Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение, в общем, относится к устройству и способу приема данных в системе мобильной связи, использующей технологию адаптивной антенной решетки (AAA), и, в частности, к устройству и способу приема данных с использованием схемы формирования весовых коэффициентов приемных лучей, имеющей адаптивный шаг весового коэффициента приемного луча.
Предшествующий уровень техники
Система мобильной связи следующего поколения эволюционировала в систему связи с услугами пакетной передачи, которая передает пакеты данных множеству мобильных станций (MS). Система связи с услугами пакетной передачи разработана, чтобы передавать значительные объемы данных. Эта система связи с услугами пакетной передачи разрабатывалась для услуг высокоскоростной пакетной передачи. В этом отношении Партнерский проект третьего поколения (3GPP), организация по стандартизации технологии асинхронной связи, предлагает высокоскоростной пакетный доступ по направленной вниз линии (HSDPA), чтобы предоставлять услуги высокоскоростной пакетной передачи, тогда как Партнерский проект третьего поколения 2 (3GPP2), организация по стандартизации технологии синхронной связи, предлагает 1x Evolution Data Only/Voice (1x EV-DO/V), чтобы предоставлять услуги высокоскоростной пакетной передачи. И HSDPA, и 1x EV-DO/V предназначены, чтобы предоставлять услуги высокоскоростной гибкой пакетной передачи веб-/Интернет-служб. Чтобы предоставлять услуги высокоскоростной пакетной передачи, пиковая пропускная способность и средняя пропускная способность должны быть оптимизированы для гибкой передачи пакетных данных и канальных данных, таких как данные голосовых служб.
Чтобы поддерживать высокоскоростную передачу пакетных данных, система связи, использующая HSDPA (далее упоминается как "система связи HSDPA"), за последнее время представила 3 типа методик передачи данных: адаптивная модуляция и кодирование (AMC), гибридный запрос на автоматическую повторную передачу (HARQ) и быстрый выбор сотовой ячейки (FCS). Система связи HSDPA увеличивает скорость передачи данных с использованием методик AMC, HARQ и FCS.
Другая система связи, которая увеличивает скорость передачи данных, - это система связи, использующая 1x EV-DO/V (далее упоминаемой как "система связи 1x EV-DO/V"). Система связи 1x EV-DO/V также увеличивает скорость передачи данных, чтобы защитить производительность системы. Помимо новых методик, таких как AMC, HARQ и FCS, методика с многоэлементной антенной - это еще одна методика для работы в рамках ограниченной выделенной пропускной способности, т.е. методика, повышающая скорость передачи данных. Методика с многоэлементной антенной преодолевает ограничение ресурса пропускной способности в частотной области за счет использования пространственной области.
Система связи сконструирована таким образом, что множество мобильных станций обмениваются друг с другом данными посредством базовой станции (BS). Когда базовая станция выполняет высокоскоростную передачу данных мобильным станциям, возникает явление замирания вследствие технических характеристик радиоканалов. Чтобы преодолеть влияние замирания, предложена методика разнесения передающих антенн, которая является типом методики с многоэлементной антенной. "Разнесение передающих антенн" относится к методике для передачи сигналов с использованием, по меньшей мере, двух передающих антенн, т.е. множества антенн, чтобы минимизировать потерю передаваемых данных вследствие влияния замирания, тем самым повышая скорость передачи данных.
В общем, в беспроводном канальном окружении в системе мобильной связи, в отличие от проводного канального окружения, сигнал передачи искажается рядом факторов, таких как взаимные помехи при многолучевом распространении, экранирование, ослабление волны, зависящий от времени шум, интерференция и т.д. Замирание, вызываемое взаимными помехами при многолучевом распространении, тесно связано с мобильностью отражателя или пользователя (или мобильной станции), и фактически принимается смесь сигнала передачи и сигнала взаимных помех. Поэтому принимаемый сигнал испытывает серьезное искажение в ходе своей фактической передачи, тем самым уменьшая производительность всей системы мобильной связи.
Замирание может приводить к искажению в амплитуде и фазе принимаемого сигнала, препятствуя высокоскоростной передаче данных в беспроводном канальном окружении. Проводится множество научных исследований для того, чтобы разрешить проблему замирания. Поэтому, чтобы передавать данные на высокой скорости, система мобильной связи должна минимизировать потери вследствие технических характеристик канала мобильной связи, например, замирания и интерференции для отдельного пользователя. Методика разнесения используется для предотвращения нестабильной связи вследствие замирания, и множество антенн используются для того, чтобы реализовать методику пространственного разнесения, которая является типом методики разнесения.
