СПОСОБ ЦИФРОВОГО АУДИОРАДИОВЕЩАНИЯ И УСТРОЙСТВО, ИСПОЛЬЗУЮЩЕЕ КОМПЛЕМЕНТАРНЫЕ СВЕРХТОЧНЫЕ КОДЫ С ОТОБРАЖЕННОЙ КОНФИГУРАЦИЕЙ Российский патент 2007 года по МПК H03M13/23 

Область техники

Настоящее изобретение относится к способам и устройству кодирования цифровой информации и, более конкретно, к таким способам и устройству для использования в системах цифрового аудиорадиовещания.

Уровень техники

Цифровое аудиорадиовещание (DAB) представляет собой средство для обеспечения передачи высококачественного цифрового аудиосигнала, превосходящего по качеству существующие аналоговые форматы радиовещания. Сигналы DAB в полосе канала (IBOC) c амплитудной модуляцией (AM) и с частотной модуляцией (ЧМ) (IBOC) могут передаваться в гибридном формате, в котором сигналы с цифровой модуляцией сосуществуют с текущим радиовещательным аналоговым сигналом, или в полностью цифровом формате, без аналогового сигнала. Система IBOC DAB не требует новых спектральных распределений, поскольку сигнал с цифровой модуляцией и аналоговый сигнал передаются одновременно в пределах спектральной маски существующего распределения каналов. Система IBOC DAB способствует экономии спектра, вместе с тем позволяя обеспечивать радиовещательным станциям передачу аудиосигнала цифрового качества для текущей аудитории слушателей.

Для системы IBOC DAB был описан метод мультиплексирования с частотным разделением ортогональных каналов (OFDM). OFDM-сигналы содержат ортогонально разнесенные несущие, модулированные на общей частоте символов. Частотное разнесение для символьных импульсов (например, BPSK- двухпозиционная фазовая манипуляция, QPSK-квадратурная фазовая манипуляция, 8PSK- восьмеричная фазовая манипуляция или QAM-квадратурная амплитудная модуляция) пропорционально частоте символов. Для гибридной IBOC передачи АМ совместимых DAB-сигналов наборы OFDM-поднесущих располагаются в пределах приблизительно от 5 кГц до 15 кГц на каждой стороне сосуществующей аналоговой АМ-несущей, а дополнительные OFDM-поднесущие располагаются в пределах ±5 кГц частотной полосы, занятой аналогово-модулированной АМ-несущей.

Для улучшения надежности передаваемой цифровой информации по каналам связи, имеющим искажения передачи, системы DAB применяют прямое исправление ошибок (FEC) и перемежение. Наиболее известные сверточные коды были рассчитаны для удовлетворительной работы при передаче двоичных сигналов в канале с аддитивным белым гауссовым шумом (AWGN). Простейшие коды имеют частоту 1/n, при этом каждый входной бит информации формирует n выходных битов. Прошитые коды могут быть сформированы путем удаления кодовых битов из исходного кода с частотой 1/N для формирования кодов с более высокой частотой. В публикации S. Kallel, "Complementary Punctured Convolutional (CPC) Codes and Their Applications," IEEE Trans. Comm., Vol. 43, No. 6, pp. 2005-2009, June 1995, описан метод формирования комплементарных кодов, использующий некоторую разновидность метода прошивания для создания кодов с хорошими компонентами.

В публикации B. Kroeger, D. Cammarata, "Robust Modem and Coding Techniques for FM Hybrid IBOC DAB", IEEE Trans. on Broadcasting, Vol. 43, No. 4, pp. 412-420, Dec. 1997, описан метод для создания кодов с перекрывающимися компонентами без всех требований Kallel к свойству комплементарности. В патентной заявке США № 09/438822 (международная публикация № WO 01/35555) на имя Kroeger и др. показано, что указанные коды могут отображаться на QAM символы, используя метод прагматической модуляции решетчатыми кодами (PTCM), описанный в публикации Viterbi и др. "A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulation", A. Viterbi и соавт., IEEE Communications Magazine, pp. 11-19, Vol. 27, No. 7, July 1989, также с сохранением свойств, подобных комплементарности.

Свободный промежуток (dfree) сверточного кода (прошитого или непрошитого) является удобной метрикой, чтобы оценивать качество исправления ошибок в AWGN-канале с передачей двоичных сигналов (BPSK или QPSK). Вторичные метрики, такие как число маршрутов на свободном промежутке и число ошибок на указанных маршрутах, используются для того, чтобы установить более тонкие оценки качества работы. Оптимальный профиль расстояния также полезен, особенно для кодов с большой длиной кодового ограничения. Когда используется недвоичная сигнализация, такая как QAM-модуляция в AWGN-канале, значительно более подходящей является метрика минимального евклидова кодового расстояния для маршрутов решетчатого кода. К сожалению, модуляция решетчатыми кодами (TCM) и PTCM была спроектирована для AWGN-каналов и не обеспечивает удовлетворительных характеристик при наличии импульсных помех. Это объясняется тем, что PTCM (или TCM)-коды не обеспечивают защиту от ошибок на самых старших битах с большими некодированными евклидовыми расстояниями в QAM-совокупности. В канале с импульсными помехами более важным для защиты от ошибок является Хемминговское расстояние.

Существует потребность в методе кодирования, который преодолевает указанные ограничения и является подходящим для использования в системах IBOC DAB.

Сущность изобретения

Настоящее изобретение обеспечивает способ передачи цифровой информации, содержащий этапы кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией; модуляции множества несущих сигналов посредством битов, исправленных с помощью прямого исправления ошибок; и передачи несущих сигналов.

Прямое исправление ошибок может осуществляться путем задания множества кодовых сегментов, выбора размера прошивания, совместимого с сегментами, нахождения некатастрофических кодов сегментов и отображения синфазных и квадратурных компонентов некатастрофических кодов на QAM-совокупность. Модуляция предпочтительно включает в себя этап независимой амплитудной манипуляции синфазных и квадратурных компонентов QAM-совокупности с использованием уровней амплитуды кодов Грея.

Прямое исправление ошибок также включает в себя этапы удаления заданных битов для получения модифицированного множества битов; распределения модифицированного множества битов на множество сегментов; и отображение синфазных и квадратурных компонентов модифицированного множества битов на QAM-совокупность.

Изобретение также относится к передатчикам, содержащим средство для кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией; средство для модуляции множества несущих сигналов посредством битов, исправленных с помощью прямого исправления ошибок; и средство для передачи несущих сигналов.

Другой аспект настоящего изобретения включает способ приема информационного сигнала, содержащий этапы приема множества несущих сигналов, модулированных множеством битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией; демодуляции несущих сигналов для восстановления битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией; и генерации выходного сигнала на основе битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией. Этапы демодуляции могут включать в себя этап пропускания битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией, через нелинейный ограничитель.

Изобретение также относится к приемникам для приема информационного сигнала, содержащим средство для приема множества несущих сигналов, модулированных множеством битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией; средство для демодуляции несущих сигналов для восстановления битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией.

