прочего, частота сигнала и полностью фильтры всех частот, не входящих в желаемый диапазон. При этом нет какой-либо зависимости от уровня напряжения. Например, все сигналы, частоты которых не входят в диапазон 0,2-15 Гц, будут полностью удалены независимо от их напряжения.

В патенте 5,414,263 сделана попытка создать иной вид фильтра, используя конкретную частоту контрольных измерений (60 Гц) и счетчик, подсчитывающий четыре последовательных события. Хотя и возможно достичь определенного уровня фильтрации (в данном случае установлена максимальная частота 7,5 Гц), но качество фильтра хуже, чем у традиционных аналоговых фильтров. Проблемы, связанные со схемой из патента 5,414,263, следующие:

А. Как и аналоговый фильтр, этот фильтр также зависит от значения напряжения. Если значение напряжения достаточно высоко по сравнению с пороговым значением, сигнал может пройти через фильтр, потому что нет синхронизации между сигналом помехи и частотой контрольных измерений.

В. Если помеха - результат действия частот, равных половине значения или значению частоты контрольных измерений или кратных им, контрольные измерения могут прийтись на высшую точку сигнала или близкую к ней и тогда сигналы, даже являясь долей порогового значения, смогут пройти через фильтр.

С. Поскольку фильтр работает, пропуская только сигналы больше порогового значения, может возникнуть следующая ситуация: существует установочный сигнал на главной частоте, уровень которого ниже порогового значения (что используется на практике), который, в сущности, не обнаруживается или фильтруется. Появляется реальный сигнал с относительно низким значением, который тоже обычно не выявляется, и создается ситуация, при которой эти два сигнала, налагаясь друг на друга, способны превысить пороговое значение и создать нежелательный сигнал тревоги.

D. Поскольку необходимо выявить несколько последовательных событий для фильтрации, в процессе детектирования может появиться помеха, наложение которой на детектируемый сигнал может разрушить измерение в конкретном контрольном измерении, что приводит к сбросу счетчика событий без обнаружения. Любая попытка изменить способ подсчета для преодоления влияния помехи может ухудшить работу фильтра.

Е. Несмотря на то, что вероятность обнаружения возрастает при использовании серии импульсов, или минимального количества событий или минимального числа циклов или особого последовательного рассеяния (кол. 4/51-55, кол. 6/667 - кол. 7/4), ясно, что любой такой критерий ухудшит или отменит работу фильтра в высокочастотной области и станет причиной возникновения ложных сигналов тревоги или проблем необнаружения.

3. Микропроцессор с аналого-цифровым преобразованием (A/D)

В вышеупомянутом патенте решение достигается при использовании микропроцессора, который как заряжает конденсатор, так и измеряет время разряда. Обычно микропроцессор имеет вход ввода-вывода (I/O) с аналого-цифровым (A/D) преобразованием для возможности измерения напряжения, до которого разряжается конденсатор. Такой микропроцессор более дорогостоящий, чем обычный микропроцессор без аналого-цифрового (A/D) преобразования. Возможно использование процессора без аналого-цифрового преобразования (A/D), но точность измерений может быть низкой и легко подвергаться воздействию электрических и других помех.

Сущность изобретения

Целью настоящего изобретения является создание пассивных инфракрасных (PIR) и других видов детекторов, включая комбинированные детекторы, с небольшим количеством компонентов, большей точностью измерения сигнала, минимальным усилением или отсутствием его, минимальным искажением сигнала, высокой надежностью и лучшей устойчивостью к радиочастотным помехам (RFI) и электромагнитному излучению (EMI) и которые требуют только широко распространенных на рынке микропроцессоров.

Еще одной целью настоящего изобретения является создание, при использовании обычного микропроцессора, схемы обработки сигнала для различных датчиков, не требующей усиливающих и других цепей, оптимально эксплуатирующей характеристики микропроцессора для значительного снижения цены продукта, улучшения его устойчивости к помехам, более точной обработки сигнала с минимальным искажением в результате усиления, улучшения продукта.

В соответствии с первым аспектом настоящего изобретения разработана схема измерения частотной области сигнала, включающая: сигнальный вход, микропроцессор и генератор, данный генератор предназначен для формирования импульсного сигнала, частота которого является функцией от амплитуды первого сигнала, полученного на сигнальном входе, и для подачи этого импульсного сигнала на микропроцессор, данный микропроцессор предназначен для измерения частоты упомянутого импульсного сигнала путем сравнения этого импульсного сигнала с временным сигналом, таким образом обеспечивая определение амплитуды упомянутого первого сигнала.

В воплощении временной сигнал имеет форму временного строба. Предпочтительно, импульсный сигнал состоит из импульсов, подсчитываемых счетчиком, причем данный счетчик соединен с микропроцессором для сообщения микропроцессору о подсчете количества поступивших импульсов. Опять таки, предпочтительно, подать импульсный сигнал непосредственно на микропроцессор. В этом случае импульсный сигнал лучше подать на вход синхронизации микропроцессора.

Устройство, кроме того, может содержать специально сконструированную временную цепь, на выходе которой формируется упомянутый временной сигнал. Выгодно подать импульсный сигнал на вход синхронизации микропроцессора, поскольку микропроцессору требуется независимый временной сигнал. Предпочтительно, микропроцессор подсчитывает импульсный сигнал в течение длительности упомянутого временного строба. Вход синхронизации может быть внешним входом микропроцессора.

В предпочтительной реализации генератор является внешним по отношению к микропроцессору. Генератор может использовать внутренние ресурсы микропроцессора или он может быть полностью внешним.

Сигнал датчика может быть аналоговым или цифровым, термин цифровой в данном определении подразумевает не только бинарный, но и другие дискретные уровни сигнала.

В соответствии со вторым аспектом настоящего изобретения разработана схема измерения частотной области сигнала, включающая:

сигнальный вход, микропроцессор и тактовый генератор, предназначенный для генерации сигнала синхронизации для упомянутого микропроцессора, причем частота импульсов сигнала синхронизации микропроцессора является переменной от функции амплитуды сигнала, поступившего на сигнальный вход,

причем упомянутый микропроцессор предназначен для обработки сигнала синхронизации и определения на выходе значения амплитуды сигнала, поступившего на сигнальный вход.

Цепь, предпочтительно, содержит таймер, предназначенный для задания длительности временного строба для подсчета количества импульсов синхронизации, кроме того, таймер используется микропроцессором при обработке данного сигнала. Предпочтительно, микропроцессор подсчитывает импульсы в течение упомянутого временного строба.

Таймер может содержать конденсаторную схему и дополнительно может быть подсоединен к входу ввода-вывода (I/O) микропроцессора с целью его использования. Тактовый генератор, предпочтительно, использует внутреннюю цепь синхронизации микропроцессора или же может быть полностью внешним от микропроцессора.

Сигнал, полученный на входе датчика, может быть аналоговым или цифровым, и, как упоминалось ранее, термин "цифровой" подразумевает не только бинарный, но также другие виды дискретных уровней сигнала.

Сигнал, полученный на сигнальном входе, предпочтительно поступает от одного или более различных видов датчиков, включая инфракрасные и пироэлектрические датчики, возможно, входящих в систему сигнализации.

Датчик может быть подсоединен к цепи тактового генератора через схему сопряжения, которая может быть предназначена для обеспечения буферизации или даже усиления.

В соответствии с третьим аспектом настоящего изобретения разработано устройство детектирования, включающее датчик, формирующий на выходе сигнал датчика, микропроцессор и тактовый генератор, генерирующий сигнал синхронизации для микропроцессора, причем частота сигнала синхронизации микропроцессора изменяется как функция амплитуды упомянутого сигнала датчика, микропроцессор обрабатывает сигнал синхронизации и обеспечивает индикацию обнаружения, если сигнал датчика удовлетворяет определенным критериям. Предпочтительно, такое устройство дополнительно содержит таймер, предназначенный для задания длительности временного строба для подсчета количества упомянутых импульсов синхронизации, причем упомянутый таймер используется микропроцессором в обработке сигнала.

