СПОСОБ НЕКОГЕРЕНТНОГО ОБНАРУЖЕНИЯ ИМПУЛЬСНОГО РАДИОСИГНАЛА НА ФОНЕ МЕШАЮЩЕГО РАДИОИМПУЛЬСА И БЕЛОГО ШУМА Российский патент 2006 года по МПК G01S7/292 H04B1/00 

Изобретение относится к технике приема (обнаружения) импульсных радиосигналов при наличии сигналов мешающих отражений (интерференционных замираний) и белого шума, может быть использовано в системах передачи дискретной информации и в радиолокации и является дальнейшим усовершенствованием изобретения по патенту №2160905.

Актуальность данной проблемы обусловлена присутствием в большинстве каналов связи в точке приема, кроме основного сигнала, дополнительных мешающих сигналов, порожденных основным сигналом с перекрытием с ним во времени. При этом, если мешающий сигнал окажется в противофазе с основным, то это приведет к резкому уменьшению амплитуды основного сигнала и соответствующему увеличению вероятности ошибки в регистрации информационного символа на фоне белого шума. Так как в данном случае начальные фазы основного и мешающего радиосигналов являются независимыми случайными величинами, равновероятно распределенными в интервале [-π, π], то это обстоятельство приведет к существенному снижению помехоустойчивости (достоверности) обнаружения импульсных радиосигналов.

Известен способ обнаружения импульсного радиосигнала на фоне мешающих радиоимпульсов при многолучевом распространении радиоволн и белого шума, в основу реализации которого положено использование так называемого испытательного импульса, по реакции капала на который в приемнике регулируется линейный четырехполюсник с целью компенсации мешающих радиосигналов кроме первого (основного), (Л.М.Финк. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Сов. радио, 1970. - С.487-488).

К недостаткам данного способа относится сложность в его технической реализации, а также то, что он практически не применим для каналов с быстрыми замираниями, при которых импульсная функция канала H(t, τ) может существенно измениться между двумя соседними посылками испытательного импульса, что приведет к неверной регулировке параметров компенсирующего четырех полюсника и, следовательно, к невозможности эффективной компенсации мешающих радиосигналов. Кроме того, даже при медленных замираниях этот способ работает только при относительно низком уровне помех в канале, так как при большом уровне помех будет необратимо искажена импульсная функция канала H(t, τ) с последствиями, аналогичными при быстрых замираниях. Дополнительно к этому, наличие постоянно-действующего испытательного импульса снижает общую пропускную способность канала связи.

Другим известным способом обнаружения сигнала при наличии мешающих отражений является так называемый метод защитного промежутка, сущность которого заключается в том, что при известной длительности реакции канала L и длительности сигнала Т на решающую схему приемника подаются только отрезки сигнала длительностью T-L, на которых не происходит перекрытия во времени соседних элементов (Л.М.Финк. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Сов. радио, 1970. - С.463).

Недостатком данного способа обнаружения является уменьшение рабочей энергии информационных сигналов за счет исключения перекрытых во времени отрезков сигнала, что в конечном итоге на фоне белого шума приводит к пропорциональному снижению достоверности обнаружения.

Кроме перечисленных способов для повышения достоверности приема информации в условиях интерференционных замираний применяют методы разнесения элементов сигнала по времени или (и) по частоте. Сущность разнесения по времени заключается в передаче каждого элемента сигнала дважды или трижды с интервалом времени, превышающим время корреляции замираний. Частотное разнесение заключается в дублировании передаваемого элемента сигнала в разных полосах частот (Л.М.Финк. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Сов. радио, 1970, - С.398-399),

Недостатки этих способов очевидны: при разнесении по времени замедляется результирующая скорость передачи информации, а при частотном разнесении увеличивается общая занимаемая полоса частот каналом связи при неизменной скорости передачи.

Таким образом, краткий анализ известных способов приема (обнаружения) импульсных радиосигналов в условиях мешающих сигналов, приводящих к интерференционным замираниям свидетельствует об актуальности и незавершенности решения данной проблемы.