Изобретение преодолевает ограничения известной прагматической модуляции решетчатыми кодами путем использования вклада каждого бита в конфигурацию прошивания в свободный промежуток кода, когда указанным битам присваиваются недвоичные значения, связанные с евклидовым кодовым расстоянием битов, отображенных на совокупность сигнализации.

Краткое описание чертежей

фиг. 1 - схематичное представление распределений поднесущих для гибридной системы АМ цифрового аудиорадиовещания в полосе канала,

фиг. 2 - схематичное представление распределений поднесущих для полностью цифровой системы цифрового аудиорадиовещания в полосе канала,

фиг. 3 - упрощенная блок-схема релевантных частей передатчика системы IBOC DAB, в котором может быть реализован способ согласно настоящему изобретению,

фиг. 4 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности перемежителя с прямым исправлением ошибок (FEC) для базового уровня системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц,

фиг. 5 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности перемежителя с прямым исправлением ошибок (FEC) для гибридного уровня расширения системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц,

фиг. 6 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности полностью цифрового уровня расширения системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц,

фиг. 7 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности перемежителя с прямым исправлением ошибок (FEC) для канала интегрированных цифровых услуг (IDS) в системе IBOC с АМ,

фиг. 8 - упрощенная блок-схема релевантных частей приемника системы IBOC DAB, который может принимать сигналы, закодированные в соответствии со способом согласно настоящему изобретению,

фиг. 9 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности гибридного обращенного перемежителя системы IBOC с АМ и реализацию декодера с прямым исправлением ошибок (FEC), обеспечивающего возможность быстрого обнаружения базового аудиосигнала,

фиг. 10 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности другого гибридного обращенного перемежителя системы IBOC с АМ и реализацию декодера с прямым исправлением ошибок (FEC), обеспечивающего возможность быстрого обнаружения базового аудиосигнала,

фиг. 11 - схематичное представление надежной программируемой метрики F(y) для восьмеричной амплитудной манипуляции (8-ASK), синфазной или квадратурной составляющей 64-квадратурного амплитудно-модулированного (64-QAM) сигнала,

фиг. 12 - схематичное представление надежной программируемой метрики F(y) для амплитудной манипуляции с четверичными сигналами (4-ASK), синфазной или квадратурной составляющей 16-квадратурного амплитудно-модулированного (16-QAM) сигнала, и

фиг. 13 - схематичное представление надежной программируемой метрики F(y) для двоичной фазовой манипуляции (BPSK), синфазной или квадратурной составляющей сигнала квадратурной фазовой манипуляции (QPSK).

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления

Изобретение обеспечивает метод прямого исправления ошибок (FEC), который может использоваться в АМ-совместимых системах IBOC DAB. Указанный FEC метод упоминается здесь как модуляция с кодированием комплементарными решетчатыми кодами с отображенной конфигурацией (CPTCM). CPTCM-кодирование предназначено для согласования возможных сценариев помех, встречающихся в AM-канале системы IBOC DAB.

На фиг. 1 показано схематичное представление распределений поднесущих для гибридной системы АМ цифрового аудиорадиовещания в полосе канала (IBOC). Сигнал 10 для гибридной системы IBOC DAB содержит главную несущую 12 на частоте f_o, которая является аналоговым сигналом, модулированным сигналом программы согласно известным методам АМ-радиовещания. Сигнал также содержит множество равноотстоящих поднесущих, которые передаются в том же канале, что и аналоговый модулированный сигнал. Первая и вторая группы поднесущих располагаются в верхней и нижней боковых полосах 14 и 16 соответственно и упоминаются здесь как основные поднесущие. Третья группа поднесущих, упоминаемая как поднесущие расширения, располагается в центральной полосе 18, которая также занята аналоговой модулированной несущей. Поднесущие в первой и второй группах модулируются как синфазно, так и в квадратуре относительно аналоговой модулированной несущей. Поднесущие в третьей группе располагаются комплементарными парами и модулируются в квадратуре относительно аналоговой модулированной несущей. Две поднесущие 20 и 22 третьей группы, которые лежат наиболее близко к центру канала, упоминаются как синхронизирующие поднесущие и модулируются с использованием BPSK-модуляции. Система цифрового аудиорадиовещания, использующая комплементарные поднесущие, раскрыта в патенте США № 5859876, который включен в настоящее описание посредством ссылки.

На фиг. 2 показано схематичное представление распределений поднесущих для полностью цифровой системы цифрового аудиорадиовещания в полосе канала (IBOC). Сигнал 30 полностью цифровой системы IBOC DAB содержит первую и вторую группы 32 и 34 равноотстоящих поднесущих, упоминаемых здесь как основные поднесущие, которые располагаются в верхней и нижней боковых полосах 36 и 38. Третья и четвертая группы 40 и 42 поднесущих, упоминаемых как поднесущие расширения, также располагаются в верхней и нижней боковых полосах 36 и 38. Две синхронизирующие поднесущие 44 и 46 третьей группы лежат наиболее близко к центру канала и модулируются с использованием BPSK-модуляции.

AM-сигнал системы IBOC DAB модулируется в цифровой форме с использованием COFDM (кодированного мультиплексирования с частотным разделением ортогональных каналов). Каждая из поднесущих модулируется с использованием 64-QAM-символов. Цифровая информация (например, аудиосигнал) перемежается сегментами и затем кодируется с прямым исправлением ошибок с использованием модуляции с кодированием комплементарными решетчатыми кодами с отображенной конфигурацией (CPTCM). CPTCM-способ прямого исправления ошибок (FEC) основан на комбинации нового метода отображения кодовой конфигурации и применении комплементарных прошитых кодов к системам IBOC DAB, распространяя свойства комплементарности на две размерности.

Базовые требования для CPTCM кода в системах IBOC DAB включают возможность прошивания исходного кода в различных перекрывающихся сегментах, включая главную, резервную, нижнюю боковую полосу и верхнюю боковую полосу. Каждый из четырех перекрывающихся сегментов должен работать как хороший код. Нижняя и верхняя боковые полосы должны быть оптимизированы как пара комплементарных неперекрывающихся сегментов. Аналогично, резервный и главный сегменты должны работать независимо. Конечно, все сегменты должны быть некатастрофическими кодами. Система цифрового аудиорадиовещания, использующая разбиение на сегменты, описана в ранее упомянутой патентной заявке США № 09/438822, и тем самым включена в настоящий документ посредством ссылки.

На Фиг. 3 представлена упрощенная блок-схема релевантных частей передатчика 50 системы IBOC DAB, в котором может быть реализован способ, соответствующий настоящему изобретению. Передатчик содержит аудиокодер 52, который принимает дискретизированный аудиосигнал по линии 54. Кодированный сигнал в линии 54 подвергается прямому исправлению ошибок, как иллюстрируется, FEC-кодером 56. Результирующий исправленный прямым исправлением ошибок сигнал в линии 58 перемежается, как показано перемежителем 60. Модулятор 62 модулирует перемеженный сигнал. В гибридной системе источник 64 дискретизированного аудиосигнала обеспечивает подачу АМ-сигнала в точку 66 суммирования, где АМ-сигнал в линии 68 и модулированный в цифровой форме сигнал в линии 70 объединяются, формируя составной сигнал в линии 72, который затем модулируется модулятором 74 и транслируется посредством антенны 76. Должно быть понятно, что хотя функции, показанные на фиг. 3, представлены отдельными блоками, эти функции могут выполняться с использованием одного или нескольких процессоров, где в одном процессоре выполняется множество функций.