Предпочтительно, микропроцессор подсчитывает количество импульсов за упомянутый временной строб. Таймер, предпочтительно, содержит конденсаторную схему и использует вход ввода-вывода (I/O) микропроцессора. Тактовый генератор может быть внешним по отношению к микропроцессору, но может использовать внутреннюю цепь синхронизации микропроцессора.

Сигнал датчика может быть аналоговым или цифровьм, как упоминалось ранее.

Вышеописанные схемы полезны, среди прочего, для предотвращения вторжения, краж, контроля освещенности, детектирования колебаний, ударов, перемещений.

Предпочтительно, датчик является любым из группы датчиков, включая инфракрасный, четырехканальный инфракрасный, акустический, инфразвуковой, ультразвуковой, фотоэлектрический, электромагнитный, температурный, дымовой датчики.

Воплощение снабжено вторым датчиком, который может быть любым из группы датчиков, включая инфракрасный, четырехканальный инфракрасный, акустический, инфразвуковой, ультразвуковой, фотоэлектрический, электромагнитный, температурный, дымовой. Микропроцессор может обрабатывать два сигнала, поступающих от двух датчиков, либо с помощью временного мультиплексирования (например, подсоединения к одному, затем к другому), либо различая их по характеристикам сигнала (например, частоте). Для специалистов несомненно, что множество датчиков может быть объединено в единое устройство.

В соответствии с четвертым аспектом настоящего изобретения разработан метод измерения сигнала, включающий:

передачу первого сигнала на генератор, предназначенный для формирования сигнала синхронизации для микропроцессора, причем частота этого сигнала синхронизации является переменной от функции амплитуды первого сигнала, и микропроцессор используется для обработки сигнала синхронизации и определения значения амплитуды первого сигнала.

Воплощение позволяет задать длительность временного строба подсчета импульсов для измерения первого сигнала.

Предпочтительно, аналоговый сигнал формирует импульсы синхронизации, подаваемые на вход синхронизации микропроцессора, и микропроцессор подсчитывает эти импульсы синхронизации в течение упомянутого временного строба. Или же аналоговый сигнал формирует импульсы синхронизации, поступающие на вход синхронизации микропроцессора, и микропроцессор подсчитывает в течение упомянутого временного строба импульсы, имеющие частоту, которая является функцией от частоты импульсов синхронизации.

Предпочтительно, этап измерения модуляции упомянутого сигнала включает подачу модулированного сигнала на внешний вход синхронизации микропроцессора для обеспечения импульсов синхронизации, подачу временного сигнала на микропроцессор для задания временного строба и подсчет числа импульсов синхронизации, приходящихся на упомянутый временной строб. Типичным источником слабого сигнала может являться датчик вторжения, например пироэлектрический датчик.

Воплощение метода включает дополнительные шаги по размещению источника калибрующего излучения в соответствии с используемым датчиком вторжения,

подачу определенного (измеренного) количества энергии на источник калибрующего излучения для обеспечения излучения сигнала данным источником,

измерение сигнала на выходе датчика, появляющегося в ответ на воздействие упомянутого калибрующего излучения,

расчет значения поправки для компенсации любого отклонения упомянутого сигнала на выходе датчика от ожидаемого значения.

В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения создана схема измерения сигнала, включающая вход для приема сигнала переменной амплитуды от датчика, конвертор для преобразования сигнала переменной амплитуды в сигнал переменной частоты и устройство измерения, предназначенное для определения параметров сигнала датчика путем измерения колебаний частоты.

Краткое описание рисунков

Для лучшего понимания изобретения и описания, для иллюстрации способов его реализации, приводится следующее описание рисунков:

Фиг.1А - упрощенная блок-схема устройства прототипа.

Фиг.1В - график, на котором приведены рабочие характеристики устройства, представленного на Фиг.1А.

Фиг.2 - обобщенная блок-схема, раскрывающая первый вариант решения проблемы устройства-прототипа,

Фиг.3 - обобщенная принципиальная схема, на которой приведены более подробно датчик и генератор, представленные на Фиг.2,

Фиг.4 - график типичной зависимости напряжения на выходе триггера Шмидта от напряжения на входе,

Фиг.5 - упрощенная блок-схема цепи измерения сигнала, функционирующая в соответствии с первым воплощением настоящего изобретения,

Фиг.6 - упрощенная блок-схема цепи измерения частотной области сигнала, функционирующая в соответствии со вторым воплощением настоящего изобретения,

Фиг.7А - упрощенная блок-схема цепи измерения частотной области сигнала, функционирующая в соответствии с третьим воплощением настоящего изобретения,

Фиг.7В - упрощенная блок-схема варианта третьего воплощения настоящего изобретения, в котором внешний таймер из Фиг.7А заменен внутренним таймером, встроенным в микропроцессор,

Фиг.8 - обобщенная принципиальная схема, показывающая один из способов воплощения таймера, представленного на Фиг.7А.

Фиг.9 - обобщенная принципиальная схема цепи измерения частотной области сигнала, функционирующая в соответствии с четвертым воплощением настоящего изобретения,

Фиг.10 - упрощенная принципиальная схема первого варианта воплощения Фиг.9,

Фиг.11 - второй вариант воплощения Фиг.9,

Фиг.12 - блок-схема модифицированной цепи измерения частоты, учитывающей температурную поправку,

Фиг.13 - приспособление для калибровки схемы, приведенной на Фиг.9,

Фиг.14 представляет схему для измерения частотной области сигнала, функционирующую в соответствии с еще одним воплощением измерительной схемы настоящего изобретения,

Фиг.15 и 16 - упрощенные графики формы сигнала, описывающие работу измерительной схемы из Фиг.14,

Фиг.17 - упрощенная блок-схема варианта измерительной схемы из Фиг.14 с внутренним таймером,

Фиг.18 - упрощенная блок-схема еще одного варианта измерительной схемы из Фиг.14 с внешним триггером Шмидта,

Фиг.19 - упрощенная принципиальная схема еще одного варианта измерительной схемы из Фиг.14, при котором пироэлектрический датчик заменен микрофоном,

Фиг.20 - принципиальная схема варианта измерительной схемы из Фиг.19, использующей внешний триггер Шмидта,

Фиг.21 - упрощенная принципиальная схема еще одного варианта измерительной схемы из Фиг.19, содержащей конденсаторный микрофон,

Фиг.22 - вариант воплощения Фиг.21с внешним триггером Шмидта,

Фиг.23 - упрощенная принципиальная схема еще одного варианта измерительной схемы из Фиг.14, в которой пироэлектрический датчик заменяется индуктором с сердечником для измерения электрического поля,

Фиг.24 - упрощенный график, на котором представлено типичное изменение индуктивности индуктора с сердечником из Фиг.23,

Фиг.25 - упрощенный график формы сигнала на входе синхронизации микропроцессора, поступающего от индуктора с сердечником, соединенных, как показано на Фиг.23, и индуктивность которых изменяется в соответствии с Фиг.24,

Фиг.26 - упрощенная принципиальная схема еще одного варианта схемы Фиг.14, в которой вместо пироэлектрического датчика используется фотодиод,

Фиг.27 - упрощенный график, на котором показан типичный световой сигнал, падающий на фотодиод,

Фиг.28 - упрощенный график волнового сигнала на входе синхронизации микропроцессора, ожидаемого от цепи из Фиг.26, когда фотодиод 180 освещается, как показано на Фиг.27,

Фиг.29 - обобщенная принципиальная схема типичного четырехканального пироэлектрического датчика,

Фиг.30 - упрощенная принципиальная схема варианта схемы из Фиг.14, содержащая четырехканальный пассивный инфракрасный (PIR) детектор из Фиг.29,

Фиг.31 - упрощенная принципиальная схема комбинированной цепи, в которой пироэлектрический датчик объединен с конденсаторным микрофоном, и

Фиг.32 - упрощенная принципиальная схема варианта схемы из Фиг.31, в которой пироэлектрический датчик объединен с электретным микрофоном.