Наиболее близким к предлагаемому является способ обнаружения импульсного радиосигнала, описанный в патенте на изобретение №2160905, использующий двухканальное обнаружение, причем в первом основном канале обнаружения применяют согласованную фильтрацию сигнала с последующим пороговым принятием решения о его наличии или отсутствии по выбранному критерию, а во втором дополнительном канале обнаружения осуществляют оценку постоянной составляющей времени задержки между информационным и мешающим сигналами, на основе чего определяют момент времени τ₀ опорного отсчета с последующим измерением в нем напряжения шума и вычислением его коэффициента корреляции между опорным и информационным отсчетами, по которым при известной мощности выходного шума Р_ш согласованного фильтра и заданной вероятности ложной тревоги Р_F вычисляют значение порога принятия решения, которое устанавливают в управляемом пороговом устройстве дополнительного канала обнаружения, при этом итоговое решение о наличии или отсутствии сигнала принимают на основе частных решений по основному и дополнительному каналам обнаружения по правилу: сигнал обнаруживается, если хотя бы в одном из частных каналов обработки он регистрируется.

Недостатком данного способа (прототипа) является зависимость его характеристик обнаружения от начальной фазы обнаруживаемого (информационного) сигнала, которая в большинстве случаев является случайной величиной, равновероятно распределенной в интервале [-π, π], что приведет к резкому снижению достоверности обнаружения на фоне белого шума.

Действительно, пусть обнаруживаемый выходной радиосигнал согласованного фильтра в общем случае имеет вид:

где U₁(t) и ω₀ - соответственно огибающая радиосигнала (медленно меняющаяся функция) и его частота; ϕ₁ - случайная начальная фаза.

При этом мешающий радиосигнал на выходе согласованного фильтра, перекрытый во времени с основным радиосигналом,

где U₂(t) - огибающая мешающего радиосигнала; t₀ - постоянная составляющая времени задержки относительно информационного сигнала; Ψ=ω₀Δt - случайная начальная фаза, обусловленная случайным временным сдвигом Δt; ϕ₀=ω₀t₀ - постоянная начальная фаза.

В этом случае, если опустить промежуточные преобразования, вероятность правильного обнаружения сигнала в первом (основном) канале обработки прототипа будет иметь вид:

где Ф(·) и Ф^-1(·) - соответственно прямая и обратная функции табулированного интеграла вероятности; P_F1 - заданная вероятность ложной тревоги; U₁(0) и U₂(-t₀) - соответственно амплитуды информационного и мешающего сигналов в момент отсчета (регистрации); Р_ш - мощность шума на выходе согласованного фильтра.

Вероятность правильного обнаружения сигнала во втором дополнительном канале обработки будет равна

где r(τ₀) - коэффициент корреляции шума на выходе согласованного фильтра между опорным и информационным отсчетами; τ₀ - момент опорного отсчета, определяемый точкой пересечения огибающих сигналов:

Из выражений (3) и (4) видно, что вероятности Р_Д1 и Р_Д2 существенным образом зависят от начальных фаз информационного сигнала ϕ₁ и мешающего сигнала ψ, которые являются независимыми случайными величинами, равновероятно распределенными в интервале [-π, π].

Усредненные по фазам вероятности правильного обнаружения в основном и дополнительном каналах обработки можно определить следующим образом:

При этом результирующая усредненная вероятность правильного обнаружения в прототипе определяется выражением:

Рассмотрим частный случай, когда радиосигнал на выходе согласованного фильтра имеет гауссову форму:

а мешающий сигнал имеет такую же форму и параметры, но только сдвинутый по времени относительно информационного сигнала на время t₀+Δt:

В соответствии с (5) точка пересечения огибающих информационного и мешающего сигналов τ₀ находится из уравнения:

в результате решения которого находим

Эффективная длительность гауссова импульса (9), при определении ее на уровне 0,1 от амплитуды будет равна

Введем параметр χ, характеризующий относительное временное перекрытие информационного и мешающего сигналов на выходе согласованного фильтра:

При этом временной сдвиг сигналов, выраженный через χ с учетом (13) будет равен

Для получения численного значения вероятности правильного обнаружения в способе-прототипе, положим, что отношение сигнал/шум по мощности на выходе согласованного фильтра при наличии только одного информационного сигнала равно 2E/N₀=40, где Е, N₀ - соответственно энергия сигнала и спектральная плотность мощности белого шума. При этом отношение сигнал/шум по напряжению будет равно . Если принять амплитуду сигнала в момент отсчета U_m=U₁(0)=1, то . Пусть частота радиосигнала, на которой осуществляется его обработка равна f₀=500 кГц, а относительное время перекрытия информационного и мешающего сигналов χ=0,7, при котором абсолютное время задержки между этими сигналами при α=1 в соответствии с (15) будет равно t₀=0,9. При этом точка пересечения огибающих сигналов в соответствии с (12) будет равна τ₀=0,45, при которой коэффициент корреляции помехи на выходе согласованного фильтра между опорным и информационным отсчетами будет равен , а значение огибающей мешающего сигнала в точке принятия решения (t=0) в соответствии с (10) будет равно U₂(0)≈0,445.

