Изобретение относится к электронике и может быть использовано в микроэлектронных системах обработки аналоговых сигналов и преобразования аналоговой информации в цифровую, в частности при разработке прецизионных КМОП усилителей и компараторов напряжения.
Цель изобретения - уменьшение напряжения смещения нуля входа, температурного и временного дрейфов напряжения смещения нуля входа, а также уменьшение уровня низкочастотных шумов прецизионных КМОП усилителей. (Далее вместо «напряжения смещения нуля входа» будет написано «смещение нуля», имея ввиду приведенное ко входу напряжение смещения нуля).
Известно много схем КМОП усилителей и схем их включения для уменьшения напряжения смещения, основанные на выделении напряжения смещения во время специально выделенной фазы коррекции нуля, запоминание величины этого смещения на конденсаторе и вычитания его из входного сигнала в фазе обычной работы усилителя. Одна из таких схем включения усилителя приведена в патенте США №4749953, МКИ 4 Н03F 1/02, опубликованном 07.06.1988 г., вторая приведена в книге Я.Мулявки: «Схемы на операционных усилителях с переключаемыми конденсаторами». М.: Мир, 1992 г., на стр.386 (рис.11.16). Обе указанные схемы включают конденсатор, для выделения и запоминания напряжения смещения нуля и ключи, коммутирующие конденсатор в фазе коррекции нуля и рабочей фазе. Вышеупомянутые схемы имеют недостатки, связанные с тем, что для коррекции смещения нуля требуется временная фаза, во время которой усилитель не выполняет своей функции обработки входного сигнала. Кроме того, в схемах запоминания смещения нуля конденсатор подключен только к одному из входов усилителя, что нарушает дифференциальность входов и приводит к ошибкам коррекции нуля, связанным с асимметрией прохождения помехи коммутации ключей на входы усилителя.
Другие метод и схема коррекции смещения нуля использованы в серии прецизионных операционных усилителей МАХ425, МАХ426 фирмы «Maxim», США (см. каталог фирмы «Maxim» 1992 г., книга 1, стр.3-40, фиг.2). Известная схема коррекции смещения нуля приведена в обобщенном виде на фиг.1, где операционный усилитель состоит из дифференциального предусилителя с дифференциальным же выходом и выходного каскада с дифференциальным входом и униполярным выходом. Между входами усилителя и входами предусилителя, а также между выходами предусилителя и входами выходного каскада включены кросс-ключи, коммутирующие попарно входы и выходы входного каскада прямо или перекрестно. Это, так называемый, метод «чоппер (chopper)-стабилизации», при котором пары входов и выходов дифференциального предусилителя синхронно перекоммутируются ключами прямо или перекрестно, в результате чего ошибка на выходе дифференциального предусилителя меняет знак. Если скважность коммутации 0.5, то усредненная во времени (на емкости нагрузки усилителя) ошибка выходного сигнала будет близка к нулю. При этом усилитель непрерывно выполняет свою функцию обработки входного сигнала, так как специальная фаза для выборки и запоминания смещения нуля не требуется. Недостатком известной схемы является высокая сложность реализации, так как для эффективной коррекции нуля необходим высокий коэффициент усиления предусилителя, что приводит к сложности коррекции амплитудно-частотной характеристики (АЧХ). В схеме же, которая реально использована в усилителях МАХ425, МАХ426, принцип чоппер-стабилизации использован только для входных транзисторов предусилителя с явно недостаточным коэффициентом усиления (10-50). В результате этого для достижения реально малого смещения нуля в этих усилителях была дополнительно использована схема цифровой коррекции, включающая компаратор и два цифроаналоговых преобразователя 8 и 16 бит (см. вышеупомянутый каталог фирмы «Maxim» 1992 г., книга 1, стр.3-38, фиг.1. Таким образом, известная схема усилителя чрезвычайно сложна и имеет слишком большую площадь кристалла 8.74 кв. мм.
Наиболее близким к заявляемому является КМОП каскодный дифференциальный усилитель, описанный в статье: «Compact Low-Voltage Power-Efficient Operational Amplifier Cells for VLSI», IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.33, No. 10, October 1998, стр.1482-1496, фиг.8.