Описание предпочтительных воплощений

Рассмотрим Фиг.1А, на которой приведена упрощенная блок-схема устройства-прототипа. Датчик 2 подсоединен через усилитель 4 с большим коэффициентом усиления к контролируемому источнику тока 6, имеющему на выходе конденсатор 7, другой конец которого заземлен. Выход источника тока подается на вход микропроцессора 8 через вход ввода-вывода (I/O), имеющий внутренний аналого-цифровой преобразователь 9. Между микропроцессором 8 и контролируемым источником тока 6 предусмотрена линия для прохождения сигнала сброса (RESET).

Во время работы датчик 2 формирует слабый сигнал, точное значение которого зависит от чувствительности датчика. Этот слабый сигнал усиливается в усилителе с высоким коэффициентом усиления, равным, предпочтительно, 10,000. Микропроцессор 8 заряжает конденсатор 7 до предварительного заданного высокого уровня напряжения, в это время на входе ввода-вывода (I/O) микропроцессора установлен низкий импеданс, после этого начинает измеряться период времени, в течение которого состояние входа ввода-вывода (I/O) изменяется к высокому импедансу. Конденсатор при этом разряжается через контролируемый источник тока до уровня, являющегося функцией от амплитуды сигнала датчика. Напряжение конденсатора отслеживается через вход ввода-вывода (I/O) микропроцессора, имеющий аналого-цифровой (A/D) преобразователь 9, когда напряжение на конденсаторе достигает предварительно заданного нижнего порогового значения, измерение времени завершается.

Рассмотрим график Фиг.1B, на котором представлена зависимость напряжения устройства, приведенного на Фиг.1А, от времени. Обычно конденсатор 7 за время t_c заряжается до максимального напряжения током от микропроцессора 8. Затем конденсатор разряжается до нижнего порогового значения, как упоминалось выше. В процессе детектирования сигнал на выходе датчика 2 незначительно изменяется, затем эти изменения усиливаются и влияют на цикл разряда конденсатора. Если датчик ничего не обнаруживает, тогда разряд до нижнего порогового значения занимает время t_Sn. С другой стороны, если датчик активируется, токи, вызванные им, влияют на цикл разряда конденсатора, который может занимать время минимально от t_S- до максимально t_S+. Дополнительные границы t_cR- и t_cR+ показывают широту возможного разброса времени разряда, как будет объяснено далее.

Для получения данных, соответствующих точной форме сигнала, можно использовать факт, что отклонения во времени разряда связаны с уровнем сигнала, сформированным пироэлектрическим датчиком. Зависимость может быть линейной или любой другой, зависит от цепи преобразования сигнала пироэлектрического датчика в измеряемый временной сигнал.

T_S=F(I_S), где:

I_S - ток, вырабатываемый датчиком,

T_S - время разряда под воздействием тока I_S.

Для обеспечения сложной обработки сигнала, основанной на точном измерении, схема обработки сигнала должна быть способной измерять сигнал с разрешением, по крайней мере, 1:250.

При измерении сигналов частотой вплоть до 10 Гц (в случае пассивных инфракрасных детекторов) для определения формы сигнала с хорошей точностью желательно проводить контрольные измерения сигнала с частотой, в 10 раз превышающей частоту сигнала, а именно 100 Гц, особенно для определения пика или критической точки сигнала.

Что касается других детекторов, возможно, обнаруживаемая (интересующая нас) частота будет больше или меньше 10 Гц. Соответственно регулируется частота контрольных измерений.

В вышеприведенном примере цикл измерения времени равен 10 мс. Мы можем прикинуть, что зарядная цепь заряжает конденсатор за 1 мс, нормальное время разряда (при необнаружении сигнала) составляет 5 мс и отклонение времени разряда под воздействием сигнала равно ±2 мс. Таким образом, как показано на Фиг.1, время t_c - это время заряда конденсатора 7 до максимального напряжения. Нормальное время разряда равно t_Sn и динамический диапазон лежит между t_S+ и t_S-. Как можно видеть, нормальное время разряда приблизительно равно 5 мс и может изменяться на ±2 мс под воздействием сигнала. (Время заряда обычно составляет 1 мс).

Как показано на Фиг.1В, кривая разряда может фактически достигать указанных выше пределов и способна сдвигаться вправо или влево в диапазоне от t_cR+ до t_cR- под воздействием отклонений в параметрах компонентов схемы.

Можно исключить этот дополнительный сдвиг, изменяя параметры разрядной или зарядной цепи таким образом, что динамический диапазон кривой разряда всегда останется внутри границ фиксированного диапазона времени без выхода за его пределы.

В примере, представленном на Фиг.1, диапазон отклонений равен 5 мс ±2 мс, что дает динамический диапазон в 4 мс. Требуемое разрешение - 1:250, а именно 16 нс в данном примере, при таких параметрах кривая сигнала на участке времени разряда - линейной формы. Если кривая не линейная, возможно разрешение изменилось во времени и вышло за пределы кривой разряда.

При использовании микропроцессора, предпочтительно, по крайней мере каждые 8 нс проверять напряжение на конденсаторе для достижения приемлемой точности.

При использовании микропроцессора, к которому через вход ввода-вывода (I/O) подсоединяется датчик, напряжение на конденсаторе, предпочтительно, измеряется каждые 8 нс. Обычно для измерения необходимо выполнить 4 машинные команды, и каждая машинная команда осуществляется за 4 машинных цикла, таким образом, само измерение занимает 0,5 нс. Также микропроцессору требуется зарядить конденсатор и все это предполагает частоту сигнала синхронизации микропроцессора 4 МГц. Тем не менее, даже при таком значении большинство ресурсов микропроцессора будет использовано только на контрольные измерения сигнала.

Микропроцессор измеряет каждый цикл разряда в отдельности. Неточности измерения, в частности неточности разрешения, способны накапливаться.

Возможно также подать напряжение конденсатора на вход прерывания микропроцессора. Однако для такой связи может потребоваться отдельная цепь для заряда конденсатора. Разрешение опять же зависит от циклов машинных команд и измеряется за каждый цикл заряда-разряда в отдельности.

Проблема воплощения, приведенного на Фиг.1, заключается в том, что для обработки сигнала необходимо использовать относительно быстрый микропроцессор.

Для достижения должной точности в измерении времени разряда необходима высокоточная схема измерения напряжения разряда, что является дополнительной проблемой. Применение аналого-цифровых (A/D) схем в микропроцессорах делает их более дорогостоящими, как упоминалось выше, и этого желательно избежать.

Электрические помехи, возникающие во время измерения, создают дополнительные проблемы, что может привести к искажению формы измеряемого сигнала и разрушить измерение в данном цикле. Например, если напряжение разряда конденсатора равно 2,5 В и разрешение аналого-цифровой (A/D) схемы, измеряющей напряжение разряда, составляет 1:250, а именно 10 мВ, появление любого шума, превышающего 10 мВ, на аналого-цифровой (A/D) схеме или конденсаторе может разрушить измерение. Таким образом, если по напряжению питания во время разряда конденсатора проходит импульс помехи напряжением 1,5 В, он передается через конденсатор на аналого-цифровую (A/D) схему, напряжение на конденсаторе в точке измерения может достигнуть равновесия и микропроцессор может принять решение, что время разряда завершилось, хотя фактически оно достигло только срединной точки.

На практике помехи длительностью всего лишь 2-3 не достаточно для полного разрушения измерения, длящегося 6 мс. Таким образом, под воздействием помех происходит серьезное искажение сигнала и работоспособность схемы обработки сигнала может полностью нарушиться. Поэтому схема преобразования должна быть полностью экранирована от внешней среды, а это способствует увеличению цены продукта. В качестве альтернативы необходимо создать дополнительные программные операции, что может или снизить точность измеряемого времени, или занять микропроцессор на более длительное время и сократить время, доступное для выполнения других операций.