При данных значениях и равных вероятностях ложной тревоги в обоих каналах обработки Р_F1,2=10^-3, по выражениям (3), (4), (8) с применением численного интегрирования, рассчитана усредненная по фазам ϕ₁ и ψ результирующая вероятность правильного обнаружения в способе-прототипе, которая оказалась равной . Полученный результат свидетельствует о низкой эффектности когерентного обнаружения сигнала со случайной начальной фазой даже при значительном отношении сигнал/шум (2E/N₀=40), что является существенным недостатком способа-прототипа.

Технический результат изобретения заключается в повышении достоверности обнаружения импульсного радиосигнала со случайной начальной фазой на фоне мешающего радиоимпульса и белого шума при неизменных энергетических и частотно-временных ресурсах канала связи.

Данный технический результат достигается за счет принятия решения по огибающей процесса на выходе линейного детектора огибающей и, следовательно, за счет исключения случайной начальной фазы информационного сигнала при его обработке. При этом используется различие в формах огибающей результирующего выходного сигнала (с учетом мешающего сигнала) и огибающей корреляционной функции выходного шума согласованного фильтра, что позволяет использовать дополнительную информацию об огибающей шума, измеренного в опорном отсчете. В результате итоговое решение о наличии или отсутствии сигнала по выбранному критерию принимают на основе двух частных решений: по безотносительному наличию или отсутствию сигнала огибающей на выходе линейного детектора и по наличию или отсутствию сигнала огибающей того же линейного детектора относительно значения огибающей шума, измеренного в опорном отсчете. При этом правило принятия итогового решения следующее; сигнал обнаруживается, если хотя бы в одном из частных каналов обработки он регистрируется.

Для чего совместно с известным способом обнаружения радиосигнала, использующим двухканальное обнаружение, причем в первом основном канале обнаружения применяют согласованную фильтрацию сигнала с пороговым принятием решения о его наличии или отсутствии по выбранному критерию, а во втором дополнительном канале обнаружения, осуществляют оценку постоянной составляющей времени задержки между информационным и мешающим сигналами, на основе чего определяют момент времени τ₀ опорного отсчета с последующим измерением в нем напряжения шума и вычислением его коэффициента корреляции между опорным и информационным отсчетами, по которым при известной мощности выходного шума Р_ш согласованного фильтра и заданной вероятности ложной тревоги Р_F вычисляют значение порога принятия решения, которое устанавливают в управляемом пороговом устройстве дополнительного канала обнаружения, при этом результирующее решение о наличии или отсутствии сигнала принимают на основе частных решений по основному и дополнительному каналам обнаружения по правилу; сигнал обнаруживается, если хотя бы в одном из частных каналов обработки он регистрируется, применяют некогерентное обнаружение и, следовательно, решение принимают по огибающей процесса на выходе линейного детектора огибающей, поэтому в момент опорного отсчета τ₀ измеряют значение огибающей шума U_ш(τ_о) и вычисляют значение огибающей коэффициента корреляции R₀ шума на выходе согласованного фильтра между опорным и информационным отсчетами, а значение порога П(τ₀), которое устанавливают в управляемом пороговом устройстве дополнительного канала обнаружения, вычисляют по формуле:

где Q^-1(·) - функция, обратная табулированной функции Маркума, а огибающая коэффициента корреляции шума определяется выражением:

Из (16) следует, что при изменении напряжения шума в опорном отсчете U_ш(τ₀), для обеспечения постоянной вероятности ложной тревоги P_F, необходимо соответствующим образом менять порог принятия решения П(τ₀). Порядок вычисления порога следующий: поскольку функция Маркума является табулированной функцией двух переменных (аргументов), то по обратному значению этой функции при заданной вероятности ложной тревоги Q^-1(P_F) и значению одного из аргументов , определяется значение другого аргумента этой функции, который после умножения на дает значение искомого порога П(τ₀).

Так как в данном способе решение принимается по огибающей процесса на выходе линейного детектора, то выражение для П(τ₀) существенно отличается от аналогичного выражения при когерентном обнаружении сигнала, описанном в патенте №2160905.