На фиг. 4 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая перемежитель 80 с прямым исправлением ошибок (FEC) для базового уровня системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц. Цифровой сигнал подается по линии 82 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 3000 битов, как показано блоком 84. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 86, где кадр модема делится на 6000 5-битовых групп. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 88.

Прошитые сверточные коды выводятся из «материнского» кода с частотой 1/N путем удаления некоторых кодовых битов. Удаляемые кодовые биты могут быть идентифицированы в конфигурации прошивания, которая периодически повторяется. Период Р прошивания определяется числом информационных битов в конфигурации прошивания. Суммарное число битов в конфигурации прошивания составляет P·N. Результирующая частота кода прошитого кода составляет:

где x - число битов прошитого кода.

Для минимизации потерь в выполнении исправления ошибок результирующего прошитого кода конкретные удаляемые биты должны тщательно выбираться. Также, важно избегать создания катастрофического кода в результате удаления битов. Например, удаление одного конкретного бита может привести к потере свободного промежутка 1, тогда как удаление другого бита может привести к потере 3, а удаление еще одного бита может привести к катастрофическому коду. Ясно, что все местоположения кодовых битов в конфигурации прошивания не вносят одинаковый вклад в выполнение исправления ошибок прошитого кода. Указанное свойство может применяться в отображении кодовых битов на недвоичную сигнализацию, такую как ASK или QAM-модуляция.

В примере, показанном на фиг. 4, каждая из 5-битовых групп приводит к 12-битовому выходному сигналу. Затем 12-битовые группы сегментируются на главный верхний, главный нижний, резервный верхний и резервный нижний сегменты, что иллюстрируется блоками 90, 92, 94 и 96, например, путем присвоения трех битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Резервный верхний и резервный нижний биты задерживаются, как показано блоком 98 и 100, и биты отображаются на основной перемежитель, как показано блоком 102.

На фиг. 5 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая прямое исправление ошибок (FEC) для перемежителя 104 расширения гибридной системы IBOC с АМ. Цифровой сигнал подается по линии 106 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 24000 битов, как показано блоком 108. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 110, где кадр модема делится на 4000 6-битовых группы. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 112. Например, каждая из 6-битовых групп приводит к 12-битовому выходному сигналу. Затем 12-битовые группы сегментируются на верхний и нижний сегменты расширения, как показано блоками 114 и 116, например, путем присвоения шести битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Верхний и нижний биты расширения задерживаются, как показано блоками 118 и 120, и биты отображаются на перемежитель расширения, как показано блоком 122.

На фиг. 6 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая прямое исправление ошибок (FEC) для перемежителя 124 для уровня расширения полностью цифровой системы IBOC с АМ. Цифровой сигнал подается по линии 126 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 3000 битов, как показано блоком 128. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 130, где кадр модема делится на 6000 5-битовых групп. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 132. На примере фиг. 6 каждая из 5-битовых групп приводит к 12-битовому выходному сигналу. Затем 12-битовые группы сегментируются на главный верхний, главный нижний, резервный верхний и резервный нижний сегменты, как иллюстрируется блоками 134, 136, 138 и 140, например, путем присвоения трех битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Резервный верхний и резервный нижний биты задерживаются, как показано блоками 142 и 144, и биты отображаются на основной перемежитель, как показано блоком 142.

На фиг. 7 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая прямое исправление ошибок (FEC) для перемежителя 148 интегрированных цифровых услуг (IDS) гибридной системы IBOC с АМ. Цифровой сигнал подается по линии 150 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 80 битов, как показано блоком 152. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 154, где кадр модема делится на десять 8-битовых групп. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 156. В приведенном примере каждая из 8-битовых групп обуславливает 24-битовый выходной сигнал. Затем 24-битовые группы сегментируются на IDS-верхний и IDS-нижний сегменты, как показано блоками 158 и 160, например, путем присвоения шести битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Затем IDS- верхний и IDS- нижний биты отображаются на перемежитель расширения, как показано блоком 162.

На фиг. 8 показана упрощенная блок-схема релевантных частей приемника 170 системы IBOC DAB, который может принимать сигналы, кодированные согласно способу, соответствующему настоящему изобретению. Составной радиовещательный сигнал принимается антенной 172 и преобразуется в сигнал промежуточной частоты (ПЧ) в линии 174 схемой 176 препроцессора. Затем ПЧ сигнал обрабатывается цифровым преобразователем 178 с понижением частоты, который содержит аналого-цифровой преобразователь 180 и процессор, который выполняет смешение, прореживание и фильтрацию, как показано блоком 182, формируя комплексный сигнал полосы модулирующих частот в линии 184. Блок 186 автоматической регулировки усиления подает сигнал полосы модулирующих частот в перемежитель 188 в цифровом преобразователе с понижением частоты. Демодулятор 190 демодулирует аналоговую модулированную часть составного сигнала полосы модулирующих частот, а демодулятор 192 демодулирует модулированную в цифровой форме часть составного сигнала полосы модулирующих частот. После обращенного перемежения, FEC декодирования и декодирования аудиосигнала, как показано блоками 194 и 196, результирующий DAB-стерео сигнал в линии 198 и аналоговый сигнал в линии 200 смешиваются, как показано блоком 202, формируя выходной аудио-сигнал в линии 204.

На фиг. 9 показана функциональная блок-схема гибридного обращенного перемежителя и FEC декодера системы IBOC с АМ. Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок основной сигнал вводится по линии 206 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 208. Блок 210 показывает, что для I и Q составляющих определяются «мягкие» (программируемые) решения, и программируемые решения I и Q составляющих подвергаются обращенному перемежению в блоках 212 и 214 соответственно. Обращено перемеженные квадратурные составляющие для главного верхнего и главного нижнего сегментов задерживаются, как показано блоком 216, а обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок основные сигналы декодируются, как показано блоком 218, формируя основные данные в линии 220.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок сигнал расширения вводится по линии 222 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 224. Блок 226 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, а в блоке 228 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные сигналы расширения декодируются с прямым исправлением ошибок, как показано блоком 230, формируя данные расширения в линии 232.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок IDS сигнал вводится по линии 234 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 236. Блок 238 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, а в блоке 240 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок IDS сигналы декодируются, как показано блоком 242, формируя данные интегрированных цифровых услуг в линии 244.