Известный КМОП усилитель, приведенный на фиг.2 заявки, включает входной дифференциальный каскодный усилитель, с двумя входными дифференциальными парами разных типов проводимости и выходной КМОП усилитель. Во входном дифференциальном каскодном усилителе стоки пары входных транзисторов одного типа подключены к соответствующим стокам первой пары и истокам второй пары транзисторов каскода противоположного типа, истоки первых пар транзисторов каскода подключены к шинам питания, затворы первых пар транзисторов каскода подключены к одному из стоков вторых пар транзисторов каскода одноименного типа, вторые стоки которых подключены к затворам транзисторов выходного усилителя одноименного типа, затворы вторых пар транзисторов каскода подключены к источникам напряжения смещения, стоки вторых пар транзисторов каскода подключены к стокам первой пары источников тока на транзисторах противоположного типа и к истокам второй пары источников тока на транзисторах одноименного типа, а стоки транзисторов выходного усилителя объединены и подключены к выходу операционного усилителя.
Известный усилитель характеризуется расширенными до уровней положительного и отрицательного питания диапазонами входных синфазных сигналов и выходных сигналов за счет использования двух входных дифференциальных пар разных типов проводимости и комплементарного выходного каскада с низким выходным сопротивлением. Кроме того, каскодная схема входного усилителя обеспечивает известному усилителю очень высокий коэффициент усиления.
Основным недостатком этого усилителя является повышенные смещения нуля и его температурного и временного дрейфа из-за двух входных дифференциальных пар и влияния транзисторов каскада. Кроме того, смещение нуля усилителя сильно зависит от синфазного уровня входных сигналов, особенно при синфазных входных напряжениях, приближающихся к напряжениям положительного или отрицательного питания на величину, близкую к пороговому напряжению р- или n- канального МОП транзисторов соответственно. Это затрудняет коррекцию смещения нуля усилителя описанными выше методами запоминания напряжения смещения на конденсаторе, так как выделить и запомнить на конденсаторе можно только одно значение напряжения смещения для конкретного синфазного уровня. Усложненная схема входного усилителя ведет также к повышенному уровню входных низкочастотных (1/f) шумов, на которые, помимо входных, влияют и транзисторы каскода.
Целью настоящего изобретения является уменьшения смещения нуля, температурного и временного дрейфов смещения нуля и низкочастотных шумов КМОП усилителя.
Поставленная цель достигается тем, что в КМОП усилителе, включающем выходной КМОП усилитель и входной дифференциальный каскодный усилитель, в котором инвертирующий и не инвертирующий входы подключены к затворам по крайней мере одной пары входных МОП транзисторов по крайней мере одного типа проводимости, стоки пары входных транзисторов одного типа подключены к соответствующим стокам первой пары и истокам второй пары транзисторов каскода противоположного типа, истоки первых пар транзисторов каскода подключены к шинам питания, затворы первых пар транзисторов каскода подключены к одному из стоков вторых пар транзисторов каскода одноименного типа, вторые стоки которых подключены к затворам транзисторов выходного усилителя одноименного типа, затворы вторых пар транзисторов каскода подключены к источникам напряжения смещения или объединены с затворами первых пар транзисторов каскода одноименного типа, стоки вторых пар транзисторов каскода подключены к стокам первой пары источников тока на транзисторах противоположного типа и к истокам второй пары источников тока на транзисторах одноименного типа, а стоки транзисторов выходного усилителя объединены и образуют выход усилителя, в цепи затворов входных транзисторов включен входной кросс-ключ, коммутирующий попарно затворы входных транзисторов прямо или перекрестно к инвертирующему и не инвертирующему входам усилителя, а в цепи стоков вторых пар транзисторов каскода включены выходные кросс-ключи, коммутирующие попарно стоки вторых пар транзисторов каскода прямо или перекрестно к затворам транзисторов выходного усилителя и затворам первых пар транзисторов каскода.