Рассмотрим упрощенную блок-схему, приведенную на Фиг.2, раскрывающую первый вариант решения проблемы устройства-прототипа. Датчик 10, предпочтительно пироэлектрический датчик, соединен со входом генератора 12. Выход генератора 12 соединен со входом счетчика 14. Выход (OUT) счетчика 14 соединен с входом ввода-вывода микропроцессора 16, выход микропроцессора соединен с входом сигнала установки счетчика. Еще один вход микропроцессора соединен с таймером 18.

Счетчик 14 повышает уровень сигнала синхронизации, поступающего с выхода генератора 12. Датчик 10, соединенный с входом генератора, как описано выше, влияет на частоту генератора.

Специалистам известно, что датчики могут быть не только пироэлектрическими и могут заменяться другими датчиками, сопротивлениями, конденсаторами и другими подобными элементами.

Как будет более подробно описано ниже, генератор сконструирован для генерации относительно быстрых колебаний. Цикл измерения, включая устройство, приведенное на Фиг.2, следующий:

Перед началом цикла микропроцессор 16 формирует сигнал установки, который сбрасывает счетчик 14. В начале цикла сигнал установки подается на счетчик 14 и счетчик 14 начинает подсчитывать количество импульсов сигнала синхронизации, поступившего с выхода генератора. При достижении счетчиком 14 заранее установленного значения на выходе появляется сигнал. Выход подсоединен к входу ввода-вывода микропроцессора или, альтернативно, к другому входу, например, прерывания.

Микропроцессор 16 измеряет временной интервал между выдачей сигнала установки и появлением сигнала на выходе счетчика 14. Однако, как будет объяснено далее в отношении Фиг.3, именно выходной сигнал датчика управляет работой генератора 12 и, таким образом, измеренный интервал есть функция сигнала датчика. Фактически измеренный временной интервал эквивалентен измеренному времени в воплощении Фиг.1, однако, как станет очевидно позднее, он устойчив к большинству ранее обсуждаемых недостатков.

Таймер 18 выдает на микропроцессор 16 равномерный сигнал синхронизации.

Рассмотрим обобщенную блок-схему, представленную на Фиг.3, на которой более подробно изображены датчик 10 и генератор 12 из схемы, приведенной на Фиг.2. Датчик 10 - это пироэлектрический датчик, как обсуждалось ранее, он включает элемент 30, состоящий из 2 последовательно соединенных конденсаторов, соединенный параллельно с сопротивлением 32. Они, в свою очередь, соединены с входом МОП-транзистора 34 (полевой транзистор типа металл-окисел-полупроводник). Генератор 12 сформирован на двух последовательно соединенных триггерах Шмидта 36 и 38. Переключатель 40, состоящий из сопротивления 42 и транзистора 44, соединяет выход второго триггера Шмидта с входом первого триггера Шмидта.

Рассмотрим представленную на Фиг.4 типичную зависимость напряжения на выходе триггера Шмидта от напряжения на входе. Триггер - схема с двумя устойчивыми состояниями, причем напряжение выхода первого устойчивого состояния L₊ и второго - L_-. Переключение между этими состояниями происходит при пороговых значениях напряжения V-_ТН и V_TL. Разница между пороговыми значениями напряжения V_ТН-V_TL - гистерезис триггера.

Вернемся к Фиг.3, последовательная RC-цепь 46 соединена между напряжением питания и землей и между датчиком 10 и генератором 12. Последовательная RC-цепь 46 состоит из сопротивления 48 и конденсатора 50. Начальное состояние триггера Шмидта при включении - нижнее L_-. Ток от сопротивления 48 начинает заряжать конденсатор 50. Работа датчика 10 сказывается на времени заряда и разряда конденсатора 50. Если имеет место обнаружение, ток датчика изменится, что повлияет на время заряда и разряда конденсатора. Когда конденсатор зарядится до напряжения V_TH, верхнего порогового значения напряжения триггера Шмидта, триггер переключится в верхнее состояние L₊. Сигнал с выхода триггера Шмидта 38 подается на вход транзистора 44, причем напряжения L₊ сигнала достаточно, чтобы транзистор начал пропускать ток от конденсатора на землю, при этом конденсатор разряжается. Разряд быстро снижает напряжение на входе триггера Шмидта 36 (усилителя) до нижнего порогового значения V_LT и возвращает триггер к его нижнему состоянию L_-. Описанный цикл - это одно колебание генератора 12, значения сопротивления 48 и конденсатора 50 выбираются таким образом, чтобы обеспечить относительно быстрые колебания, один цикл измерений содержит большое число колебаний.

Другими словами, генератор 12 формирует на выходе регулярную частоту, на которую накладывается модуляция, причем модуляция, в основном, пропорциональна амплитуде сигнала, приходящего с выхода датчика 10. Так, аналоговый сигнал, формируемый датчиком, преобразуется в частотный сигнал. Затем этот частотный сигнал измеряется счетчиком 14 и микропроцессором 16, обеспечивая на выходе определение подлинного значения амплитуды сигнала датчика.

Так же, как и для устройства, представленного на Фиг.1, описанный выше полный цикл измерения, предпочтительно, повторяется каждые 10 мс. Задержка времени измерения может изменяться в диапазоне 6±2 мс, существует возможность изменения диапазона, изменяя параметры компонентов, такие как ток необнаружения датчика и другие.

Рассмотрим схему измерения частотной области сигнала, представленную на Фиг.5, функционирующую в соответствии с первым воплощением настоящего изобретения.

Отдельным узлам схемы, которые аналогичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одни и те же номера, и эти узлы вновь описываться не будут. RC-цепь, содержащая сопротивление 20 и конденсатор 22, соединена с входом синхронизации микропроцессора и предназначена для формирования сигнала синхронизации микропроцессора. Выход генератора 12 подается на многоразрядный счетчик 60, который подсчитывает число колебаний и индицирует полученное значение. Микропроцессор 16 проверяет выходное состояние счетчика 60 по окончании времени фиксированной задержки, обычно 6 мс, и просто считывает число колебаний, после чего сбрасывает счетчик. Этим он отличается от схемы из Фиг.2, в которой счетчик 14 всегда считает до фиксированного числа, а микропроцессор подсчитывает время, необходимое для достижения данного значения.

Преимуществом является и то, что в схеме из Фиг.1 конденсатор разряжается всего лишь один раз за цикл измерения, что обсуждалось ранее, а в схемах из Фиг.2, 3 и 5 разряжается много раз за один цикл. Если, например, длительность цикла равняется 10 мс, обычное время измерения составляет 6 мс, а предпочтительная частота генератора - около 500 кГц. В этом случае цикл заряда-разряда может осуществляться каждые 2 мкс, что составляет 3000 раз в противовес к одному. Смысл высокоскоростного заряда-разряда заключается в том, что окончательное измерение определяется как среднее значение от обычно 3000 отдельных индивидуальных измерений. Следовательно, ошибка в одном измерении, например в результате влияния электромагнитной помехи, скажется на окончательном результате цикла в пропорции 1:3000, а не 1:1, как в схеме из Фиг.1, что делает данное воплощение намного устойчивее к помехам.

На практике, что подтверждено воплощениями настоящего изобретения, вычисляется среднее значение погрешностей и интерференции, появляющихся при измерениях времени разряда конденсатора и значения напряжения, и их влияние компенсируется за счет внесения поправок, потому что измерения повторяются очень много раз.

Дополнительное преимущество - отсутствие необходимости в усилении. Емкость конденсатора 50, выполняющего измерения, значительно ниже, чем в устройстве-прототипе, и таким образом, для успешного управления им достаточно небольшого, без усиления, выходного сигнала от датчика 10. В дополнение, генератор и счетчик сами успешно формируют выходной сигнал, пригодный для микропроцессора. Напротив, в устройстве-прототипе необходимо значительно усилить ток пироэлектрического датчика для того, чтобы легко измерить влияние тока на время разряда относительно большого конденсатора.

