СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ КОДА СИСТЕМЫ ОСТАТОЧНЫХ КЛАССОВ В НАПРЯЖЕНИЕ Российский патент 2006 года по МПК H03M1/66 

Изобретение относится к области автоматики и вычислительной техники и может быть использовано при проектировании устройств преобразования цифрового кода в системе остаточных классов (СОК) в напряжение в блоках сопряжения разнотипных элементов вычислительных и информационно-измерительных систем.

Известен способ (аналог) преобразования кода СОК в напряжение [1, с.239-240], заключающийся в преобразовании кода числа в СОК в позиционную систему счисления (ПСС) и последующем формировании из полученного позиционного кода напряжения путем суммирования токов, прямо пропорциональных весам разрядов позиционного кода, на общем сопротивлении нагрузки [2, с.208-211].

Недостаток способа - низкое быстродействие, обусловленное необходимостью дополнительного преобразования кода СОК в ПСС.

Известен также способ (аналог), базирующийся на алгоритме преобразования позиционного кода числа А из его кода (α₁, α₂, ..., α_N) в СОК в соответствии с китайской теоремой об остатках [1, с.31; 3, с.35-39, с.77-78]:

где

[·] - целая часть числа;

m_i - совокупность взаимно простых целых положительных чисел;

;

μ_i - вес ортогонального базиса, получаемый из решения сравнения (μ_iM_i)mod m_i=1;

r_A - ранг числа A, представляющий собой целое неотрицательное число, показывающее, во сколько раз диапазон СОК - М был превзойден при переходе от представления числа в СОК к его позиционному представлению.

Данный способ преобразования кода СОК в напряжение заключается [4, с.23-24] в вычислении по модулям m_i произведений разрядов α_i кода числа А в СОК на веса ортогональных базисов μ_i этих разрядов - β_i=(α_iμ_i)mod m_i, где m_i - основания СОК; i=1,2, ... N, суммировании на общем сопротивлении нагрузки токов, прямо пропорциональных значениям дроби β_i/m_i, и вычитании из напряжения, полученного в результате прохождения суммы этих токов через сопротивление нагрузки, напряжения, прямо пропорционального рангу числа - r_A.

Недостаток аналога - низкое быстродействие, так как при преобразовании кода СОК в напряжение необходимо рассчитывать ранг числа - r_A. Известные алгоритмы получения ранга числа [3, с.78-82; 4, с.23-24] требуют дополнительных затрат оборудования и выполняются только за N шагов, где N - число оснований в СОК.

Наиболее близким по технической сущности (прототипом к предлагаемому изобретению) является способ [5], включающий вычисление по модулям m_i произведений разрядов α_i кода числа А в СОК на веса ортогональных базисов μ_i этих разрядов - β_i=(α_iμ_i)mod m_i, где m_i - основания СОК; i=1, 2,...N, формирование опорного гармонического колебания u₀(t)=Ucos(ω·t), где U и ω - соответственно амплитуда и частота гармонического колебания; t - время, получение из опорного колебания u₀(t) двух гармонических колебаний u₁(t) и u₂(t) соответственно путем N сдвигов фазы на

,

где i=1, 2, ... N, и сдвига фазы на π/2, и определение интеграла произведения этих колебаний:

,

где Т_u - интервал интегрирования, причем значение u_u при U²T=M/π, Т_u>(2...3)T и 0≤А≪М,

где T - период гармонического колебания, равно величине числа А.

Недостаток прототипа заключается в том, что требуемая точность преобразования достигается только при значительном (в десятки раз) превышении диапазона разрядной сетки СОК - относительно возможного диапазона изменения преобразуемого числа А. В связи с этим в арифметические устройства, функционирующие в СОК, для расширения диапазона разрядной сетки необходимо вводить дополнительные основания m_i, что, в свою очередь, приводит к увеличению аппаратурных затрат вычислительных устройств.

Целью заявляемого способа является увеличение диапазона изменения преобразуемой величины А, в пределах которого достигается приемлемая точность преобразования.

Технический результат выражается в повышении точности преобразования кода СОК в напряжение.

Поставленная цель достигается тем, что в известном способе, включающем вычисление по модулям m_i произведений разрядов α_i кода числа А в СОК на веса ортогональных базисов μ_i этих разрядов -β_i=(α_iμ_i)mod m_i, где m_i - основания СОК; i=1, 2, ... N, формирование опорного гармонического колебания u₀(t)=Ucos(ω·t), где U и ω - соответственно амплитуда и частота гармонического колебания; t - время, получение из опорного колебания u₀(t) двух гармонических колебаний u₁(t) и u₂(t) соответственно путем N сдвигов фазы на где i=1, 2, ... N, и сдвига фазы на π/2, согласно изобретению гармоническое колебание u₁(t) подвергают детектированию в балансном фазовом детекторе, а в качестве опорного сигнала фазового детектора используют гармоническое колебание u₂(t), амплитуду которого устанавливают в два раза меньше, чем амплитуду гармонического колебания u₁(t), причем выходное напряжение балансного фазового детектора при - М/4<А<М/4, где - диапазон разрядной сетки СОК, с погрешностью, не превышающей 10%, прямо пропорционально величине числа А.