Поставленная цель достигается также и тем, что в аналогичном КМОП усилителе в цепи затворов входных транзисторов включен входной кросс-ключ, коммутирующий попарно затворы входных транзисторов прямо или перекрестно к инвертирующему и не инвертирующему входам усилителя, а в цепи истоков вторых пар транзисторов каскода включены выходные кросс-ключи, коммутирующие попарно истоки вторых пар транзисторов каскода прямо или перекрестно к соответствующим объединенным стокам пар входных транзисторов и транзисторов первых пар каскода.
При этом, в частном случае реализации обоих вариантов усилителя, входной кросс-ключ включает 4 КМОП ключа, а выходные кросс-ключи включают по 4 транзистора одноименного с коммутируемыми транзисторами вторых пар каскода типа, причем истоки транзисторов каждого типа кросс-ключа объединены попарно и подключены к двум входам ключа, стоки транзисторов каждого типа в кросс-ключе объединены попарно и подключены к двум выходам ключа, а на затворы пар транзисторов кросс-ключей одного типа, подключенных к одному входу ключа, подают противофазные управляющие сигналы.
Сущность изобретения поясняется чертежами.
На фиг.1 представлена описанная ранее блок схема усилителя, реализующая известный метод чоппер-стабилизации смещения нуля, в которой между входами усилителя и входами предусилителя включен входной кросс-ключ, а между выходами предусилителя и входами выходного усилителя включен выходной кросс-ключ. Причем оба кросс-ключа синхронно коммутируют пару своих входов с парой своих выходов прямо или перекрестно.
На фиг.2 представлен описанный ранее известный КМОП операционный усилитель, наиболее близкий заявляемому, включающий входной каскодный дифференциальный усилитель с двумя парами входных транзисторов противоположного типа и выходной КМОП усилитель. Стоки пар входных транзисторов (Mina, Minb и Mipa, Mipb) каждого типа подключены к соответствующим стокам первых пар (Mn1, Мn2 и Мр1, Мр2) и истокам вторых пар (Мn3, Мn4 и Мр3, Мр4) транзисторов каскода противоположного типа, истоки первых пар транзисторов (Mn1, Мn2 и Мр1, Мр2) каскода подключены к шинам питания (Vss, Vdd), затворы первых пар транзисторов каскода подключены к одному из стоков вторых пар транзисторов каскода одноименного типа (nа2, ра2), вторые стоки которых подключены к затворам (nb2, pb2) транзисторов выходного усилителя одноименного типа (Mon, Мор), затворы вторых пар транзисторов каскода подключены к источникам напряжения смещения, стоки вторых пар транзисторов каскода (nа2, nb2 и ра2, pb2) подключены к стокам первой пары источников тока на транзисторах противоположного типа (Мр5, Мр6 и Мn5, Мn6) и к истокам второй пары источников тока на транзисторах одноименного типа (Мn5, Мn6 и Мр3, Мр6), а стоки транзисторов (Mon, Мор) выходного усилителя объединены и образуют выход операционного усилителя. Все затворы транзисторов - источников тока (Мn5, Мn6 и Мр5, Мр6) подключены к соответствующим источникам напряжений постоянного смещения, не показанным на чертеже. Для коррекции амплитудно-частотной характеристики между стоками и затворами выходных транзисторов включены конденсаторы C1, C2.
На фиг.3 представлена схема заявляемого усилителя в соответствии с п.1, в которой в известный усилитель (Фиг.2), включен входной кросс-ключ между входами усилителя и входами входного дифференциального усилителя и два выходных кросс-ключа в цепи стоков (nа2, nb2 и ра2, pb2) вторых пар транзисторов каскода.
На фиг.4 представлен вариант заявляемого усилителя в соответствии с п.1 и Фиг.3, в котором затворы вторых пар транзисторов каскода (Мn3, Мn4 и Мр3, Мр4) объединены с затворами первых пар транзисторов каскода (Mn1, Мn2 и Мр1, Мр2).
На фиг.5 представлена схема заявляемого усилителя в соответствии с п.2, в которой между входами усилителя и входами входного дифференциального усилителя включен входной кросс-ключ, а выходные кросс-ключи включены в цепи истоков (na1, nb1 и pa1, pb1) вторых пар транзисторов каскода.