Дополнительным преимуществом воплощений, представленных на Фиг.2, 3 и 5, является то, что микропроцессору не надо измерять значение напряжения на выходе конденсатора. Следовательно, нет необходимости в аналого-цифровом (A/D) преобразовании и остается больше времени на другие функции, таким образом, нет необходимости в более быстром процессоре.

Рассмотрим упрощенную блок-схему, приведенную на Фиг.6, на которой представлена схема измерения частотной области сигнала, функционирующая в соответствии со вторым воплощением настоящего изобретения. Отдельным узлам схемы, которые аналогичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одни и те же номера. На Фиг.6 датчик 10 и генератор 12 соединены способом, аналогичным приведенному в предыдущем воплощении. Однако, поскольку на выходе триггера Шмидта формируется действительно цифровой сигнал, он может непосредственно соединяться с микропроцессором 16. Термин "непосредственно" подразумевает соединение с микропроцессором либо через вход ввода-вывода (I/O), либо через вход прерывания микропроцессора. Недостатком связи по входу ввода-вывода (I/O) является необходимость контролировать вход на изменение напряжения с высокого на низкое и использование его для заряда конденсатора. По контрасту вход прерывания не нуждается в контрольных измерениях, так как он автоматически сообщает процессору, когда его состояние превысит пороговое значение. Разрешение измерения улучшается не только за счет экономии на контрольных измерениях, но и потому что прерывание является мгновенным. Однако, даже используя вход прерывания, процессор регулярно будет останавливаться прерыванием. При любом способе связи большинство процессорных ресурсов будет использовано, в основном, на зарядно-разрядный цикл конденсатора.

Как упоминалось выше в отношении Фиг.3, предпочтительная минимальная частота колебаний - около 500 кГц. Программируемый счетчик, способный работать на такой частоте, ответствен за расходование значительной части ресурсов обычного 4 МГц процессора, оставляя на остальные задачи очень незначительное время. Одним из решений является использование более быстрого, но и более дорогостоящего процессора.

Рассмотрим упрощенную блок-схему по третьему воплощению настоящего изобретения, представленную на Фиг.7А. В воплощении из Фиг.7А датчик 10 и генератор 12 соединены, как и в предыдущих воплощениях. Однако выход генератора 12 не подсоединен к входу ввода-вывода микропроцессора 16. Вместо этого, что является предпочтительным, он подсоединяется к входу синхронизации микропроцессора 16, разрешая генератору 12 функционировать в качестве тактового генератора микропроцессора. В некоторых видах микропроцессоров, таких как PIC16C505 производства Microchip Technology Inc., есть вход синхронизации (OSC2) и счетный вход (T0CKI). Таким образом, для обеспечения работы генератора и счетчика становится возможным использовать основной микропроцессор и не требуется специальная программа для заряда конденсатора или контрольных измерений напряжения, таким образом, нет необходимости в использовании программируемого таймера, который отнимает ресурсы микропроцессора 16. В данном воплощении цепь генератора состоит из сопротивления и конденсатора.

Как известно, в этом случае на внешний вход синхронизации микропроцессора поступает изменяемый во времени сигнал и микропроцессору недостает равномерного временного сигнала. Для этого предпочтительно к входу ввода-вывода (I/O) микропроцессора 16 подсоединяется внешний таймер 62, снабжая микропроцессор временным стробом, в течение которого микропроцессор будет подсчитывать импульсы. Зная количество импульсов, поступившее за данный временной строб, обеспечивается определение уровня сигнала датчика, как и в случае фиксированного интервала измерения в воплощении из Фиг.5.

Таким образом, воплощение из Фиг.7А позволяет реализовать устройство на базе основного микропроцессора с применением минимального количества дополнительных компонентов.

Исключительно привлекательной чертой воплощения, приведенного на Фиг.7А, является использование входа синхронизации микропроцессора для подсчета импульсов, что позволяет использовать частоты генератора, в среднем 4 МГц, без каких-либо трудностей, что существенно (в 8 раз относительно предыдущего примера) увеличивает допустимую частоту контрольных измерений и тем самым приводит к более точному измерению и лучшей чувствительности детектора. В дополнение, это позволяет измерять сигналы более высокой частоты по сравнению с предыдущим воплощением без расходования большого количества ресурсов процессора.

Рассмотрим упрощенную блок-схему, приведенную на Фиг.7В, на которой представлен вариант воплощения из Фиг.7А. В воплощении из Фиг.7В обходятся без внешнего таймера 62, используя встроенный внутренний таймер микропроцессора. Это воплощение применяется, когда микропроцессор имеет более одного внешнего входа синхронизации, как у некоторых относительно более сложных процессоров.

Рассмотрим обобщенную принципиальную схему, приведенную на Фиг.8, на которой представлен один из способов реализации таймера 62 из Фиг.7А. На Фиг.7А внешний таймер 62 содержит параллельную RC-цепь, состоящую из сопротивления 64, параллельно соединенного с конденсатором 66. Как известно специалистам, в качестве таймера 62 можно применять любой специализированный таймер или даже другой микропроцессор, должным образом запрограммированный.

В таймере, представленном на Фиг.8, вход ввода-вывода (I/O) в режиме вывода заряжает конденсатор 66 до верхнего порогового значения и затем переключается на режим ввода (к состоянию высокого импеданса) и контролирует время разряда конденсатора до нижнего порогового значения через сопротивление 64. Время разряда конденсатора 66 затем используется в качестве временного строба, в течение которого микропроцессор 16 подсчитывает импульсы, поступающие на его вход синхронизации. Режим ввода относительно долог (20 мс) и у микропроцессора нет необходимости контролировать вход ввода-вывода постоянно. Действительно, большую часть этого периода процессор может быть занят другими задачами. По окончании 20 мс интервала микропроцессор, предпочтительно неоднократно, проверяет, не вернулся ли вход к режиму вывода (к состоянию низкого импеданса). Когда устанавливает режим вывода, прекращается подсчет импульсов, состояние внутреннего счетчика считывается и анализируется.

Считывание и анализ внутреннего счетчика микропроцессора может осуществляться различными способами, включая сложную обработку сигнала и анализ определенного критерия характеристик сигнала, для оценки информации, полученной от датчика, формирования выходного сигнала обнаружения и обеспечения индикации сигнала тревоги. Диапазон методов обработки сигналов специалистам известен.

Рассмотрим обобщенную принципиальную схему, приведенную на Фиг.9, на которой представлено еще одно воплощение настоящего изобретения. В реализации из Фиг.9 отдельным узлам схемы, которые упоминались ранее, присвоены идентичные номера и они не будут обсуждаться вновь за исключением пояснений работы текущего воплощения. В реализации, приведенной на Фиг.9, внешний генератор 12 из Фиг.8 состоит из сопротивления 48 и конденсатора 50, подсоединенных непосредственно к входу синхронизации микропроцессора 16. Эта структура известна в литературе как "внешний RC-генератор" и использует внутреннюю схему входа синхронизации микропроцессора. Схема, показанная на Фиг.9, проста в исполнении, требует только наиболее распространенных микропроцессоров и незначительное число внешних компонентов и поэтому очень надежна. Примером такого микропроцессора является упоминаемый выше PIC16C505.