Таким образом, данный способ обнаружения импульсного радиосигнала как и прототип для своей реализации не требует знания текущей импульсной (частотной) характеристики канала H(t,τ) и, следовательно, истребует постоянно действующих зондирующих сигналов, снижающих пропускную способность канала. Способ не требует также разнесения по времени и по частоте, а позволяет в рамках неизменных энергетических и частотно-временных ресурсов повысить достоверность обнаружения радиосигналов со случайной начальной фазой в условиях интерференционных замираний.

Наличие в приемнике двух каналов некогерентной обработки сигнала взаимно дополняют друг друга по эффективности. Если в одном канале условия обнаружения ухудшаются, то во втором канале в тот же момент времени условия обнаружения улучшаются автоматически и в результате показатели итогового обнаружения, как будет показано ниже, практически не ухудшаются.

Представим доказательство наличия указательного технического результата в предлагаемом способе обнаружения.

Из выражений (3) и (4) следует, что результирующие амплитуды (огибающие) сигналов в момент отсчета информационного символа и в опорном отсчете соответственно равны:

Вероятность ложной тревоги по основному каналу при некогерентном обнаружении определяется известным выражением (В.И.Тихонов. Оптимальный прием сигналов. - М.; Радио и связь, 1983. - С.84);

где П - абсолютное значение порога принятия решения.

Если выразить порог через вероятность ложной тревоги, то из (20) получим

Вероятность правильного обнаружения по основному каналу, выраженная через вероятность ложной тревоги с учетом (18) имеет вид:

где Q(·) - табулированная функция Маркума.

Для получения безотносительной вероятности правильного обнаружения необходимо выражение (22) усреднить по всем возможным значениям фазы ψ:

Решение интеграла (23) возможно только численным методом, так как в элементарных и известных специальных функциях он не выражается.

Для определения вероятности ложной тревоги и правильного обнаружения по дополнительному каналу необходимо оперировать двумерной плотностью вероятности огибающих между информационным и опорным отсчетами при отсутствии и наличии информационного сигнала.

Двумерная плотность вероятности огибающей в наших обозначениях при отсутствии сигнала имеет вид (Б.Р.Левин. Теоретические основы статистической радиотехники. - М.: Сов. радио, 1974. - С.331):

где I₀(·) - функция Бесселя нулевого порядка.

Одномерная плотность вероятности огибающей по опорному отсчету представляет собой распределение Релея;

При этом условная плотность вероятности по информационному отсчету относительно опорного будет равна

Вероятность ложной тревоги определяется следующим образом:

При подстановке в (27) выражения плотности вероятности (26), проведения замены переменной интегрирования и решения интеграла, получим

Как следует из (28), вероятность ложной тревоги в дополнительном канале обнаружения зависит от значения огибающей шума в опорном отсчете U₂=U_ш(τ₀) и степени корреляционной связи R₀ между опорным и информационным отсчетами. Если зафиксировать вероятность ложной тревоги Р_F3 и выразить порог П из (28), то получим приведенное ранее выражение (16). При незначительном временном перекрытии информационного и мешающего радиосигналов R₀≈0 и выражение (28) переходит в известное выражение (20) вероятности ложной тревоги при классическом некогерентном обнаружении импульсных радиосигналов.

При наличии информационного сигнала совместная двумерная плотность вероятности огибающих в информационном и опорном отсчетах будет иметь вид (Б.Р.Левин, Теоретические основы статистической радиотехники. - М.: Сов. радио, 1974. - С.332);

где А₁ и А₂ - значения амплитуд сигналов в информационном и опорном отсчетах, которые определяются выражениями (18) и (19);

I_n(·) - функция Бесселя n-го порядка; ε_n=1 при n=0 и ε_n=2 при n>0.

Одномерная плотность вероятности огибающей по опорному отсчету в этом случае будет равна

При этом условную плотность вероятности по информационному отсчету относительно опорного определим, пользуясь (29) и (30);

При известной условной плотности вероятности огибающей вероятность правильного обнаружения определяется следующим образом;

Для решения интеграла (32) с учетом (31) необходимо Бесселевы функции разложить в соответствующие степенные ряды и выполнить почленное интегрирование. Полученная при этом формула для расчета Р_Д2 оказывается чрезмерно громоздкой с необходимостью выполнения многократного суммирования, и следовательно, является неприемлемой для практических расчетов.