На фиг.6 представлена схема заявляемого усилителя в соответствии с п.1 и 3, в которой входной кросс-ключ включает 4 КМОП ключа, а выходные кросс-ключи, включенные в цепи стоков вторых пар транзисторов каскода, имеют по 4 транзистора одноименного с коммутируемыми транзисторами вторых пар каскода типа.
На фиг.7 представлен пример реализации заявляемого КМОП усилителя в соответствии с п.1 и 3, в котором входной кросс-ключ включает 4 КМОП ключа, а выходные кросс-ключи, включенные в цепи стоков вторых пар транзисторов каскода, имеют по 4 транзистора одноименного с коммутируемыми транзисторами вторых пар каскода типа. Приведенная схема усилителя включает все необходимые для его работы элементы и схемы формирования напряжений постоянного смещения. Кроме того, в усилитель дополнительно включены МОП транзисторы - источники тока (Mnc1, Mnc2, Mpc1, Mpc2), управляющие ими транзисторы (Мn20-Мn23 и Мр20, Мр23) и входы коррекции (Corr_na, Con_nb) для коррекции ошибки согласования транзисторов - источников тока (Мn5, Мn6 и Мр5, Мр6) каскода.
На фиг.8 представлен пример реализации заявляемого КМОП усилителя в соответствии с п.2 и 3, в котором входной кросс-ключ включает 4 КМОП ключа, а выходные кросс-ключи, включенные в цепи истоков вторых пар транзисторов каскода, имеют по 4 транзистора одноименного с коммутируемыми транзисторами вторых пар каскода типа. Приведенная схема усилителя включает все необходимые для его работы элементы и схемы формирования напряжений постоянного смещения. В этот усилитель также дополнительно включены МОП транзисторы - источники тока (Mnc1, Mnc2), управляющие ими транзисторы (Мn21, Мn22) и входы коррекции (Corr_na, Con_nb) для коррекции ошибки согласования транзисторов - источников тока (Мn5, Мn6 и Мр5, Мр6) каскода.
Заявляемый КМОП усилитель с коррекцией смещения нуля работает описанным ниже образом. Входной дифференциальный сигнал усиливается каскодным дифференциальным усилителем, при этом каскод также реализует функции расщепления усиленного дифференциального сигнала на два уровня и преобразования их в униполярные для управления комплементарными транзисторами выходного каскада.
Смещение нуля имеет место даже для усилителя с идеально сбалансированными парами идентичных транзисторов за счет ошибок схем расщепления и преобразования сигнала на выходе дифференциального каскада в униполярный. Для уменьшения влияния этих ошибок в прецизионных усилителях необходимо увеличивать коэффициент усиления дифференциального каскада, так как напряжение смещения, вызванное ошибками в последующих каскадах усилителя, делится на коэффициент усиления дифференциального каскада. В заявляемом усилителе обеспечивается очень высокий коэффициент усиления дифференциального каскада (60-90 дБ) за счет использования каскода. Кроме того, любые ошибки согласования параметров пар идентичных транзисторов входного дифференциального каскада, которые неизбежны при изготовлении реального усилителя, также приводят к смещению нуля. Ошибки согласования параметров пар идентичных транзисторов входного дифференциального каскода оказывают наибольшее влияние на смещения нуля и его зависимости от уровня синфазного входного сигнала и температуры, а также его нестабильности во времени. Причем, временная нестабильность смещения нуля обычно характеризуется приведенным ко входу низкочастотным (1/f) шумом в диапазоне частот 0.01 до 1000 Гц или временным дрейфом смещения в течение часов, дней и месяцев работы усилителя. И низкочастотный входной шум и временный дрейф смещения нуля определяются флуктуациями пороговых напряжений и крутизны МОП транзисторов во времени вследствие временной нестабильности эффективного заряда подзатворного диэлектрика и границы кремний - диэлектрик МОП транзисторов. Естественно, что и низкочастотный входной шум и временная нестабильность смещения нуля определяются в основном входным дифференциальным каскадом, так как влияние последующих каскадов усилителя делится на коэффициент усиления дифференциального каскода.