Разнесение передающих антенн широко используется в качестве методики эффективного разрешения проблемы замирания. Разнесение передающих антенн принимает множество сигналов передачи, которые испытали независимое влияние замирания в беспроводном канальном окружении, тем самым обрабатывая искажение, вызываемое замиранием. Разнесение передающих антенн классифицируется на временное разнесение, частотное разнесение, разнесение многолучевого распространения и пространственное разнесение.
Чтобы выполнять высокоскоростную передачу данных, система мобильной связи должна иметь возможность обрабатывать влияние замирания, которое серьезно влияет на производительность связи. Проблема замирания должна быть преодолена, поскольку она может серьезно уменьшить амплитуду принимаемого сигнала.
Для того чтобы преодолеть проблему замирания, используются вышеописанные методики разнесения. Например, технология множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA) использует многоотводный приемник, который может достигать производительности разнесения с использованием разброса задержки канала. Многоотводный приемник - это вид методики разнесения приема для приема многолучевых сигналов. Тем не менее, разнесение приема, используемое в многоотводном приемнике, невыгодно в том, что оно не позволяет достигать требуемого коэффициента усиления при разнесенном приеме, когда разброс задержки канала относительно небольшой.
Методика временного разнесения эффективно справляется с ошибками пакетной передачи, возникающими в беспроводном канальном окружении, с использованием перемежения и кодирования и обычно используется в канале с разбросом по доплеровской частоте. Тем не менее, к сожалению, временное разнесение практически не позволяет получить эффекты разнесения в низкоскоростном канале с разбросом по доплеровской частоте.
Методика пространственного разнесения, в общем случае, используется в канале с низким разбросом задержки, таком как внутренний канал и пешеходный канал, который является низкоскоростным каналом с разбросом по доплеровской частоте. Пространственное разнесение - это методика получения коэффициента усиления при разнесенном приеме с использованием, по меньшей мере, двух антенн. В этой методике, когда сигнал, передаваемый посредством одной антенны, ослабляется вследствие замирания, принимается сигнал, передаваемый по другой антенне, тем самым получая коэффициент усиления при разнесенном приеме. Пространственное разнесение классифицируется на разнесение приемных антенн, использующее множество приемных антенн, и разнесение передающих антенн, использующее множество передающих антенн.
Приемная адаптивная антенная решетка (Rx-AAA) - вид разнесения приемных антенн. В методике Rx-AAA посредством вычисления скалярного произведения между вектором сигнала и соответствующим весовым вектором приемных лучей приемного сигнала, принимаемого посредством антенной решетки, составленной из множества приемных антенн, сигнал, принимаемый в направлении, требуемом приемным устройством, максимизируется по уровню, а сигнал, принимаемый в направлении, не требуемом приемным устройством, минимизируется по уровню. "Весовой коэффициент приемного луча" относится к весовому коэффициенту, с использованием которого приемное устройство формирует приемный луч в методике Rx-AAA. В результате методика Rx-AAA усиливает только требуемый приемный сигнал до максимального уровня, тем самым поддерживая высококачественный вызов и повышая пропускную способность всей системы и зону обслуживания.
Хотя Rx-AAA может быть применена и к системе мобильной связи множественного доступа с частотным разделением каналов (FDMA), и к системе мобильной связи множественного доступа с временным разделением каналов (TDMA), в данном документе предполагается, что Rx-AAA применяется к системе связи, использующей CDMA (далее упоминаемая как "система связи CDMA").
Фиг. 1 - это блок-схема, иллюстрирующая структуру приемного устройства базовой станции в традиционной системе мобильной связи CDMA. Согласно фиг. 1 приемное устройство базовой станции включает в себя N приемных антенн (Rx_ANT), т.е. первую приемную антенну 111, вторую приемную антенну 121,... и N-ную приемную антенну 131, N радиочастотных (РЧ; RF) процессоров, т.е. первый РЧ-процессор 112, второй РЧ-процессор 122,... и N-ный РЧ-процессор 132, сопоставленных соответствующим приемным антеннам, N блоков поиска многолучевого сигнала, т.е. первый блок 113 поиска многолучевого сигнала, второй блок 123 поиска многолучевого сигнала,... и N-ный блок 133 поиска многолучевого сигнала, сопоставленных соответствующим РЧ-процессорам, L отводов, т.е. первый отвод 140-1, второй отвод 140-2,... и L-тый отвод 140-L для обработки L многолучевых сигналов, поиск которых осуществляется блоками поиска многолучевого сигнала, многолучевой сумматор 150 для объединения многолучевых сигналов, выводимых из L отводов, обращенный перемежитель 160 и декодер 170.