Рассмотрим приведенную на Фиг.10 упрощенную принципиальную схему первого варианта устройства из Фиг.9. В варианте, представленном на Фиг.10, отдельным узлам схемы, идентичным соответствующим узлам из предыдущих фигур, присвоены одинаковые номера и они не будут обсуждаться вновь. На Фиг.10 операционный усилитель 70 соединен между датчиком 10 и генератором 48, 50. Операционный усилитель 70 выполняет роль буфера между генератором 48, 50 и датчиком 10 и устраняет любые возможные проблемы несовместимости между ними. Например, обращаясь к схеме на Фиг.9, желательно, для ускорения заряда конденсатора 50 использовать небольшое сопротивление 48. В результате через это небольшое сопротивление 48 пропускается большой ток, который может разрушить датчик 10 или ограничить его работоспособность. Буферизация может быть с или без усиления, по необходимости. Но ясно то, что в данном воплощении нет необходимости в экстремально высоких уровнях усиления, какие используются в устройствах-прототипах. Датчик 10 предпочтительно соединяется между двумя сопротивлениями 72 и 74.

Рассмотрим Фиг.11, на которой представлен второй вариант воплощения схемы из Фиг.9. В схеме на Фиг.11 операционный усилитель 70 заменяется на PNP-транзистор 76. PNP-транзистор 76 выполняет ту же функцию буферизации между датчиком 10 и генератором 48, 50 или используется как контролируемый источник тока. Любые другие методы буферизации, имеющиеся в распоряжении специалистов, равноценно приемлемы и могут включать некоторое усиление.

Вышеупомянутые воплощения - примеры схем обработки сигналов, поступающих от пироэлектрического датчика, обеспечивающих высокую чувствительность обнаружения, низкую чувствительность к помехам и которые реализованы на базе основного микропроцессора с использованием абсолютно незначительного числа внешних компонентов схемы. В дополнение, бóльшая часть ресурсов процессора остается доступной для других задач. В предпочтительных воплощениях возможно получить точную форму сигнала и, что желательно, выполнять дальнейший анализ.

Одно из дополнительных требований к микропроцессору - отслеживать функцию преобразования сигнала, идущего от датчика 10 в точку внутри микропроцессора 16, в которой осуществляется подсчет импульсов. В общем случае, функция преобразовании линейная, но могут быть исключения. Предпочтительно, если функция преобразования или таблица переходов внесена в микропроцессор.

Дальнейшее требование, которое может быть предъявлено к микропроцессору - обеспечение постоянной перенастройки. Не все датчики формируют одинаковый сигнал в любых условиях, изменения температуры и другие могут влиять на результаты. Уже известный метод, имеющий дело с подобными эффектами, приведен в патенте US 5,414,263, на который неоднократно ссылались выше. Описанный в нем метод служит одновременно и фильтром низкой частоты, приводя к относительно большой скорости обновления и возможному снижению точности измерения. В ситуации, при которой измерение проводится с меньшей точностью, вред не наносится, но воплощения настоящего изобретения требуют других методов.

Рассмотрим блок-схему на Фиг.12, являющуюся модификацией воплощения настоящего изобретения, учитывающей температурную поправку. В схеме на Фиг.12 конденсатор 140 и сопротивление 142 с отрицательным температурным коэффициентом (NTC) соединены параллельно и подсоединяются к входу ввода-вывода (I/O) микропроцессора 16. Модификация применима во всех предыдущих и последующих воплощениях, в которых для измерения частоты используется вход синхронизации. Поскольку у микропроцессора 16 нет фиксированной временной шкалы, стандартные методы температурной компенсации не применимы. Данная модификация использует сопротивление с отрицательным температурным коэффициентом, хотя из литературы известны и сопротивления с положительным температурным коэффициентом.

В процессе функционирования микропроцессор 16 заряжает конденсатор 140 через вход ввода-вывода (I/O), к которому подсоединен. Порт затем переключается в состояние высокого импеданса, контролируя разряд конденсатора через сопротивление 142 с отрицательным температурным коэффициентом в течение зарядно-разрядного цикла, далее называемого NTC-циклом. Дополнительная пара, сопротивление 64 - конденсатор 66 задает временной строб (смотри выше Фиг.8). Как известно, продолжительность NTC-цикла зависит от величины сопротивления 142 с отрицательным температурным коэффициентом, которая, конечно же, изменяется с изменением температуры. Микропроцессор снабжен встроенной таблицей соответствия, с помощью которой возможно преобразовать длительности NTC-циклов или, в предпочтительном воплощении, количество NTC-циклов, произошедшее за временной строб, непосредственно в абсолютную температуру. Полученное таким образом значение температуры далее используется для перерасчета пороговых значений, которые, в свою очередь, переустанавливают пороги чувствительности.

Рассмотрим Фиг.13, на которой представлено приспособление для настройки воплощения, приведенного на Фиг.9. В схеме на Фиг.13 настроечный источник тепла 80 (сопротивление) помещен на одной линии (рядом) с корпусом датчика 10. Источник тепла 80 соединен с входом ввода-вывода (I/O) микропроцессора 16, который посылает импульсы предварительно заданной длины для возбуждения источника тепла. Влияние источника тепла на датчик может быть использовано микропроцессором для повторной калибровки. Микропроцессор, предпочтительно, отслеживает ток датчика, пока он не достигнет заданного значения, и берет полученное значение за основу при расчете поправки, вносимой при повторной калибровке. Процесс повторной калибровки, предпочтительно, выполнен в виде серии повторяющихся шагов, приводящих к сходимости в стабильном значении поправки.

Рассмотрим Фиг.14, представляющую собой еще одно воплощение схемы измерения настоящего изобретения. На Фиг.14 схема измерения 100 содержит внешний таймер 102, который состоит из конденсатора 104 емкостью 10 нФ, соединенного параллельно с сопротивлением 106 величиной 1,5 МОм. Внешний таймер 102 соединен с входом ввода-вывода 107 микропроцессора 108 для подачи на микропроцессор временного сигнала, как описывалось выше. Микропроцессор 108 имеет внешний вход синхронизации 110, который ведет к внутренней цепи 112, включающей, среди прочего, триггер Шмидта. Детали, входящие в состав внутренней схемы, обычно приводятся в производственной спецификации. В данном случае предпочтительным микропроцессором является микросхема PIC16C505, о которой упоминалось ранее. В описании приводятся ссылки на компоненты, содержащиеся в производственной спецификации, особенно на детали, относящиеся к входу синхронизации. Внешний вход синхронизации 110 соединен с пироэлектрическим датчиком 116 через транзистор 118, выполняющий роль буфера. Транзистор 118 соединен с землей через конденсатор 120 емкостью 20 пФ и соединен с источником питания через сопротивление 122 величиной 1 КОм. Пироэлектрический датчик 116 соединен с источником питания через сопротивление 124 величиной 1 МОм. Конденсатор 126 емкостью 10нФ, используемый для подавления помех, связывает сопротивление 124 с землей, сам пироэлектрический датчик 116 соединен с землей через параллельно соединенные электролитический конденсатор 128 емкостью 10 мкФ, сопротивление 130 величиной 240 КОм и конденсатор 132 емкостью 10 нФ, также предназначенные для подавления помех. Принцип действия схемы из Фиг.14 в значительной степени совпадает с описанием, приведенным для схемы из Фиг.11, в части, где сигнал, сформированный пироэлектрическим датчиком 116, буферизуется транзистором 118 и подается на внешний вход синхронизации 110 микропроцессора 108.

Рассмотрим упрощенные графики формы сигнала, приведенные на Фиг.15 и 16, описывающие работу схемы измерения из Фиг.14. На Фиг.15 показан типовой сигнал на выходе пироэлектрического датчика 116, измеренный в узловой точке А, указанной на Фиг.14. Сигнал на выходе пироэлектрического датчика очень низкой частоты, амплитуда которого в любой взятой точке зависит от того, что обнаружено датчиком. Как правило, небольшое количество помех накладывается на сигнал из Фиг.15 и именно они частично виновны за недостатки устройств-прототипов. Нередко помеха принимает форму относительно больших амплитудных выбросов сравнительно небольшой протяженности, часто называемых нами импульсом. В устройстве-прототипе одно измерение выполнялось за относительно длительный зарядно-разрядный цикл. В воплощениях настоящего изобретения, в отличие, измерения основаны на частоте, измеренной в течение большого количества относительно коротких зарядно-разрядных циклов, причем импульс помехи влияет только на один из этих циклов и потому оказывает незначительное влияние на целое измерение.