Поставленная цель уменьшения напряжения смещения нуля, его температурного и временного дрейфа, а также низкочастотного шума достигается введением в заявляемый усилитель входного кросс-ключа, коммутирующего попарно затворы входных транзисторов прямо или перекрестно к инвертирующему и не инвертирующему входам усилителя, а в цепи стоков вторых пар транзисторов каскода выходных кросс-ключей, коммутирующих попарно стоки вторых пар транзисторов каскода прямо или перекрестно к затворам транзисторов выходного усилителя и затворам первых пар транзисторов каскода. При этом на выходе усилителя формируется временная функция выходного сигнала в зависимости от входного:
Vout(t)=Ku·{Vin(t)+n(t)·Voffs_diff(t)+Voffs_out(t)/Kudiff},
где Ku - коэффициент усиления всего усилителя, охваченного обратной связью;
Vin(t) - временная функция входного сигнала;
функция n(t) - принимает значения +1 при прямой коммутации кросс-ключей или -1 при перекрестной коммутации кросс-ключей;
Voffs_diff(t) - функция части напряжения смещения нуля, созданного ошибками согласования во входном дифференциальном каскаде;
Voffs_out(t) - функция части напряжения смещения нуля, созданного ошибками согласования источников тока каскода и выходным усилителем;
Kudiff - коэффициент усиления входного дифференциального каскада. Очевидно, что усредненный за время, кратное целому числу периодов коммутации кросс-ключей выходной сигнал равен:
Vout(t)=Ku·{Vin(t)+Voffs_out(t)/Kudiff}
Следовательно, выходное напряжение усилителя уже не зависит от смещения нуля, вызванного входным каскадом, и включает только смещение, связанное с ошибками согласования источников тока каскода и выходного усилителя и поделенное на коэффициент усиления входного дифференциального усилителя. Например, при коэффициенте усиления входного дифференциального усилителя 1000 (60 дБ) смещение нуля 20 мВ, вызываемое ошибкой согласования источников тока каскода и выходного усилителя, приведет только к 20 мкВ смещению нуля усилителя. Подобным же образом, устраняется за счет временного усреднения и температурный и временной дрейфы смещения нуля и низкочастотный входной шум, связанные с рассогласованием параметров идентичных транзисторов во входном дифференциальном каскаде между входными и выходными кросс-ключами.
На практике, однако, всегда будет иметь место остаточное смещение нуля, связанное с его неполной компенсацией, например, из-за асимметрии скважности управляющих сигналов кросс-ключей, асимметрии скорости роста и спада выходного напряжения усилителя, определяемых выходными транзисторами разного типа (n- и р-), проникновения управляющих сигналов кросс-ключей в коммутируемые цепи. Это ограничивает предельные возможности снижения смещения нуля, не позволяя получить сверхмалые смещения нуля простым увеличением коэффициента усиления входного дифференциального каскада. При этом чем больше быстродействие усилителя, то есть чем выше его частота единичного усиления, скорость нарастания (спада) выходного сигнала и время установления выходного сигнала, тем с более высокой частотой коммутации кросс-ключей может работать усилитель без деградации смещения нуля. Соответственно тем большую частоту входного сигнала может обрабатывать усилитель без деградации смещения, его температурного и временного дрейфа и зависимости от синфазного уровня входных сигналов.
Для работы усилителя с широким диапазоном входных сигналов входной кросс-ключ должен быть КМОП типа для уменьшения искажения входного сигнала. Выходные же кросс-ключи могут быть выполнены на транзисторах одноименного с коммутируемыми транзисторами каскода типа, так как транзисторы противоположного типа будут не эффективны здесь.
Отметим, что в частных случаях реализации, если не требуется расширенный диапазон входного синфазного сигнала, входной дифференциальный усилитель может иметь только одну пару входных транзисторов, при этом для обеспечения симметричного выхода схема каскода не изменяется.
Было проведено моделирование известным симулятором SpectreS электрических схем усилителей, приведенных в примерах реализации, в соответствии с п.1 и 3 (фиг.7) и в соответствии с п.2 и 3 (фиг.8). Усилители разработаны на базе 2-микронной КМОП технологии.