Для упрощения выражения для Р_Д2 применяется следующий прием. Исследования показывают, что при изменении напряжения в опорном отсчете U₂ плотность вероятности (31) смещается по оси значений аргумента практически без деформации своей формы, при этом одновременно порог принятия решения П(τ₀), определяемый выражением (16), изменяется таким образом, что вероятность правильного обнаружения Р_Д2 при изменении значения огибающей в опорном отсчете практически не меняется. Следовательно, значение Р_Д2 при любом U₂=U_ш(τ_o) будет практически таким же, как и при U₂=0. При этом условная плотность вероятности (31) значительно упрощается и принимает вид:

В этом случае вероятность правильного обнаружения сигнала в соответствии с (32) с учетом (33) будет равна

После подстановки в (34) вместо А₁ и A₂ их значений, определяемых выражениями (18) и (19), получим

Аналогично (23) для получения усредненной вероятности правильного обнаружения необходимо выражение (35) проинтегрировать по всем значениям фазы ψ:

При отсутствии перекрытия или при незначительном перекрытии информационного и мешающего сигналов, когда U₂(-t₀)≈0 и R₀≈0, выражение (35) переходит в известное выражение для вероятности правильного некогерентного обнаружения радиосигнала со случайной начальной фазой (В.И.Тихонов. Оптимальный прием сигналов. - М.: Радио и связь, 1983. - С.84-85):

В этом случае характеристики обнаружения будут определяться только одноканальной классической схемой некогерентного обнаружения импульсного радиосигнала со случайной начальной фазой.

Таким образом, выражения (28) и (35) соответствуют общему случаю, являются новыми и получены в данном изобретении впервые.

После подстановки в (35) вместо порога П его значения, определяемого выражением (16) при U_ш(τ₀)=0, получим зависимость вероятности правильного обнаружения во втором канале обработки от вероятности ложной тревоги Р_F2:

При получении (38) использовано следующее равенство:

Результирующие вероятности ложной тревоги и правильного обнаружения будут определяться следующим образом:

Усредненная результирующая вероятность правильного обнаружения по всем возможным значениям фазы ψ будет равна

Как и в прототипе, для получения количественных результатов использована гауссова форма обнаруживаемого сигнала (9) при отношении сигнал/шум по мощности на выходе согласованного фильтра 2E/N₀=40 и относительном временном перекрытии информационного и мешающего сигналов χ=0,7. При этом вероятность ложной тревоги в основном и дополнительном каналах обработки установлена одинаковой и равной Р_F1=Р_F2=10^-3. При этих значениях и характерных соотношениях начальных фаз между информационным и мешающим сигналами (ψ-ϕ₀)=(0, π/2, π) по формулам (22), (38) и (41) рассчитаны и сведены в таблицу значения вероятностей правильного обнаружения сигнала раздельно в первом канале обработки Р_Д1, во втором дополнительном канале Р_Д2 и Р_{Д рез}, характеризующая предлагаемый способ, в котором использовано одновременно два канала обнаружения,

Таблица
Значения вероятностей правильного обнаружения сигнала2E/N₀=40, χ=0,7, Р_F1=Р_F2=10^-3, Р_{д исх}=0,997Ψ-ϕ₀0π/2πP_Д1(ψ)0,99920,9910,37P_Д2(ψ)0,2120,6710,989Р_{Д рез}(ψ)0,99940,9970,993

В первой строке таблицы приведено значение исходной вероятности правильного некогерентного обнаружения Р_{Д исх} при отсутствии мешающего сигнала, рассчитанной по формуле (22) при U₂=0. Из таблицы следует, что с увеличением сдвига фаз между информационным и мешающим сигналами вероятность правильного обнаружения в первом канале обработки Р_Д1 уменьшается, а при сдвиге фаз равном π становится равной 0,37. При этом во втором дополнительном канале обработки тенденция противоположная: с увеличением фазового сдвига вероятность обнаружения увеличивается от значения 0,212 при (Ψ-ϕ₀)=0 до 0,989 при (Ψ-ϕ₀)=π. Результирующая вероятность правильного обнаружения P_{Д рез}, которая в целом характеризует предлагаемый способ с изменением фазового сдвига, изменяется незначительно и не уменьшается ниже 0,993.

Расчеты при сдвигах фаз от -π до 0 в таблице не приведены, поскольку они дают такие же результаты, что и при симметричных сдвигах фаз от 0 до π.