На фиг. 10 показана функциональная блок-схема альтернативного гибридного обращенного перемежителя и FEC декодера системы IBOC с АМ. Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок основной сигнал вводится по линии 246 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 248. Блок 250 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, и соответственно в блоках 252 и 254 программируемые решения I и Q составляющих подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные квадратурные составляющие для главного верхнего и главного нижнего сегментов задерживаются, как показано блоком 256, и обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок основные сигналы декодируются, как показано блоком 258, формируя основные данные в линии 260.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок сигнал расширения вводится по линии 262 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 264. Блок 266 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, и соответственно в блоке 268 и 270 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные квадратурные составляющие для главного верхнего и главного нижнего сегментов задерживаются, как показано блоком 272, и обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок сигналы расширения декодируются, как показано блоком 274, формируя данные расширения в линии 276.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок IDS- сигнал вводится по линии 278 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 280. Блок 282 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, а в блоке 284 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок IDS-сигналы декодируются, как показано блоком 286, формируя IDS-данные в линии 288.

Формирование CPTCM-кода является многоэтапным процессом. Сначала задаются сегменты, например, главный, резервный, нижний и верхний сегменты. В примере кодированного мультиплексирования с частотным разделением ортогональных каналов (COFDM)сегменты определяются как группы поднесущих, которые подвергаются воздействию совместно, как группа, по сценарию взаимных помех. В частности, если кодированные поднесущие помещены в обеих - нижней и верхней боковых полосах, то одна из указанных боковых полос может быть искажена источником помех, тогда как другая боковая полоса, как ожидается, работает сама по себе. Другими словами, код в каждой боковой полосе не должен быть катастрофическим, и сам по себе должен иметь хорошие свойства исправления ошибок. Следовательно, каждый сегмент должен образовывать частоту кода, меньшую или равную 1. Аналогично, пара сегментов может быть разнесена во времени, где один сегмент передается первым (например, главный), а другой сегмент передается на несколько секунд позже (например, резервный). В таком случае сигнал может испытывать перерыв передачи в течение секунды (например, пока приемник проходит под мостом), и либо резервный, либо главный сегмент будут работать, поскольку они не испытывают перерыва передачи информации с одинаковым содержимым благодаря разнесению во времени. Различные пары или наборы сегментов могут перекрываться. Например, пары сегментов верхний /нижний и главный/ резервный могут перекрывать друг друга. Более конкретно, нижний сегмент может быть образован половиной битов главного сегмента плюс половиной битов резервного сегмента, тогда как верхний сегмент содержит остальные биты.

Далее, размер конфигурации прошивания (частота кода и период прошивания) выбирается с учетом сегментов. Если код состоит из двух взаимно исключающих сегментов (например, главного, резервного), каждый из которых имеет частоту кода R, то составной код имеет частоту кода R/2. Материнский код, из которого прошиванием формируются сегменты, должен иметь частоту кода более R/2. Обычно материнский код является сверточным кодом с частотой 1/n. Сегменты не должны включать в себя наборы кодовых битов, которые являются взаимно исключающими. Период конфигурации прошивания должен быть достаточно большим для формирования каждого из сегментов.

Затем находят составляющие некатастрофических сегментов, идеально с максимальным свободным промежутком, dfree. Это должно быть связано с компьютерным поиском с возможно большим количеством хороших результатов и комбинаций, из которых можно выбирать.

Для недвоичных модуляций кодовых битов должно быть определено наилучшее битовое отображение для возможных некатастрофических сегментов. Двоичная модуляция, такая как BPSK или QPSK, не выигрывает от отображения кодовых битов на символ модуляции. Модуляция QAM представляет собой недвоичную модуляцию, в которой, при данном построении кодов, синфазная (I) и квадратурная (Q) составляющие QAM-символа трактуются индивидуально как ASK-символы. Каждый ASK-символ несет b кодовых битов, формируя m-разрядный ASK-символ из m=2^b уровней амплитуды, кодируемых кодом Грея. Последнее, вместо жесткого решения (±1), включает добавление различных мягких (программируемых) весовых коэффициентов к битам. Способ определения относительного «мягкого» (программируемого) свободного промежутка описан ниже.

Затем выбираются наилучшие отображения, совместимые с сегментированием, которые дают максимальный программируемый свободный промежуток. К сожалению, идеальные отображения битов на символы в пределах каждого сегмента могут не быть совместимыми с отображением битов в других сегментах. Например, не все сегменты могут использовать биты с наибольшим средним евклидовым расстоянием. Когда сегменты перекрываются, имеются дополнительные ограничения. Указанные ограничения будут, вероятно, приводить к компромиссу в отображении битов для каждого из сегментов. В некоторых случаях может быть желательным, чтобы один сегмент имел лучшее отображение, чем другой (например, резервный может быть улучшен за счет характеристики главного).

CPTCM-метод применяется к QAM-символу путем обработки I и Q составляющих как независимо кодированные ASK-сигналы. В частности, 64-QAM символ создается модуляцией I и Q составляющих независимыми 8-ASK сигналами. 8-ASK-символы генерируются из специально выбранных 3-битовых групп, которые затем используются для адресации отображенных по Грею точек совокупности. Отображение Грея максимизирует характеристики, минимизируя число границ решения в ASK-отображении. Тем самым максимизируется среднее евклидово расстояние. Указанная процедура явно отличается от сегментирования множества, предлагаемого Ungerboeck в публикации "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals," IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, No. 1, January 1982, pp. 55-67 и от многоуровневого кодирования и PTCM-отображения, предложенного в ранее упомянутой статье Viterbi и др. Отображение триплетов кодовых битов на 8 уровней 8-ASK символов представлено в таблице 1.

Таблица 1
Отображение CPTCM-кодированных битов на 8 уровней 8-ASK символовОтображе-
ниеУровень
-3,5Уровень
-2,5Уровень
-1,5Уровень
-0,5Уровень
0,5Уровень
1,5Уровень
2,5Уровень
3,5А00001111В00111100С01100110

16-QAM символ создается модуляцией I и Q составляющих независимыми 4-ASK сигналами. 4-ASK символы генерируются из специально выбранных 2-битовых групп, которые затем используются для адресации отображенных по Грею точек совокупности. Отображение пар кодовых битов на 4 уровня 4-ASK символов представлено в таблице 2.

Таблица 2
Отображение CPTCM-кодированных битов на 4 уровня 4-ASK символовОтображениеУровень
-1,5Уровень
-0,5Уровень
+0,5Уровень
+1,5А0011В0110

Далее описано отображение кодовых битов на ASK уровни. Для присвоения ASK-уровней триплетам битов или парам битов используется отображение кода Грея. Отображение кода Грея является хорошо известным способом присвоения битов адресным уровням (в нашем примере - ASK-уровни), где упорядочение уровней требует минимального числа изменений битов. Более конкретно, между адресами последовательных уровней изменяется точно один бит. Наоборот, присвоение двоичного числа адресов не имеет такого ограничения. В примере 8-ASK, кодирование Грея приводит к изменению 7 битов между 8 уровнями, не считая концевых точек. Упорядочение двоичного числа уровней требует изменения 11 битов, не считая концевых точек.