Моделирование проводилось в режимах:
Напряжения питания: Vdd=5 В, Vss=-5 В,
Параметры нагрузки: R=100 КОм, С=400 пФ.
Схема включения усилителя: инвертор с коэффициентом - 1 (Rin = Rfb = 96 КОм).
В таблице 1 приведены параметры транзисторов моделируемых схем.
Примечание: МР и MN-параметры - множители ширины канала для моделирования ошибки согласования транзисторов в согласованных парах. При значении параметров 1 ошибка согласования отсутствует, при значении параметра, например, 1,05 ошибка согласования крутизны транзисторов равна 5%. Отметим, что параметры ошибки согласования введены во все согласованные пары транзисторов каскодного дифференциального усилителя, при этом если один из параметров больше 1, а второй меньше, то все ошибки согласования будут суммироваться, образуя наихудшую для смещения усилителя комбинацию.
В таблице 2 приведены расчетные параметры усилителей примера 1 (фиг.7) и примера 2 (фиг.8).
В таблице 3 приведены обобщенные результаты моделирования смещения нуля и его временного дрейфа для заявляемых усилителей (по данным таблицы 2).
Как можно видеть, усилитель имеет очень высокий коэффициент усиления - более 120 дБ (1000000), что необходимо для прецизионных усилителей, при этом коэффициент усиления на выходах входного каскодного усилителя (узлы nb2, pb2) также достаточно высок: минимум 56.2 дБ (645). Высокий коэффициент усиления входного каскада обуславливает чрезвычайно низкое напряжение смещения (менее 1 мкВ) согласованного усилителя даже при отсутствии чоппер-стабилизации (частота коммутации кросс-ключей Fclk=0). При включении чоппер-стабилизации (Fclk=50 кГц) смещение усилителя по п.1 несколько увеличивается при повышенной температуре за счет влияния помех при переключении кросс-ключей, но остается достаточно малым (4,23 мкВ), при этом температурный коэффициент смещения не превышает 0.05 мкВ/град.
Введение ошибки согласования всех пар транзисторов приводит при отсутствии чоппер-стабилизации к появлению очень большого смещения нуля 21,9 мВ, а также к резкому возрастанию температурного дрейфа смещения (23,8 мкВ/град). Включение чоппер-стабилизации значительно уменьшает эффективное смещение нуля: в 350 раз (до 61,9 мкВ) для усилителя по п.1 (фиг.7), и в 110 раз (до 193,8 мкВ) для усилителя по п.2 (фиг.8). При этом также значительно уменьшается температурный дрейф смещения: до 0,08 мкВ/град для усилителя по п.1, и до 0,55 мкВ/град для усилителя по п.2.
Несмотря на значительное уменьшение смещения нуля и его температурного дрейфа при введении чоппер-стабилизации, можно еще более снизить их введением коррекции тока каскода дополнительными источниками тока Mnc1, Mpc1. Так, при задании во вход коррекции Corr_na тока 111 нА максимальные смещения нуля и его температурные коэффициенты значительно уменьшаются для обоих усилителей.
Отметим, что характеристики смещения нуля и его температурного дрейфа для усилителя по п.1 с рассогласованием существенно лучше, чем аналогичные параметры усилителя по п.2, что обусловлено большим коэффициентом усиления входного каскада до выходных кросс-ключей: для усилителя по п.1 минимальное усиление 56.2 дБ (узлы nb2, pb2), а для усилителя по п.2 минимальное усиление 32.4 дБ (узлы nb1, pb1). Но несмотря на худшие характеристики по смещению нуля и его температурному дрейфу, этот усилитель может иметь преимущества по быстродействию, так как часть емкостей коррекции может быть подключена к узлам nb1, pb1 низким импедансом (С3, С4 на фиг.8).
Так как характеристики временной стабильности смещения нуля и низкочастотных шумов КМОП усилителей также значительно улучшаются при использовании чоппер-стабилизации, можно ожидать улучшения их и для заявляемого усилителя с чоппер-стабилизацией.