Сигналы, передаваемые передающими устройствами во множестве MS, принимаются в N приемных антеннах посредством многолучевого радиоканала с замираниями. Первая приемная антенна 111 выводит принятый сигнал на первый РЧ-процессор 112. Каждый из РЧ-процессоров включает в себя усилитель, преобразователь частоты, фильтр и аналого-цифровой преобразователь и используется для того, чтобы обрабатывать РЧ-сигнал. Первый РЧ-процессор 112 выполняет процесс РЧ-обработки сигнала, выводимого из первой приемной антенны 111 так, чтобы преобразовать сигнал в основополосный цифровой сигнал, и выводит основополосный цифровой сигнал на первый блок 113 поиска многолучевого сигнала. Первый блок 113 поиска многолучевого сигнала выделяет L многолучевых компонентов из сигнала, выводимого из первого РЧ-процессора 112, и отделенные L многолучевых компонентов выводятся к отводам с первого 140-1 по L-ый 140-L, соответственно. Отводы с первого 140-1 по L-тый 140-L, сопоставляются L путям многолучевого распространения на основе один-к-одному, затем обрабатывают L многолучевых компонентов. Поскольку L путей многолучевого распространения рассматриваются для каждого из сигналов, принимаемых посредством N приемных антенн, обработка сигналов должна быть выполнена для NxL сигналов. Среди NxL сигналов сигналы одного пути выводятся в один и тот же отвод.
Аналогично, вторая приемная антенна 121 выводит принятый сигнал второму РЧ-процессору 122. Второй РЧ-процессор 122 выполняет процесс РЧ-обработки сигнала, выводимого из второй приемной антенны 121 так, чтобы преобразовать сигнал в основополосный цифровой сигнал, и выводит основополосный цифровой сигнал на второй блок 123 поиска многолучевого сигнала. Второй блок 123 поиска многолучевого сигнала выделяет L многолучевых компонентов из сигнала, выводимого со второго РЧ-процессора 122, и отделенные L многолучевых компонентов выводятся к отводам с первого 140-1 по L-тый 140-L, соответственно.
Аналогичным образом, N-ная приемная антенна 131 выводит принятый сигнал N-ному РЧ-процессору 132. N-ный РЧ-процессор 132 выполняет процесс РЧ-обработки сигнала, выводимого из N-ной приемной антенны 131, так, чтобы преобразовать сигнал в основополосный цифровой сигнал, и выводит основополосный цифровой сигнал N-ному блоку 133 поиска многолучевого сигнала. N-ный блок 133 поиска многолучевого сигнала выделяет L многолучевых компонентов из сигнала, выводимого из N-ного РЧ-процессора 132, и отделенные L многолучевых компонентов выводятся к отводам с первого 140-1 по L-тый 140-L, соответственно.
Следовательно, из L многолучевых сигналов для сигналов, принимаемых посредством N приемных антенн, одни и те же многолучевые сигналы входят в одни и те же отводы. Например, первые многолучевые сигналы от первой приемной антенны 111 до N-ной приемной антенны 131 входят в первый отвод 140-1. L-тые многолучевые сигналы от первой приемной антенны 111 до N-ной приемной антенны 131 входят в L-тый отвод 140-L. Отводы с первого 140-1 по L-тый 140-L отличаются только по сигналам, входящим в них и выводимым из них, и идентичны по структуре и работе. Поэтому для простоты далее описывается только первый отвод 140-1.
Первый отвод 140-1 включает в себя N устройств сужения спектра, т.е. первое устройство 141 сужения спектра, второе устройство 142 сужения спектра,... и N-ное устройство 143 сужения спектра, которые сопоставлены с N блоками поиска многолучевого сигнала, процессор 144 сигналов для вычисления весового вектора приемных лучей для формирования приемного луча с использованием сигналов, принимаемых от N устройств сужения спектра, генератор 145 приемного луча для формирования приемного луча с использованием весового вектора приемных лучей, вычисленного процессором 144 сигналов.