Известно, что кодирование Грея является выгодным при детектировании ASK-сигналов в шуме, поскольку наиболее вероятные ошибки оценки битов происходят тогда, когда уровень находится вблизи битового перехода. Кроме того, наблюдается, что больше переходов (m/2) возникает в младшем бите (LSB) отображенного по коду Грея m-ASK символа, тогда как в старшем бите (MSB) происходит только один переход. Следовательно, LSB является более склонным к ошибкам, вызванным шумом, чем MSB. Таким образом, MSB является более надежным, чем LSB, и другие биты находятся между этими экстремальными значениями. Указанное свойство используется в способе, соответствующем настоящему изобретению.

В дополнение к использованию свойства неравного исправления ошибок кодовых битов посредством прошивания изобретение также использует указанное свойство для отображения кодовых битов на ASK-символы (триплеты или пары битовых адресов). Наиболее значимые кодовые биты помещаются в наиболее надежных местоположениях MSB, а наименее значимые биты - в местоположениях LSB. Указанная процедура должна иметь тенденцию минимизировать потери в способности исправления ошибок результирующего кода и модуляции. Главное преимущество данного метода над TCM и PTCM состоит в том, что может поддерживаться хорошее расстояние Хемминга. Методы TCM или PTCM рассчитаны на то, чтобы максимизировать евклидово расстояние, допуская при этом расстояние Хемминга, равное только 1 на MSB битах. Следовательно, MSB биты не имеют защиты от ошибок, которая неприемлема для импульсного шума, и проявляют плохие характеристики при замирании. Наоборот, CPTCM-метод, предложенный здесь, предназначен для поддержания хорошего расстояния Хемминга для базового двоичного кода, максимизируя при этом евклидово расстояние при указанных ограничениях. Более того, CPTCM-код легко реализовать, так как для этого требуется только один каскад декодирования и обращенного перемежения, в отличие от других TCM или PTCM методов многокаскадного декодирования/обращенного перемежения.

CPTCM требует оценки относительного значения различных кодовых битов в пределах конфигурации прошивания. Например, предположим, что имеется 6 кодовых битов в сегменте, оставшихся после прошивания других, и указанные 6 битов должны отображаться в битовые триплеты из 8-ASK символов, используемых для создания 64-QAM символов. Затем 6 кодовых битов распределяются на 3 категории надежности, причем наиболее значимые 2 бита ассоциируются с 2 MSB битами, наименее значимые 2 бита ассоциируются с 2 LSB битами, а 2 средних бита ассоциируются со средними ASK адресными битами. Нет необходимости, чтобы биты группировались в пределах тех же самых символов, поскольку было бы желательно, чтобы перемежение битов рассеивало пакетные ошибки в пределах символа.

Далее значение каждого кодового бита в конфигурации прошивания оценивается для последующего отображения кодовых битов на символы модуляции. Либо идентифицируется кодовый сегмент, либо используется весь код, в зависимости от того, должно ли отображение оптимизироваться по каждому сегменту индивидуально, или более важно оптимизировать отображение по всему коду. Две указанные различные оптимизации будут в основном давать разные результаты отображения. В случае, когда предпочтительно оптимизировать индивидуальные сегменты, оценка значения кодовых битов может быть выполнена несколькими путями.

Например, каждый бит может быть удален из кода, и можно оценить потери способности исправления ошибок. В порядке важности, подходящие метрики включают катастрофические потери, потери свободного промежутка, увеличенное число маршрутов на свободном промежутке. Наименее значимые биты приводят к наименьшим потерям. Указанные биты могли бы затем ранжироваться для отображения наименее значимых битов на LSB биты, или на наиболее уязвимые биты в символах модуляции. Альтернативно, биты могли бы удаляться группами вместо того, чтобы удалять по одному за раз. Другой подход мог бы использовать алгоритм Viterbi для оценки программируемого свободного промежутка, относящегося к евклидовому расстоянию кода.

Если кодовые сегменты перекрываются, для отображения битов, вообще говоря, должен быть сделан компромисс. Это обусловлено тем, что для одного сектора предпочтительнее, чтобы конкретный бит отображался на адрес символа модуляции MSB, тогда как для такого же бита в перекрывающемся сегменте предпочтительнее отображение на LSB. В указанных случаях обе оптимизации не могут быть учтены, и необходимо оценить и принять компромиссное решение.

Далее описываются несколько иллюстративных построений кодов с использованием вышеописанных способов. Указанные построения включают схемные решения перемежителя, предназначенные для системы IBOC с АМ. Перемежитель может быть спроектирован для CPTCM с масштабируемым (2-уровневым аудиокодером-декодером. Перемежитель может состоять из 2 частей: основной перемежитель, охватывающий 50 поднесущих (25 верхних плюс 25 нижних боковых полос), и перемежитель расширения, охватывающий 50 поднесущих (50 пар комплементарных поднесущих для гибридной системы, и по 25 в каждом - нижнем и верхнем - 'крыльях' для полностью цифровой системы). Две дополнительные пары поднесущих (+-27 и +-53) в области расширения могут использоваться для IDS-информации и не зависят от кодирования расширения. В данном примере, поднесущие со 2 по 82 на любой стороне главной несущей применяются в системе с частотой модуляции 30 кГц.

На фиг. 1 показаны местоположения секторов перемежителя для гибридной системы, а на фиг. 2 - местоположения секторов перемежителя для полностью цифровой системы.

CPTCM-коды могут быть созданы посредством прошивания сверточных кодов с частотой 1/3. Код с частотой 1/3 обеспечивает достаточное число битов в конфигурации прошивания, чтобы сформировать код с частотой 5/12, используемый в вышеописанном примере. Хотя можно использовать любой порождающий многочлен кода, лучший отправной пункт для начала поиска состоит в том, чтобы использовать стандартные многочлены, поскольку они с большей вероятностью могут формировать прошитые коды. Чтобы обеспечить хорошие результаты как в гибридной системе, так и в полностью цифровой системе, FEC-код требует подходящих конфигураций прошивания и отображения кода на биты. Для гибридной системы конфигурация прошивания обеспечит кодовые биты для комплементарных составляющих верхней боковой полосы и нижней боковой полосы. Каждая боковая полоса должна обеспечить код хорошего качества, в случае, если другая боковая полоса искажена. Основной код также должен быть разбит на сектора для разнесения с главной и резервной составляющими. Каждая комплементарная составляющая должна кодироваться с использованием кода с частотой 5/6, формируя комбинированный код с частотой 5/12. Основная FEC-конфигурация прошивания также будет распределена между главным и резервным аудиоканалами. Резервный канал используется для быстрой настройки и обеспечивает разнесение во времени, чтобы смягчить эффекты промежуточных блокировок. Каждый из каналов - главный и резервный - могут кодироваться с частотой 5/6, приводя к комбинированному коду с частотой 5/12. Пара сегментов верхний/нижний перекрывает пару сегментов главный/резервный.

Хороший код, включающий две перекрывающиеся пары сегментов, был найден с использованием порождающих многочленов основной FEC составной конфигурации прошивания G=[G1=561, G2=753, G3=711]. Объединенная главная, резервная, верхняя и нижняя конфигурация прошивания для основного FEC-кода определяется в таблице 3. Некоторые примеры хороших кодов, созданных с использованием указанных методов, описаны далее.