Средняя (безотносительная) результирующая вероятность правильного обнаружения будет равна

при этом средняя результирующая вероятность пропуска сигнала

Результирующая вероятность правильного обнаружения в способе-прототипе, использующем также двухканальное когерентное обнаружение радиосигнала со случайной начальной фазой, как показано выше, равна . Тогда средняя вероятность пропуска сигнала в прототипе . В результате выигрыш предлагаемого способа по сравнению с прототипом по вероятности пропуска сигнала составит величину

что эквивалентно выигрышу по мощности передатчика почти в 2 раза. Это означает, чтобы в прототипе получить такую же вероятность правильного обнаружения как и в предлагаемом способе при одинаковых энергетических и частотно-временных ресурсах канала в условиях интерференционных замираний необходимо увеличить мощность передатчика почти в 2 раза. А это обстоятельство, как известно, кроме усложнения передатчика и соответствующих энергетических затрат понижает скрытность функционирования и ухудшает электромагнитную совместимость радиотехнической системы.

Если использовать известное некогерентное только одноканальное обнаружение сигнала, то средняя вероятность правильного обнаружения в этом случае будет равна

при которой средняя вероятность пропуска сигнала . При этом выигрыш по вероятности пропуска сигнала предлагаемого способа по сравнению с одноканальным некогерентным обнаружением составит величину η₂=0,213/0,004=53 раза, что свидетельствует о целесообразности применения двухканального некогерентного обнаружения радиосигнала со случайной начальной фазой в условиях мешающего радиоимпульса и белого шума.

При сравнении между собой средней вероятности правильного обнаружения в предлагаемом способе с исходной вероятностью правильного обнаружения P_{Д исх.} оказалось, что они практически не отличаются по своим значениям. Это свидетельствует о высокой мощности предлагаемого способа обнаружения по нейтрализации мешающего сигнала.

Таким образом, выигрыш в помехоустойчивости обнаружения сигнала предлагаемого способа по сравнению с прототипом свидетельствует о наличии причинно-следственной связи между новой совокупностью существенных признаков и достигаемым техническим результатом.

На фиг.1 представлена структурная электрическая схема устройства, реализующего предлагаемый способ обнаружения сигнала, а на фиг.2 - временные диаграммы взаимодействия огибающих информационного и мешающего сигналов, поясняющие сущность предлагаемого способа.

Устройство (фиг.1) содержит: согласованный фильтр 1; линейный детектор огибающей 2; неуправляемое пороговое устройство 3; устройство 4 оценки постоянной составляющей времени задержки t₀ между информационным и мешающим сигналами; вычислитель 5 опорного отсчета τ₀; вычислитель 6 огибающей коэффициента корреляции шума R₀ в точке τ₀ на выходе согласованного фильтра; измеритель 7 значения огибающей шума в опорном отсчете U_ш(τ₀); вычислитель 8 значения порога П(τ₀); элемент задержки 9 сигнала на время τ₀, управляемое пороговое устройство 10 и решающее устройство 11.

Устройство работает следующим образом. Импульсный информационный радиосигнал в смеси с мешающим, перекрытым во времени радиосигналом и белым шумом поступает на объединенные входы согласованного фильтра 1 и устройства 4 оценки постоянной составляющей времени задержки информационного и мешающего сигналов t₀. Результат этой оценки поступает на вычислитель 5 момента опорного отсчета τ₀, который определяют в соответствии с выражением (5). Сигнал момента опорного отсчета τ₀ поступает на вычислитель 6 огибающей коэффициента корреляции шума R₀, который определяют в соответствии с выражением (17). Одновременно сигнал момента опорного отсчета τ₀ с выхода вычислителя (5) поступает на первый (разрешающий) вход измерителя 7 огибающей шума в опорном отсчете и на первый управляющий вход элемента задержки 9 сигнала на время τ₀, на второй вход которого поступает сигнал, смешанный с шумом с выхода линейного детектора огибающей 2.

Элемент задержки 9 сигнала не является существенным признаком и необходим в связи с тем, что решение по дополнительному каналу обнаружения выносится через время τ₀ после отсчета информационного символа на выходе детектора огибающей.

С выхода измерителя 7 огибающей шума напряжение U_ш(τ₀) поступает на первый вход вычислителя 8 значения порога П(τ₀), на второй вход которого поступает значение огибающей коэффициента корреляции R₀ в момент τ₀ с выхода вычислителя 6. При этом значение порога П(τ₀) вычисляют в соответствии с выражением (16). С выхода вычислителя 8 значение порога П(τ₀) поступает на первый (управляющий) вход управляемого порогового устройства 10, на второй информационный вход которого поступает сигнал с выхода линейного детектора огибающей 2 через элемент задержки 9. Одновременно сигнал с выхода линейного детектора огибающей 2 поступает на неуправляемое пороговое устройство 3, порог которого определяют в соответствии с выражением (21).