В нижней части Фиг.15 приведен график выходного сигнала, измеренного в узловой точке В на Фиг.14. На выходной сигнал в точке В влияют работа внутренней цепи 112 по внешнему входу синхронизации и ток, протекающий через транзистор 118, выполняющий роль буфера. Этот ток вызывается сигналом датчика и является причиной изменения частоты сигнала в верхней части Фиг.15. В нижней части Фиг.15 средняя частота равняется, предпочтительно, 4 МГц в соответствии с проектной скоростью предпочтительного воплощения.

На Фиг.16 представлен упрощенный график выходного сигнала внешнего таймера 102, измеренного в узловой точке С из Фиг.14. Сигнал, сформированный внешним таймером 102, используется микропроцессором 108, на выходе которого измеряется частота сигнала из Фиг.15. Временная константа внешнего таймера 102, предпочтительно, равна 20 мс, хотя специалисты могут выбрать другие значения константы в зависимости от приложений.

Рассмотрим Фиг.17, на которой приведена упрощенная блок-схема еще одного варианта схемы из Фиг.14. На Фиг.17 пироэлектрический датчик 116, генератор 122-120 и транзистор 118, выполняющий роль буфера, с соответствующими компонентами показаны как единый блок 140, обозначенный как схема пироэлектрического датчика переменной частоты. Схема пироэлектрического датчика переменной частоты 140 соединена, как и ранее, с внешним входом синхронизации 110 микропроцессора 108, но внешний таймер 102 заменен внутренней цепью микропроцессора 108.

Рассмотрим представленную на Фиг.18 упрощенную блок-схему еще одного варианта измерительной схемы из Фиг.14. В варианте на Фиг.18 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут вновь детально описываться за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. На Фиг.18 триггер Шмидта 150 соединен между транзистором 118, выполняющим роль буфера, и внешним входом синхронизации 110. Влияние триггера Шмидта на выходной сигнал показано на диаграммах, расположенных по сторонам триггера Шмидта 150. На входе триггера показан треугольный сигнал, полученный с выхода генератора, идентичный сигналу в нижней части Фиг.15. На выходе триггера Шмидта 150 - прямоугольный сигнал, пригодный для непосредственной синхронизации микропроцессора. Таким образом, воплощение из Фиг.18 не рассчитывает на наличие триггера Шмидта во внутренней цепи, к которой ведет внешний вход синхронизации 110. Диод 152, включенный параллельно триггеру Шмидта 150, обеспечивает путь для разряда конденсатора.

Специалистам понятно то, что хотя схема из Фиг.18 показана с внешним таймером 102, она в равной степени может быть преобразована в схему с внутренним таймером в соответствии с воплощениями из Фиг.17 или Фиг.7В.

Рассмотрим упрощенную принципиальную схему еще одного варианта измерительной схемы из Фиг.14, изображенной на Фиг.19. В варианте Фиг.19 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения.

В Фиг.19 вместо пироэлектрического датчика в качестве чувствительного элемента использует микрофон 160. Микрофон подсоединен к напряжению питания через сопротивление 162 величиной 10 кОм. Сигнал, сформированный микрофоном, идентичен сформированному пироэлектрическим датчиком 116, как показано на Фиг.14, и, таким образом, пригоден для обработки описанным выше способом.

Рассмотрим представленную на Фиг.20 принципиальную схему варианта измерительной цепи из Фиг.19. Отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. Вариант на Фиг.20 вновь включает микрофон как чувствительный элемент, однако вместо узлового соединения выходной точки генератора-буфера непосредственно с внешним входом синхронизации 110 микропроцессора 108 встраивается цепь внешнего триггера Шмидта 150 с диодом 152 из Фиг.18. Это позволит применять микропроцессоры, не содержащие триггер Шмидта во внутренней цепи синхронизации.

Рассмотрим представленную на Фиг.21 упрощенную принципиальную схему еще одного варианта измерительной цепи из Фиг.19, включающую конденсаторный микрофон. Отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. В варианте из Фиг.21 не предусмотрен транзистор 118, выполняющий роль буфера. В сущности, воплощение работает так же, как и в описанном выше случае из Фиг.7А, за исключением того, что датчиком является микрофон. Ценно то, что могут использоваться различные виды микрофонов, включая конденсаторный тип микрофона.

Рассмотрим Фиг.22, на которой представлен еще один вариант воплощения Фиг.19. В воплощении на Фиг.22 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. В Фиг.22 опять-таки нет буфера. В дополнение предусматривается схема триггера Шмидта 150 с диодом 152 из Фиг.18, что позволяет использовать микропроцессор, не содержащий внутренний триггер Шмидта.

Ценно то, что, в каждом из случаев, представленных в Фигурах с 19 по 22, внутренний таймер может быть использован для замены внешнего таймера 102. В дополнение могут использоваться различные виды датчиков, включая детекторы разбивания стекла, ультразвуковые, инфракрасные и другие.

Рассмотрим представленную на Фиг.23 упрощенную принципиальную схему еще одного варианта измерительной цепи из Фиг.14. В Фиг.23 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. Вместо пироэлектрического датчика 116 из Фиг.14 в качестве чувствительного элемента здесь предусмотрен индуктор с сердечником 170 и магнит 171. При движении магнита 171 в направлении индуктора с сердечником 170 изменяется магнитное поле, сдвигая рабочую точку индуктора с сердечником 170. Таким образом, импеданс катушки изменяется и влияет на вход синхронизации микропроцессора. Результат может использоваться для измерения колебаний или других форм движения или перемещения. Индуктор с сердечником 170 связан с обеих сторон с землей через два конденсатора емкостью 10 пФ каждый, 172 и 174 соответственно, которые служат, в частности, в качестве колебательных конденсаторов.

Детектор в виде индуктора с сердечником, представленный на Фиг.23, может использоваться в качестве датчика сдвига, прикрепляемого к произведениям искусства в музеях и галереях. Это можно сделать, присоединив к предмету либо цепь индуктора с сердечником 170, либо магнит 171. Датчик может чувствовать наиболее слабые колебания или поступательные движения для того, чтобы инициировать сигнал тревоги.

Будет оценено то, что в случае, представленном на Фиг.23, внутренний таймер может быть использован для замены внешнего таймера 102.

Рассмотрим Фиг.24, на которой представлен упрощенный график типичного изменения индуктивности индуктора с сердечником 170. На графике показано низкочастотное колебание с наложенным шумом. Как будет оценено, форма кривой очень похожа на форму сигнала, приведенную в верхней части Фиг.15.

Рассмотрим график на Фиг.25, на котором изображена упрощенная форма сигнала, переданного на вход микропроцессора 108 от индуктора с сердечником 170, соединенных, как показано на Фиг.23, причем индуктивность изменяется так, как показано на Фиг.24. На графике показано синусоидальное колебание относительно высокой частоты, которое может быть измерено путем сравнения с временным сигналом внешнего таймера 102, как описано выше при описании Фиг.7А. График значительно упрощен и, как известно специалистам, не отмасштабирован. Частота колебания в действительности на несколько порядков выше, чем частота сигнала датчика.

Рассмотрим представленную на Фиг.26 упрощенную принципиальную схему еще одного варианта измерительной цепи из Фиг.14. В воплощении из Фиг.26 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. Схема из Фиг.26 в высшей степени сходна с представленной на Фиг.14 за исключением того, что чувствительным элементом является фотодиод 180. Специалистам известно, что датчик может с равным успехом быть фоторезистором и также служить в качестве основного компонента в механизме дистанционного управления или даже для удаленной аналоговой связи.

Будет оценено то, что в случае, представленном на Фиг.26, внутренний таймер может быть использован для замены внешнего таймера 102.