Таблица 3
Конфигурация прошиванияBLCMUBBLBBUAMLCBUBBLAMLBMLABUCMUC0MUA00Таблица 4
Сводка параметров основного FEC-кодаСегментЧастотаd_facГлавный5/64554Резервный5/6519168Нижний5/6519168Верхний5/64528Составной5/12   

Полная частота гибридного верхнего плюс нижнего FEC-кода расширения составляет частоту 2/3. Конфигурация прошивания и присвоение код-бит определяется в таблице 5.

Таблица 5
Конфигурации прошиванияEL_IEU_IAEU_IBEU_QA0000EL_Q0EU_QB0

В таблице 5, E = расширенная, L = нижняя боковая полоса, U = верхняя боковая полоса, I = синфазная, Q = квадратурная и A, B и C - положения битов. Гибридная основная FEC составная конфигурация прошивания была сформирована с использованием порождающих многочленов G=[G1=561, G2=753, G3=711]. Таблица 6 обеспечивает сводку параметров гибридного кода расширения.

Таблица 6
Сводка параметров гибридного FEC-кода расширенияСегментЧастотаd_facНижний11438Верхний2N/A  Составной2/372096

FEC-кодирование для полностью цифровой системы расширения может быть идентично форме основного кода. Однако имеется модификация, требуемая в перемежителе для формирования кадра и задержки. Указанная модификация описана ниже относительно перемежителя полностью цифровой системы расширения.

IDS-поднесущие могут быть модулированы, используя 16-QAM символы в качестве поднесущих расширения. Поднесущие 27 и 53

(-27 и -53 комплементарны им) являются IDS-поднесущими в гибридной системе. Поднесущие 27 и -27 являются некомплементарными IDS-поднесущими в полностью цифровой системе. IDS-последовательность имеет длину 32 символа (символы 0 - 31) и ассоциируется с длиной блока 32 OFDM-символа в конкретном перемежителе, используемом в данном примере. Местоположения символов 10 и 26 задаются в качестве настроечных символов. Остальные 30 символов несут закодированную информацию 120 битов с частотой 2/3. Следовательно, каждая IDS-последовательность несет 80 информационных битов, включая 8-битовый CRC. Код с частотой 1/3 может применяться с комплементарными составляющими с частотой 2/3. Верхняя и нижняя комплементарные составляющие кода полностью цифровых IDS-поднесущих соответствуют гибридной внутренней и внешней паре IDS комплементарных поднесущих, соответственно гибридной системы. Таблица 7 иллюстрирует полностью цифровую IDS-конфигурацию прошивания.

Таблица 7
Конфигурации прошиванияIDSL_IAOIDSU_IA1IDSL_IA1IDSU_IA2IDSL_QA0IDSU_QA1IDSL_QA1IDSU_QA2IDSL_IBOIDSU_IB0IDSL_IB2IDSU_IB2IDSL_QB0IDSU_QB0IDSL_QB2IDSU_QB2IDSU_LA0IDSL_IB1IDSU_IB1IDSL_1A2IDSU_QA0IDSL_QB1IDSU_QB1IDSL_QA2

В таблице 7, IDS = интегрированные цифровые услуги, расширенная, L = нижняя боковая полоса, U = верхняя боковая полоса, I = синфазная, Q = квадратурная и A и B - положения битов. IDS FEC составная конфигурация прошивания была сформирована с использованием порождающих многочленов G=[G1=561, G2=753, G3=711]. Таблица 8 обеспечивает сводку параметров IDS- кода.

Таблица 8
Сводка параметров основного FEC-кодаСегментЧастотаd_facНижний2/37626Верхний2/37626Составной1/317  

Блок перемежителя может состоять из 32 COFDM-символов (боды). В кадре модема должно быть 8 блоков (полоса захвата перемежителя) для главного сегмента и сегмента расширения. Резервный сегмент может перемежаться только по полосе захвата одного блока, чтобы обеспечить возможность быстрой настройки. Основной перемежитель содержит верхнюю боковую полосу и нижнюю боковую полосу (по 25 поднесущих каждая). Перемежитель расширения также содержит верхнюю боковую полосу и нижнюю боковую полосу (по 25 поднесущих каждая, исключая IDS- поднесущие) для полностью цифровой системы, или, эквивалентно, внутренний и внешний сегменты расширения для гибридной системы. Каждый блок перемежителя вмещает общее количество 800 QAM-символов (750 данных + 50 настроечных).

Масштабируемый аудиокодер-декодер в данном примере состоит из двух уровней (основной и расширения). Основной уровень отображается на 50 QAM-поднесущих (по 25 поднесущих на каждой боковой полосе), тогда как уровень расширения отображается на 50 QAM комплементарных поднесущих (пары для гибридной системы). Основной уровень и уровень расширения кодируются отдельно. В дополнение, имеются некоторые поднесущие, предназначенные для передачи 16-QAM IDS-данных.

Перемежение в пределах каждого блока, охватывающего 25 поднесущих и 32 OFDM-символа, может быть выполнено с использованием следующих выражений для индексов строк и столбцов:

Индекс k указывает на один из 750 QAM-символов в пределах блока (основного или расширения). Каждый из 64-QAM символов основного блока содержит 6 кодовых битов, которые отображаются в пределах блока. Аналогично, каждый из 16-QAM символов расширения или IDS-перемежителя содержит 4 кодовых бита, которые отображаются в пределах блоков с использованием таких же выражений. Из общего количества 800 символов в блоке, остальные 50 QAM-символов используются для настроечных символов. Настроечные символы могут быть расположены в последних местоположениях 50 QAM-символов (k=750..799).

30000 основных информационных битов, образующих каждый кадр модема, кодируются и компонуются в группы битов из конфигураций прошивания, как определено ранее, и функционально иллюстрируются на фиг. 4. Указанные группировки отображаются на основной перемежитель с использованием выражений, представленных в таблице 10.

Индексы основного перемежителя задаются как: k = индекс символа блока, 0-749 символов в каждом основном блоке; b = номер блока, 0-7 в пределах каждого кадра модема; и p = отображение PTCM бита в пределах каждого из 64-QAM символов (IA=0, IB=1, IC=2, QA=3, QB=4, QC=5).

Таблица 10
Отображение основного перемежителяСегмент
X_k,b,pN, n=0...N-1k
индекс в блоке bb
блок #p
I&Q, ASK
отображениеBU_k,b,p18000mod[n+floor(n/750), 750]floor(n/2250)
(see note 1)mod(n, 3)BL_k,b,p18000mod[n+floor(n/750)+750]floor(n/2250)
(see note 1)mod(n, 3)MU_k,b,p18000mod[n+floor(n/3000)+2,750]mod(3*n, 8)3+mod(n, 3)Ml_k,b,p18000mod[n+floor(n/3000)+3,750]mod(3*n+3,8)3+mod(n, 3)

К резервному сигналу добавляется задержка разнесения на 3 кадра модема.