Сигналы с выходов управляемого порогового устройства 10 и неуправляемого порогового устройства 3 поступают на решающее устройство 11, формирующее решение о наличии или отсутствии сигнала на входе устройства и работающее по правилу: сигнал обнаруживается, если хотя бы на выходе одного из пороговых устройств 3 или 10 он регистрируется.

На фиг.2а на качественном уровне представлена временная диаграмма перекрытых во времени информационного и мешающего сигналов, причем мешающий сигнал смещен относительно информационного на время t₀. Точка τ₀ пересечения огибающих этих сигналов является точкой опорного отсчета, в которой измеряется напряжение огибающей шума на выходе линейного детектора огибающей 2.

На фиг 2б представлена диаграмма результирующего сигнала, когда начальные фазы информационного и мешающего сигналов совпадают. При этом амплитуда результирующего сигнала возрастает и, следовательно, основной вклад в итоговую вероятность правильного обнаружения будет вносить первый (основной) канал обработки сигнала.

На фиг.2в представлена диаграмма результирующего сигнала, когда информационный и мешающий сигналы находятся в противофазе. Как видно из этой диаграммы, амплитуда результирующего сигнала в окрестности точки пересечения огибающих уменьшается и образуется провал с достаточно пологой ложбиной. Это обстоятельство упрощает требования к точности выбора положения точки опорного отсчета τ₀ и, следовательно, к точности оценки постоянной составляющей времени задержки t₀ между информационным и мешающим сигналами. Причем очевидно, что "степень пологости" ложбины в окрестности точки τ₀ будет зависеть от крутизны изменения огибающих сигналов в точке их пересечения. Чем медленнее изменяются огибающие в окрестности этой точки, тем шире будет ложбина и, следовательно, менее жесткими будут требования к точности оценки времени задержи сигналов t₀, что имеет важное значение при практической реализации данного способа обнаружения сигналов. Из представленных диаграмм также следует, что чем больше время перекрытия сигналов, тем ближе по времени будет находиться провал к информационному отсчету, тем сильнее будет корреляция шума между информационным и опорным отсчетами и, следовательно, более достоверно можно предсказать значение шума в информационном отсчете и точнее определить значение управляемого порога. В этом случае основной вклад в результирующую вероятность правильного обнаружения сигнала будет вносить второй дополнительный канал обработки.

Из описания следует, что в состав устройств а реализации данного способа обнаружения сигнала входят следующие блоки: согласованный фильтр 1, линейный детектор огибающей 2, неуправляемое пороговое устройство 3 и управляемое пороговое устройство 10, измеритель 7 шума в опорном отсчете, элемент задержки сигнала 9, а также решающее устройство 11, которые описаны с конструктивными признаками их технической реализации в книге под редакцией Пестрякова В.Б. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. - М.: Сов. радио, 1973.

Техническое решение устройства 4 оценки постоянной составляющей времени задержки между информационным и мешающим сигналами может быть выполнено на основе линейного фильтра с радиочастотным дифференцирующим контуром, выделяющим короткие фронты информационного и мешающего сигналов, по положению которых определяют оценку времени задержки. Это устройство описано в книге Ширмана Я.Д. Разрешение и сжатие сигналов. - М.: Сов. радио, 1974. - С.54-55.

Операцию оценки времени задержки можно значительно упростить, установив такое ее постоянное значение для заданной формы сигнала, при котором существенный вклад в результирующую достоверность обнаружения начинает вносить второй канал обработки. Действительно, до тех пор пока временное перекрытие информационного и мешающего сигналов незначительно, то какое бы положение не занимала опорная точка, основной вклад в результирующую достоверность обнаружения будет вносить первый основной канал обработки сигнала. Второй канал обработки по эффективности обнаружения преобладает над первым каналом только при значительных временных перекрытиях информации иного и мешающего сигналов. Исходя из этого можно определить некоторый интервал существенных перекрытий сигналов и опорную точку выбрать постоянной и равной середине этого интервала. Причем частичное несоответствие выбранного положения опорной точки ее истинному положению не будет приводить к сколько-либо заметным потерям, поскольку, как показано выше, при значительных перекрытиях ложбина в окрестности опорной точки является достаточно широкой.