Сущность изобретения основывается на использовании свойства периодичности гармонической функции и утверждении китайской теоремы об остатках.

Известно, что

где р=1, 2, 3, ...

Если начальную фазу гармонического колебания с амплитудой U и частотой ω

сдвинуть N раз на величину ,

где i=1, 2,...N, то после последнего (N-го) сдвига гармоническое колебание (3) будет описываться выражением:

где .

Так как

а в свою очередь

то на основании (3) и (5) получим

При β_i=(α_iμ_i)mod m_i сдвиг фазы гармонического колебания u₁(t) в соответствии с утверждением китайской теоремы об остатках [3, с.36, формула (1.30)] будет прямо пропорционален величине числа А, код в СОК которого равен (α₁, α₂, ..., α_N):

Следовательно, для формирования напряжения, прямо пропорционального величине числа А, код в СОК которого равен (α₁, α₂, ..., α_N), необходимо получить напряжение, прямо пропорциональное величине сдвига фазы гармонического колебания (6) относительно фазы опорного колебания (3).

Для получения такого напряжения может быть применен балансный фазовый детектор [6, с.142, рис.7.29]. Пусть в таком фазовом детекторе на его сигнальный вход поступает гармоническое колебание (6):

а в качестве опорного сигнала используется гармоническое колебание u₂(t)=U₂sin(ω·t), которое формируется из гармонического колебания (3) путем сдвига фазы на π/2.

С учетом (8) выходное напряжение в балансном фазовом детекторе образуется как разность огибающих результирующих колебаний на диодах Д₁ и Д₂ амплитудных детекторов в составе данного фазового детектора [6, с.142-143, рис.7.29]:

где К_PhD - коэффициент передачи фазового детектора.

При U₂=U₁/2 получаем:

Зависимость выходного напряжения балансного фазового детектора (10) при таком соотношении амплитуд сигнального и опорного колебания оказывается близкой к линейной зависимости на интервале -М/4<А<М/4 с погрешностью, не превышающей 10%. В качестве иллюстрации этого на фиг.1 приведен в виде непрерывной линии график относительного отклонения выходного напряжения (10) от линейной зависимости -Δ, выраженный в процентах, который построен по следующей формуле:

Здесь же штриховой линией представлен график относительного отклонения выходного напряжения прототипа [5] - от линейной зависимости, выраженный в процентах, который построен по следующей формуле:

Из приведенных графиков видно, что по сравнению с прототипом предлагаемый способ обеспечивает большую точность преобразования кода системы остаточных классов в напряжение в более широком диапазоне изменения преобразуемой величины А.

На фиг.2 приведена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ преобразования кода СОК в напряжение, где 1.1-1.N - информационные входы устройства, 2 - генератор гармонического колебания, 3.1-3.N - управляемые фазовращатели, 4 - фазовращатель на угол 5 - аттенюатор, 6 - балансный фазовый детектор, 7 - выход устройства.

Информационные входы 1.1-1.N соединены со вторыми входами соответствующих управляемых фазовращателей 3.1-3.N, при этом выход генератора гармонического колебания 2 соединен с первым входом управляемого фазовращателя 3.1 и входом фазовращателя на угол 4, причем выход управляемого фазовращателя 3.j соединен с первым входом управляемого фазовращателя 3.(j+1), где j=1, 2, ... N-1, а выход управляемого фазовращателя 3.N подключен к первому входу балансного фазового детектора 6, второй вход которого через аттенюатор 5 соединен с выходом фазовращателя на угол 4, при этом выход балансного фазового детектора 6 является выходом 7 устройства.

Рассмотрим работу устройства.

На N информационных входов 1.1-1.N устройства поступают коды α_i соответствующих разрядов числа А в СОК, где i=1, 2, ... N. В соответствии с этими кодами в управляемых фазовращателях 3.1-3.N устанавливаются сдвиги фазы на угол

,

где β_i=(α_iμ_i)modm_i; i=1, 2, ... N.

После прохождения гармонического колебания с выхода генератора 2 через управляемые фазовращатели 3.1-3.N на выходе управляемого фазовращателя 3.N устанавливается суммарный набег фаз

Одновременно в фазовращателе на угол 4 осуществляется сдвиг фазы опорного гармонического колебания с выхода генератора гармонического колебания 2 на угол , а в аттенюаторе 5 устанавливается амплитуда этого колебания в два раза меньше, чем амплитуда гармонического колебания на выходе управляемого фазовращателя 3.N:U₂=U₁/2.