Рассмотрим упрощенный график, представленный на Фиг.27, на котором изображен типичный световой сигнал, падающий на фотодиод. Показан синусоидальный сигнал низкой частоты.

Рассмотрим представленную на Фиг.28 упрощенную диаграмму сигнала волнообразной формы, ожидаемого на входе синхронизации микропроцессора от цепи из Фиг.26, когда фотодиод 180 освещается, как показано на Фиг.27. На диаграмме представлен высокочастотный импульсный сигнал, который легко может быть измерен на выходе внешнего таймера 102.

Рассмотрим известную из литературы обобщенную принципиальную схему типичного четырехканального пироэлектрического датчика, представленную на Фиг.29. Четырехканальный пироэлектрический датчик 188 предпочтительно содержит два пироэлектрических датчика 190 и 192, соединенных тыльными сторонами и имеющих общую узловую точку 194 и индивидуальные выходные точки 196 и 198 для каждого пироэлектрического датчика 190 и 192 соответственно. Как известно специалистам, пироэлектрический датчик имеет улучшенные возможности подавления ложного сигнала и может быть, преимущественно, подсоединен к варианту схемы из Фиг.14.

Рассмотрим представленную на Фиг.30 упрощенную принципиальную схему варианта цепи из Фиг.14, содержащую четырехканальный пироэлектрический датчик 188. На Фиг.30 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. Индивидуальная выходная точка 196 соединена с входом а микропроцессора через сопротивление 200 и с входом а' микропроцессора через электролитический конденсатор 204. Индивидуальная выходная точка 198 соединена с входом b микропроцессора через электролитический конденсатор 206 и с входом b' микропроцессора через сопротивление 202. Два пироэлектрических датчика 190 и 192 в течение цикла обеспечивают под контролем микропроцессора 16 поочередные измерения следующим образом. На входах а и а' установлен высокий импеданс, входы b и b' заземлены, так что пироэлектрический датчик 192 способен влиять на вход синхронизации микропроцессора, как описано выше. За этим следует шаг, в котором на входах b и b' установлен высокий импеданс и входы а и а' заземлены, разрешая пироэлектрическому датчику 190 воздействовать на микропроцессор. Индивидуальные выходные соединения, предпочтительно, управляют внутренней контрольной системой микропроцессора, построенной по принципу "логического И", для определения, один или оба пироэлектрических датчика 190 и 192 активированы. Если был активирован только один из них, сигнал тревоги, предпочтительно, игнорируется как ложный. Возможны также другие критерии принятия решения.

Рассмотрим представленную на Фиг.31 упрощенную принципиальную схему, показывающую, как пироэлектрический датчик 116 может быть соединен с конденсаторным микрофоном 210, чтобы реализовать дуальную технологию детекторов. На Фиг.31 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. Конденсаторный микрофон 210 подсоединяется вместо конденсатора 120 из Фиг.14 и формирует часть схемы генерации импульсов и таким образом выполняет дуальную функцию - распознавание звука и формирование колебаний. Звук и пироэлектрические сигналы принадлежат к относительно различным полосам частот и могут таким образом отфильтровываться и обрабатываться отдельно. В одном из предпочтительных воплощений фильтрация может выполняться внутри микропроцессора.

Рассмотрим приведенную на Фиг.32 упрощенную принципиальную схему варианта цепи из Фиг.31. На Фиг.32 отдельным узлам схемы, которые идентичны представленным в предыдущих фигурах, присвоены одинаковые номера и они не будут описываться вновь за исключением случаев, необходимых для понимания настоящего воплощения. В схеме на Фиг.32 вместо конденсаторного микрофона 210 располагается в привычном месте обычный конденсатор 120, электретный микрофон 220 отрегулирован с помощью настроечного сопротивления 222 и подсоединен ко входу второго буферного транзистора 224. Сам буферный транзистор подсоединен к источнику питания через сопротивление 226 и, таким образом, на генераторный конденсатор поступает объединенный сигнал от пироэлектрического датчика 116 и электретного микрофона 220.

Ценно то, что, в каждом из случаев, представленных в Фигурах с 27 по 32, внутренний таймер может быть использован для замены внешнего таймера 102.

Схемы, представленные на Фиг.31 и 32, могут быть использованы для детекторов, выполненных по дуальной технологии, с различным принципом действия. Например, конденсаторный микрофон 210 или электретный микрофон 220 могут одновременно использоваться для обнаружения двух различных акустических явлений, колебаний, ударов и так далее. Эти явления могут отличаться частотой, амплитудой и так далее. В общем, детекторы дуальной технологии описанных выше видов могут быть построены, используя другие комбинации двух или даже более датчиков, что известно специалистам, при наличии подходящего генератора и при выработке дифференцируемых сигналов.

Специалистам в данной области понятно, что настоящее изобретение не ограничено только описанным и показанным выше. Рамки данного изобретения включают как комбинации и субкомбинации различных описанных выше примеров, так и их варианты и модификации, которые будут очевидны специалистам при прочтении настоящего описания.

Схема предназначена для измерения сигнала датчика физической величины и может быть использована в устройствах обнаружения вторжения. Схема имеет сигнальный вход, микропроцессор и генератор импульсного сигнала. Частота генератора является функцией амплитуды сигнала на сигнальном входе схемы. Генератор подключен к входу синхронизации микропроцессора. Микропроцессор измеряет частоту импульсного сигнала на своем входе синхронизации путем сравнения импульсного сигнала с временным сигналом, тем самым обеспечивая индикацию амплитуды входного сигнала. Схема позволяет создавать на ее основе детекторы с небольшим количеством компонентов, высокой точностью измерения сигнала, минимальным усилением или отсутствием его, минимальным искажением сигнала, лучшей устойчивостью к радиочастотным помехам и электромагнитному излучению, которые требуют только широко распространенных на рынке микропроцессоров. 6 н. и 40 з.п. ф-лы, 32 ил.

1. Схема измерения сигнала, включающая:

сигнальный вход,

микропроцессор, имеющий вход синхронизации, и

генератор,

причем упомянутый генератор предназначен для генерации импульсного сигнала, частота которого является функцией амплитуды первого сигнала, принятого на упомянутый сигнальный вход, и для передачи этого импульсного сигнала на упомянутый вход синхронизации упомянутого микропроцессора,

причем этот микропроцессор предназначен для измерения частоты упомянутого импульсного сигнала путем сравнения данного импульсного сигнала с временным сигналом, тем самым обеспечивая индикацию амплитуды упомянутого первого сигнала.

сигнальный вход, микропроцессор, имеющий вход синхронизации, и цепь тактового генератора, соединенную с упомянутым входом синхронизации и генерирующую сигнал синхронизации для упомянутого микропроцессора, в которой частота упомянутого сигнала синхронизации микропроцессора изменяется как функция амплитуды сигнала, полученного на упомянутом сигнальном входе, причем упомянутый микропроцессор способен осуществлять обработку сигнала синхронизации и обеспечивать индикацию амплитуды упомянутого сигнала, принятого на упомянутом сигнальном входе.

датчик, формирующий выходной сигнал датчика, микропроцессор, имеющий вход синхронизации, и цепь тактового генератора, связанную с упомянутым входом синхронизации и вырабатывающую сигнал синхронизации для упомянутого микропроцессора, в котором частота упомянутого сигнала синхронизации микропроцессора изменяется как функция амплитуды упомянутого сигнала датчика, и упомянутый микропроцессор обрабатывает данный сигнал синхронизации и обеспечивает индикацию обнаружения, когда упомянутый сигнал датчика соответствует определенным критериям.

подачу первого сигнала на цепь генератора, генерирующего входной сигнал синхронизации для микропроцессора, причем частота упомянутого сигнала синхронизации изменяется как функция амплитуды упомянутого первого сигнала, и упомянутый микропроцессор предназначен для обработки этого сигнала синхронизации и определения параметров упомянутого первого сигнала путем измерения изменений частоты упомянутого сигнала синхронизации.