Таким образом, режим обнаружения с фиксированным положением опорной точки автоматически включается в работу только при сложной обстановке, когда имеет место значительное временное перекрытие информационного и мешающего сигналов, и тем самым защищает систему от частых ошибок обнаружения.

Платой за эту упрощенную операцию оценки времени задержки между информационным и мешающим сигналами будет являться частичное снижение достоверности обнаружения сигнала при изменении задержки в широком априорном интервале.

Вычислительные операции в данном способе, такие как вычисление момента времена опорного отсчета τ₀, вычисление коэффициента корреляции шума R₀ и вычисление текущего значения порога П(τ₀), которые соответственно представлены выражениями (5), (17) и (16), являются элементарными в технической реализации и могут быть реализованы в едином специально запрограммированном вычислителе.

Таким образом, предложенный способ обнаружения сигналов не имеет принципиальных ограничений в техническом исполнении и может быть реализован с применением известных функциональных устройств.

Изобретение относится к технике приема и обнаружения импульсных радиосигналов при наличии сигналов мешающих отражений и белого шума и может быть использовано в системах передачи дискретной информации и в радиолокации. Технический результат изобретения заключается в повышении достоверности обнаружения импульсного радиосигнала со случайной начальной фазой на фоне мешающего радиоимпульса и белого шума при неизменных энергетических и частотно-временных ресурсах канала связи. Для этого в известном способе обнаружения сигнала, использующем двухканальное обнаружение, причем в первом основном канале обнаружения применяют согласованную фильтрацию сигнала с пороговым принятием решения о его наличии или отсутствии по выбранному критерию, а во втором дополнительном канале обнаружения определяют момент времени τ₀ опорного отсчета с последующим измерением в нем напряжения шума и вычислением его коэффициента корреляции между опорным и информационным отсечетами, на основе чего при известной мощности выходного шума Р_ш согласованного фильтра и заданной вероятности ложной тревоги Р_F вычисляют значение порога принятия решения, которое устанавливают в управляемом пороговом устройстве дополнительного канала обнаружения, при этом итоговое решение о наличии или отсутствии сигнала принимают на основе частных решений по основному и дополнительному каналам обнаружения по правилу: сигнал обнаруживается, если хотя бы в одном из частных каналов обнаружения он регистрируется, применяют некогерентное обнаружение и решение принимают по огибающей процесса на выходе линейного детектора огибающей, поэтому в момент опорного отсчета τ₀ измеряют значение огибающей шума U_ш(τ₀) и вычисляют значение огибающей коэффициента корреляции R₀ шума на выходе согласованного фильтра между опорным и информационным отсчетами, а значение порога П(τ₀), которое устанавливают в управляемом пороговом устройстве, вычисляют по определенной формуле. 2 ил.

Способ некогерентного обнаружения импульсного радиосигнала на фоне мешающего радиоимпульса и белого шума, использующий двухканальное обнаружение, причем в первом, основном, канале обнаружения применяют согласованную фильтрацию сигнала с пороговым принятием решения о его наличии или отсутствии по выбранному критерию, а во втором, дополнительном, канале обнаружения осуществляют оценку постоянной составляющей времени задержки между информационным и мешающим сигналами, на основе чего определяют момент времени τ₀ опорного отсчета, вычисляют значение порога принятия решения, которое устанавливают в управляемом пороговом устройстве второго, дополнительного, канала обнаружения, при этом итоговое решение о наличии или отсутствии сигнала принимают на основе решений по первому, основному, и второму, дополнительному, каналам обнаружения по правилу: сигнал обнаруживается, если хотя бы в одном из каналов обнаружения он регистрируется, отличающийся тем, что пороговое решение в первом, основном, канале обнаружения о наличии или отсутствии сигнала принимают по огибающей процесса на выходе линейного детектора огибающей, в момент опорного отсчета τ₀ измеряют значение огибающей шума U_ш(τ₀) и вычисляют значение огибающей коэффициента корреляции R₀ шума на выходе согласованного фильтра между опорным и информационным отсчетами, а значение порога принятия решения П(τ₀), которое устанавливают в управляемом пороговом устройстве второго, дополнительного, канала обнаружения, вычисляют по формуле

где Q^-1 (·) - функция, обратная табулированной функции Маркума;

Р_ш - известная мощность выходного шума согласованного фильтра;

P_F - заданная вероятность ложной тревоги.