Сформированное таким образом гармоническое колебание с выхода аттенюатора 5 поступает на второй вход балансного фазового детектора 6 в качестве опорного сигнала. При этом на первый вход фазового детектора 6 в качестве сигнального напряжения подается гармоническое колебание с выхода управляемого фазовращателя 3.N. В результате детектирования этого колебания в фазовом детекторе 6 на выходе 7 устройства образуется напряжение, прямо пропорциональное

которое на интервале - M/4<A<M/4 является близким к линейной зависимости:

Пример. Пусть N=5; m₁=11; m₂=7; m₃=5; m₄=3; m₅=2; A=199.

Вычисляем исходные данные: ; α₁=Amod m₁=1; α₂=1; α₂=3; α₃=4; α₄=1; α₅=1 (А=(1, 3, 4, 1, 1)); μ₁=1; μ₂=1; μ₃=3; μ₄=2; μ₅=1.

В соответствии с полученными в данном примере значениями разрядов α₁, α₂, α₃, α₄ и α₅ в управляемых фазовращателях 3.1-3.5 устанавливаются следующие сдвиги фазы: ; ; ; и .

После прохождения гармонического колебания с выхода генератора 2 через соответствующие фазовращатели, на выходе управляемого фазовращателя 3.5 установится набег фазы, равный

В результате детектирования гармонического сигнала с таким фазовым набегом в балансном фазовом детекторе, в соответствии с выражением (10) и приведенными выше исходными данными получаем выходное напряжение устройства:

Данный результат с точностью в 1,5% совпадает с величиной числа A=199.

Для сравнения в прототипе [5] для этих же исходных данных получается следующий результат: u_PR(А)=189,424, что на 4,8% отличается от A=199.

Поскольку как и в прототипе в заявляемом способе процедура преобразования кода СОК в напряжение базируется на операциях сдвига фазы и определении суммарного набега фазы, то быстродействие преобразования в данном случае будет не хуже быстродействия прототипа.

Источники информации

1. Чернявский А.Ф. и др. Высокоскоростные методы и системы цифровой обработки информации. - Мн.: Белгосуниверситет, 1996. - 376 с.

2. Гитис Э.И., Пискулов Е.А. Аналого-цифровые преобразователи. - М.: Энергоиздат, 1981. - 360 с.

3. Акушский И.Я., Юдицкий Д.И. Машинная арифметика в остаточных классах. - М.: Сов. радио, 1968. - 440 с.

4. Абрамсон И.Т., Авров О.М., Лапкин Л.Я. Кодирование электрических величин в системе остаточных классов. // Автометрия, №2 (62), 1975, с.23-29.

5. Патент РФ №2220501, МПК Н 03 М 7/18, БИ №36, 2003.

6. Радиоприемные устройства: Учеб. пособие для радиотехнич. спец. вузов / Ю.Т.Давыдов, Ю.С.Данилич, А.П.Жуковский и др.; Под ред. А.П.Жуковского. - М.: Высш. шк., 1989. - 342 с.

Изобретение относится к области автоматики и вычислительной техники и может быть использовано при проектировании устройств преобразования цифрового кода числа в системе остаточных классов в напряжение. Техническим результатом является повышение точности преобразования. Способ заключается в формировании опорного гармонического колебания u₀(t)=Ucos(w·t), формировании из опорного-гармонического колебания u₁(t) путем N сдвигов фазы на угол и гармонического колебания u₂(t) путем сдвига фазы на угол π/2, гармоническое колебание u₁(t) подвергают детектированию в балансном фазовом детекторе, а в качестве опорного сигнала фазового детектора используют гармоническое колебание u₂(t), амплитуду которого устанавливают в два раза меньше, чем амплитуду гармонического колебания u₁(t), причем выходное напряжение балансного фазового детектора прямо пропорционально величине числа А, представленного в виде цифрового кода в системе остаточных классов. 2 ил.

Способ преобразования кода системы остаточных классов (СОК) в напряжение, включающий вычисление по модулям m_i произведений разрядов α₁ кода числа А в СОК на веса ортогональных базисов μ_i этих разрядов - β_i=(α_iμ_i)mod m_i, где m_i - основания СОК; i=1, 2, ... N, формирование опорного гармонического колебания u₀(t)=Ucos(ω·t), где U и ω - соответственно амплитуда и частота гармонического колебания; t - время, получение из опорного колебания u₀(t) двух гармонических колебаний u₁(t) и u₂(t), соответственно, путем N сдвигов фазы на , где i=1, 2, ... N, и сдвига фазы на π/2, отличающийся тем, что гармоническое колебание u₁(t) подвергают детектированию в балансном фазовом детекторе, а в качестве опорного сигнала фазового детектора используют гармоническое колебание u₂(t), амплитуду которого устанавливают в два раза меньше амплитуды гармонического колебания u₁(t), причем выходное напряжение балансного фазового детектора при -М/4<А<М/4, где - диапазон разрядной сетки СОК с погрешностью, не превышающей 10%, прямо пропорционально величине числа А.