24000 информационных битов расширения, образующих каждый кадр модема, кодируются и компонуются в группы битов из конфигураций прошивания, как определено ранее и показано на фиг. 6. Указанные группировки отображаются на перемежитель расширения с использованием выражений, представленных в таблице 11.

Индексы перемежителя расширения k, b, p и p задаются как: k = индекс блока, 0-750 символов в каждом основном блоке; b = номер блока, 0-7 в пределах каждого кадра модема; p= отображение 16-QAM бита в пределах каждого из 64-QAM-символов, p = отображение QPSK бита в пределах каждого QPSK-символа (IA=0, IB=1, QA=2, QB=3); и p = отображение битов в пределах каждого символа (I=0, Q=l).

Таблица 11
Отображение гибридного перемежителя расширенияСегмент
X_k,b,pN
n=0...N-1k
индекс в блоке bb
блок #p
I&Q, ASK
отображениеEU_k,b,p24000mod[n+floor(n/6000),
750]mod[3*n+floor(n/3000)+
2*floor(n/12000), 8]mod(n,4)EL_k,b,p12000mod[n+floor(n/6000),
750]mod[3*n+floor(n/3000),8]mod(n,2)

К резервному сигналу добавляется задержка разнесения на 2 кадра модема.

30000 полностью цифровых информационных битов расширения, образующих каждый кадр модема, кодируются и компонуются в группы битов из конфигураций прошивания, как определено ранее и показано на фиг. 7. Указанные группировки отображаются на полностью цифровой перемежитель расширения с использованием выражений, представленных в таблице 12.

Полностью цифровой перемежитель расширения в данном примере очень похож на основной перемежитель, за исключением того, что резервная часть выполняет перемежение на границах кадра (не блока) идентично главной части. Это делает необходимой незначительную модификацию основного перемежителя. Перемежение основного резервного блока охватывает I (синфазную) QAM-составляющую, тогда как перемежение главного кадра охватывает Q (квадратурную) QAM-составляющую. Для учета перемежения кадра расширения, резервный I (синфазный) перемежитель делается идентичным выражениям главного Q перемежителя. Тогда резервный кадр расширения должен передаваться на один кадр впереди основного резервного кадра, тогда как главный основной кадр и кадр расширения передаются одновременно.

Индексы k, b и p полностью цифрового перемежителя расширения определяются как: k = индекс символа блока, 0-749 символов в каждом основном блоке; b = номер блока, 0-7 в пределах каждого кадра модема; и p = отображение PTCM бита в пределах каждого из 64-QAM символов (IA=0, IB=1, IC=2, QA=3, QB=4, QC=5).

Таблица 12
Отображение полностью цифрового перемежителя расширенияСегмент
X_k,b,pN, n=0...N-1k
индекс в блоке bb
блок #p
I&Q, ASK
отображениеBU_k,b,p18000mod[n+floor(n/3000)+2,750]mod(3*n,8)mod(n,3)BL_k,b,p18000mod[n+floor(n/3000)+3,750]mod(3*n+3,8)mod(n,3)MU_k,b,p18000mod[n+floor(n/3000)+2,750]mod(3*n,8)3+mod(n,3)ML_k,b,p18000mod[n+floor(n/3000)+3,750]mod(3*n+3,8)3+mod(n,3)

К резервному сигналу добавляется задержка разнесения на 2 или 3 кадра модема.

80 IDS информационных битов расширения, образующих каждый блок, кодируются и компонуются в группы битов из конфигураций прошивания, как определено ранее и показано на фиг. 7. Указанные группировки отображаются на перемежитель расширения с использованием выражений, представленных в таблице 13.

Индексы k и p IDS перемежителя задаются как: k = индекс блока, 0-29 символов в каждом блоке, пропуская два настроечных символа (8 и 24) общего количества 32; и p = отображение 16-QAM битов в пределах каждого из 16-QAM символов (IA=0, IB=1, QA=2, QB=3).

Таблица 13
Отображение IDS перемежителяСегмент X_k,pN
n=0...n-1k
Индекс в IDS последовательностиp
I&Q, ASK
отображениеIDSU_k,p120mod[n+floor(n/60),30)mod(n,4)IDSL_k,p120mod[n+floor(n/60)+11,30)mod(n,4)

К резервному сигналу добавляется задержка разнесения на 2 кадра модема.

Перемежение в пределах каждой IDS последовательности, охватывающей 32 OFDM-символа, может быть выполнено с использованием следующего выражения для индекса строки (вектора):

Индекс k указывает на один из 32 16-QAM символов в пределах IDS последовательности. Каждый из 16-QAM символов содержит 4 кодовых бита. Из общего количества 32 символов 30 передают IDS-информацию, тогда как остальные 2 символа используются для настроечных символов (местоположения 8 и 24).

На фиг. 9 показана функциональная блок-схема частей обращенного перемежителя и FEC-декодера приемника. Данные совокупности на входе состоят из I и Q значений для каждого из QAM-символов, которые были демодулированы и нормализованы к сетке совокупности. Информация о состоянии канала (CSI) ассоциируется с I и Q значением, чтобы обеспечить возможность последующего нахождения программируемого решения для битов. Назначение элементов задержки, показанных на чертеже, заключается в том, чтобы выравнивать по времени резервную аудиоинформацию с главной аудиоинформацией и аудиоинформацией расширения, так как главная информация и информация расширения были задержаны в передатчике. MU и ML блоки битов накапливаются во всем кадре модема перед обращенным перемежением с BU и BL блоками битов. Блоки 208, 210, 212, 218, 236, 238, 240 и 242 на чертеже показывают функции, которые должны выполняться на границах блока перемежителя (что противоположно границам кадра модема), чтобы минимизировать задержку в обработке резервных или IDS-данных.

Поскольку двоичные коды используются для CPTCM с недвоичной модуляцией, выгодно получить какой-нибудь тип программируемой двоичной метрики из шумовых M-разрядных символов. Предположим, что принятый шумовой символ есть:

y_i=s_i+n_i, I=1,...N

Если предположить, что K - число информационных битов на символ, двоичная метрика для k-ого бита определяется выражением:

где s_j ^1k обозначает j-ый символ в совокупности, которая имеет значение бита 1 в k-ом положении бита (и аналогично для s_j ^0k, j-ый символ в совокупности, которая имеет значение бита 0 в k-ом положении бита) и

представляет собой плотность распределения вероятности шума, полагая наличие AWG шума. Вышеупомянутая формула для программируемой битовой метрики применяется для любой совокупности. Главный недостаток такого подхода состоит в том, что он требует вычислений экспоненциальных функций. Приблизительная метрика может быть получена аппроксимацией суммы экспонент максимальной экспонентой, так, что

где нерелевантные члены и константы опущены, и s^1k _min обозначает символ, ближайший к y_i, который имеет 1 в k-ом положении бита (и аналогично для s^0k _min). Таким образом, посредством указанной аппроксимации удается избежать вычисления экспоненциальных функций. Однако вследствие использования такой аппроксимации потери в эффективности могут составить долю дБ.