Известно, что быстродействие усилителей существенно повышается при использовании современных технологий с субмикронными размерами и тонким затворным диэлектриком. Это обуславливает повышение эффективности использования заявляемой схемы усилителя с коррекцией смещения нуля методом чоппер-стабизизации при использовании современных субмикронных технологий. Например, аналогичная схема усилителя, выполненного на базе 0.12 мкм технологии, может иметь частоту единичного усиления до 500 МГц и скорость роста выходного напряжения до 200-300 МВ/с, что обеспечивает возможность увеличения частоты коммутации кросс-ключей до 5 МГц и более без деградации смещения нуля и его температурной и временной стабильности. Более того, уменьшение размеров транзисторов самих кросс-ключей при использовании субмикронных технологий позволит значительно снизить влияние коммутационных помех на смещение нуля, и тем самым обеспечить еще более низкие значения смещения нуля, его температурного и временного дрейфов и низкочастотных шумов.
Также заявляемый усилитель может быть использован и в качестве предусилителя прецизионного компаратора напряжений для обеспечения низкого напряжения смещения и повышения его температурной и временной стабильности.
Таким образом, заявляемый прецизионный КМОП усилитель обладает новизной, может быть реализован и позволяет существенно уменьшить напряжение смещения нуля, его температурный и временной дрейфы и низкочастотный шум.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| КМОП-усилитель с чоппер-стабилизацией и способ калибровки | 2022 |
|
RU2809617C1 |
| КМОП усилитель с чоппер стабилизацией и способ калибровки | 2019 |
|
RU2724989C1 |
| СПОСОБ И СХЕМА УМЕНЬШЕНИЯ УТЕЧЕК И СТАБИЛИЗАЦИИ ПОРОГОВЫХ НАПРЯЖЕНИЙ МОП ТРАНЗИСТОРОВ В ИС | 2013 |
|
RU2520426C1 |
| ИНТЕГРАЛЬНЫЙ N-РАЗРЯДНЫЙ ЦИФРОАНАЛОГОВЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ (ЦАП) (ВАРИАНТЫ) | 1995 |
|
RU2113055C1 |
| АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ И СПОСОБ ЕГО КАЛИБРОВКИ | 2010 |
|
RU2442279C1 |
| АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ И СПОСОБ ЕГО КАЛИБРОВКИ | 2013 |
|
RU2520421C1 |
| АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ И СПОСОБ КАЛИБРОВКИ СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ | 2013 |
|
RU2520427C1 |
| ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КМОП КОМПАРАТОР НАПРЯЖЕНИЯ | 1992 |
|
RU2019913C1 |
| Преобразователь напряжения в частоту и способ его калибровки | 2020 |
|
RU2755017C1 |
| Прецизионный преобразователь напряжения в частоту | 2022 |
|
RU2819791C1 |
Изобретение относится к электронике и может быть использовано в микроэлектронных системах обработки аналоговых сигналов и преобразования аналоговой информации в цифровую, в частности при разработке прецизионных КМОП усилителей и компараторов напряжения. Технический результат заключается в уменьшении напряжения смещения нуля входа, температурного и временного дрейфов напряжения смещения нуля входа, а также в уменьшении уровня низкочастотных шумов КМОП усилителей. В усилитель, включающий выходной КМОП усилитель и входной дифференциальный каскодный усилитель, в цепи затворов входных транзисторов включен входной кросс-ключ, коммутирующий попарно затворы входных транзисторов прямо или перекрестно к инвертирующему и не инвертирующему входам усилителя, а в цепи стоков вторых пар транзисторов каскода включены выходные кросс-ключи, коммутирующие попарно стоки вторых пар транзисторов каскода прямо или перекрестно к затворам транзисторов выходного усилителя и затворам первых пар транзисторов каскода. Результат может достигаться также и тем, что выходные кросс-ключи включены в цепи истоков вторых пар транзисторов каскода. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 8 ил., 3 табл.
| Compact Low-Voltage Power-Efficient Operational Amplifier Cells for VLSI, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.33, No 10, October 1998, p.1482-1496, fig.8 | |||
| УСИЛИТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА | 0 |
|
SU395964A1 |
| US 4138649, 06.02.1979 | |||
| US 4749953, 07.01.1988. | |||