Первый многолучевой сигнал, выводимый из первого блока 113 поиска многолучевого сигнала, вводят в первое устройство 141 сужения спектра. Первое устройство 141 сужения спектра сужает спектр первого многолучевого сигнала, выводимого из первого блока 113 поиска многолучевого сигнала, с использованием заранее определенного кода расширения и выводит спектрально суженный многолучевой сигнал к процессору 144 сигналов и генератору 145 приемного луча. Процесс сужения спектра называется "временной обработкой".
Аналогично, первый многолучевой сигнал, выводимый из второго блока 123 поиска многолучевого сигнала, вводят во второе устройство 142 сужения спектра. Второе устройство 142 сужения спектра сужает спектр первого многолучевого сигнала, выводимого из второго блока 123 поиска многолучевого сигнала, с использованием заранее определенного кода расширения, и выводит спектрально суженный многолучевой сигнал к процессору 144 сигналов и генератору 145 приемного луча. Следовательно, первый многолучевой сигнал, выводимый из N-ного блока 133 поиска многолучевого сигнала, вводят в N-ное устройство 143 сужения спектра. N-ное устройство 143 сужения спектра сужает спектр первого многолучевого сигнала, выводимого из N-ного блока 133 поиска многолучевого сигнала, с использованием заранее определенного кода расширения спектра, и выводит спектрально суженный многолучевой сигнал к процессору 144 сигналов и генератору 145 приемного луча.
Процессор 144 сигналов принимает сигналы, выводимые из с первого устройства 141 сужения спектра, по N-ное устройство 143 сужения спектра, и вычисляет набор Wk весовых коэффициентов приемных лучей для формирования приемного луча. При этом набор первых многолучевых сигналов, выводимых из с первого блока 113 поиска многолучевого сигнала по N-ный блок 133 поиска многолучевого сигнала, задается как "Xk". Набор Xkпервых многолучевых сигналов представляет набор первых многолучевых сигналов, принимаемых посредством с первой приемной антенны 111 по N-ную приемную антенну 131 в k-той точке, и первые многолучевые сигналы, включенные в набор Xkпервых многолучевых сигналов все являются векторными сигналами. Набор Wkвесовых коэффициентов приемных лучей представляет набор весовых коэффициентов приемных лучей, которые должны быть применены к первым многолучевым сигналам, принятым посредством с первой приемной антенны 111 по N-ную приемную антенну 131 в k-той точке. Весовые коэффициенты приемных лучей, составляющие набор Wkвесовых коэффициентов, все являются векторными сигналами.
Набор сигналов, определяемых посредством сужения спектра всех первых многолучевых сигналов в наборе Xkпервых многолучевых сигналов, задается как yk.
Набор yk спектрально суженных сигналов из первых многолучевых сигналов представляет набор сигналов, определяемый посредством сужения спектра первых многолучевых сигналов, принятых посредством с первой приемной антенны 111 по N-ную приемную антенну 131 в k-той точке, и спектрально суженные сигналы, включенные в набор ykспектрально суженных сигналов из первых многолучевых сигналов, вся являются векторными сигналами.
В данном документе для удобства пояснения термин "набор" опускается, и подчеркнутые параметры представляют наборы соответствующих элементов.
Каждый из с первого устройства 141 сужения спектра по N-ное устройство 143 сужения спектра сужает спектр первого многолучевого сигнала Xkс использованием заранее определенного кода сужения спектра, так чтобы мощность приема требуемого приемного сигнала была выше, чем мощность приема сигнала взаимных помех, за счет выигрыша от обработки сигнала. Код сужения спектра идентичен коду расширения спектра, используемому в передающих устройствах мобильных станций.