Теперь рассмотрим улучшения программируемой метрики для сценария импульсного шума. Предположим, что выборка зашумленного символа подается на нелинейный элемент (программируемый ограничитель с плавно перестраиваемым порогом или линейный ограничитель). Желательно создать программируемую метрику, которая выполняет в AWGN-шуме приблизительно то же самое, что и ранее рассматриваемые метрики, но которая будет ухудшаться в меньшей степени при наличии импульсного шума. То есть она должна иметь достаточную программируемость, чтобы максимизировать характеристики AWGN-шума и ограничить выборки метрики, когда присутствует импульсный шум, то есть, чтобы предотвратить избыточный рост метрики, когда присутствуют большие выборки шума. Для этого рассмотрим 8-ASK совокупность и нелинейности, показанные на фиг. 11. На фиг. 11 линия 290 представляет выходную программируемую метрику для бита A, линия 292 представляет выходную программируемую метрику для бита B, и линия 294 представляет выходную программируемую метрику для бита C. Фиг. 12 и 13 иллюстрируют нелинейности для 4-ASK и QPSK соответственно. На фиг. 12 линия 296 представляет выходную программируемую метрику для бита A, а линия 298 представляет выходную программируемую метрику для бита B. На фиг. 13 линия 300 представляет выходную программируемую метрику для бита A.

На основе значения принятого зашумленного сигнала формируются программные метрики путем обработки принятых выборок посредством различных нелинейностей, показанных на фиг. 11-13. Затем сформированные программные значения битов делятся на соответствующие значения средней мощности шума, оцененной для символа. В итоге программируемая метрика может быть представлена выражением:

где y представляет принятый зашумленный сигнал, F(.) представляет желательную нелинейность из фиг. 11-13 и σ представляет стандартное отклонение шума.

Изобретение использует комплементарные сверточные коды с отображенной конфигурацией' (CPCC). Указанные коды имеют то свойство, что исходный код может быть сегментирован на множество компонентных кодов, каждый из которых имеет большую частоту, чем исходный код. Компонентные коды составляющих проектируются для хорошей работы при определенных помеховых условиях или замирании в канале. Кроме того, кодовые биты могут эффективно отображаться на сигналы с эффективным использованием полосы, которые содержат более одного бита на размерность (например, QAM).

Хотя настоящее изобретение было описано в терминах его предпочтительных вариантов осуществления, специалистам должно быть очевидно, что в описанных вариантах осуществления могут быть сделаны различные изменения без отклонения от объема изобретения, как определено формулой изобретения.

Изобретение относится для использования в системах цифрового аудиорадиовещания к способам и устройствам кодирования цифровой информации, содержащим этапы кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией; модуляции множества несущих сигналов с битами, исправленными прямым исправлением ошибок; и передачи несущих модулированных сигналов. Модуляция может содержать этап независимой амплитудной манипуляции синфазных и квадратурных составляющих QAM-совокупности с использованием кодов Грея, соответствующих уровням амплитуды. Также описаны приемники для таких сигналов. Технический результат - повышение надежности передаваемой цифровой информации по каналам связи при определенных помеховых условиях или замирании. 6 н. и 19 з.п. ф-лы, 13 ил., 13 табл.

1. Способ передачи цифровой информации, содержащий этапы:

кодирование с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией с преобразованными комбинациями кодов путем определения множества кодовых сегментов, выбора размера конфигурации пришивания с учетом сегментов, удаления предварительно определенных битов в множестве битов для получения модифицированного множества битов и распределения модифицированного множества битов по множеству сегментов для получения некатастрофических кодов сегментов;

модуляции множества несущих сигналов битами, исправленными прямым исправлением ошибок; и

трансляции модулированных несущих сигналов посредством антенны.

оценки относительного значения кодовых битов в пределах конфигурации прошивания; и

присвоения наиболее значимых битов старшим битам в конфигурации прошивания.

отображения синфазных и квадратурных составляющих модифицированного множества битов на QAM-совокупность;

независимой амплитудной манипуляции синфазных и квадратурных составляющих QAM-совокупности для преобразования составляющих на множество уровней амплитуды;

оценки относительного значения кодовых битов, которые должны отображаться на точки совокупности; и

присвоения наиболее значимых битов старшим битам в точках совокупности.

средство для кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией с преобразованными комбинациями кодов путем определения множества кодовых сегментов, выбора размера конфигурации пришивания с учетом сегментов, удаления предварительно определенных битов в множестве битов для получения модифицированного множества битов и распределения модифицированного множества битов по множеству сегментов для получения некатастрофических кодов сегментов;

средство для перемежения битов, исправленных прямым исправлением ошибок;

средство для модуляции множества несущих сигналов перемеженными битами, исправленными прямым исправлением ошибок; и

средство для трансляции модулированных перемеженных сигналов.

приема множества несущих сигналов, модулированных множеством перемеженных и исправленных прямым исправлением ошибок битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией с преобразованными комбинациями кодов в главном верхнем и главном нижнем сегментах;

демодуляции несущих сигналов для восстановления синфазных и квадратурных составляющих битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией;

формирования мягких решений для синфазных и квадратурных составляющих;

обращенного перемежения мягких решений;

задержки обращенных перемеженных мягких решений для главного верхнего и главного нижнего сегментов;

и декодирования обращенных перемеженных, исправленных прямым исправлением ошибок основных сигналов для получения основных данных.

средство для приема множества несущих сигналов, модулированных множеством битов, кодированных комплементарными сверточными кодами, с отображенной конфигурацией с преобразованными комбинациями кодов в главном верхнем и главном нижнем сегменте;

средство для демодуляции несущих сигналов для восстановления синфазных и квадратурных составляющих битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией;

средство для формирования мягких решений для синфазных и квадратурных составляющих;

средство для обращенного перемежения мягких решений;

средство для задержки обращено перемеженных мягких решений для главного верхнего и главного нижнего сегментов и

средство для декодирования обращено перемеженных, исправленных прямым исправлением ошибок основных сигналов для получения основных данных.

кодер для кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией с преобразованными комбинациями кодов путем определения множества кодовых сегментов, выбора размера конфигурации пришивания с учетом сегментов, удаления предварительно определенных битов в множестве битов для получения модифицированного множества битов, и распределения модифицированного множества битов по множеству сегментов для получения некатастрофических кодов сегментов;

перемежитель для перемежения битов, исправленных прямым исправлением ошибок,

модулятор для модуляции множества несущих сигналов перемеженными битами, исправленными прямым исправлением ошибок; и

антенну для трансляции модулированных перемеженных сигналов.

антенну для приема множества несущих сигналов, модулированных множеством битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией, с преобразованными комбинациями кодов в главном верхнем и главном нижнем сегменте;

демодулятор для демодуляции синфазных и квадратурных составляющих несущих сигналов для восстановления битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией, формирования мягких решений для синфазных и квадратурных составляющих и перемежения мягких решений;

схему задержки для задержки обращенных перемеженных мягких решений для главного верхнего и главного нижнего сегментов; и

декодер для декодирования обращенных перемеженных исправленных прямым исправлением ошибок основных сигналов для получения основных данных.