Как описано выше, спектрально суженный сигнал ykпервого многолучевого сигнала Xkвводят в процессор 144 сигналов. Процессор 144 сигналов вычисляет весовой коэффициент Wkприемных лучей с использованием спектрально суженного сигнала yk первого многолучевого сигнала Xk, и выводит весовой коэффициент Wkприемных лучей к генератору 145 приемного луча. Более конкретно, процессор 144 сигналов вычисляет весовой коэффициент Wkприемных лучей, включая общее число N весовых векторов приемных лучей, применяемых к первому многолучевому сигналу Xk, выводимому из с первой приемной антенны 111 по N-ную приемную антенну 131, с использованием спектрально суженных сигналов ykобщего числа N первых многолучевых сигналов, выводимых из с первой приемной антенны 111 по N-ную приемную антенну 131. Генератор 145 приемного луча принимает спектрально суженные сигналы ykобщего числа N первых многолучевых сигналов Xkи общего числа N весовых векторов Wk. Затем генератор 145 приемного луча формирует приемный луч с общим числом N весовых векторов Wk приемных лучей, вычисляет скалярное произведение спектрально суженного сигнала ykпервого многолучевого сигнала Xk и весового коэффициента Wkприемного луча, соответствующего приемному лучу, и выводит результаты как вывод zk первого отвода 140-1. Вывод zk первого отвода 140-1 может быть выражен в уравнении (1):
zk = wk Hyk (1)
В уравнении (1) H обозначает эрмитовый оператор, т.е. транспонирование сопряженных величин. Набор zkвыходных сигналов zk из L отводов в приемном устройстве базовой станции в итоге вводят в многолучевой сумматор 150.
Хотя описан только первый отвод 140-1, другие отводы (с 140-2 по 140-L) работают таким же образом, как и первый отвод 140-1. Следовательно, описание процедуры работы отводов со второго 140-2 по L-тый 140-L не приводится в данном документе.
Многолучевой сумматор 150 объединяет сигналы, выводимые из отводов с первого 140-1 по L-тый 140-L, и выводит объединенный сигнал в обращенный перемежитель 160. Обращенный перемежитель 160 осуществляет обращенное перемежение сигнала, выводимого из многолучевого сумматора 150, способом обращенного перемежения, соответствующем способу перемежения, используемому в передающем устройстве, и выводит обращенно перемеженный сигнал к декодеру 170. Декодер 170 декодирует сигнал, выводимый из обращенного перемежителя 160, способом декодирования, соответствующим способу кодирования, использованному в передающем устройстве, и выводит декодированный сигнал как окончательные данные приема.
Процессор 144 сигналов вычисляет весовой коэффициент Wkприемных лучей так, чтобы среднеквадратическая ошибка (MSE) сигнала, принятого от передающего устройства мобильной станции, требуемого, чтобы быть принятым посредством заранее определенного алгоритма, стала минимизированной. Генератор 145 приемного луча формирует приемный луч с использованием весового коэффициента Wkприемного луча, сформированного процессором 144 сигналов. Процесс формирования приемного луча так, чтобы MSE стала минимизированной, называется "пространственной обработкой". Поэтому когда Rx-AAA используется в системе мобильной связи CDMA, временная обработка и пространственная обработка выполняются одновременно. Процесс одновременного выполнения временной обработки и пространственной обработки называется "пространственно-временной обработкой".
Процессор 144 сигналов принимает многолучевые сигналы, спектрально суженные для каждого отвода, как описано выше, и вычисляет весовой коэффициент приемного луча, допускающий максимизацию коэффициента усиления Rx-AAA согласно заранее определенному алгоритму. Процессор 144 сигналов минимизирует MSE. Поэтому активно проводятся исследования в области алгоритма вычисления весовых коэффициентов приемных лучей для адаптивной минимизации MSE. Тем не менее, алгоритм вычисления весовых коэффициентов приемных лучей для адаптивной минимизации MSE - это алгоритм уменьшения ошибок на основе опорного сигнала, и этот алгоритм поддерживает методику постоянных модулей (CM) и методику с управлением по решению (DD) в качестве слепой методики, когда отсутствует опорный сигнал.
Тем не менее, алгоритм уменьшения ошибок на основе опорного сигнала трудно сходится к минимальному значению MSE, требуемому системой в окружении, где канал (например, канал с быстрыми затуханиями) испытывает негативное влияние быстрого изменения, или в окружении, в котором используется схема модуляции высокого порядка, такая как 16-элементная квадратурная амплитудная модуляция (16QAM). Даже несмотря на то, что она сходится к конкретному значению MSE, минимальному значению MSE присваивается относительно большое значение. Когда минимальному значению MSE присваивается относительно большое значение, коэффициент усиления, получаемый посредством использования Rx-AAA, уменьшается. Поэтому данный алгоритм не подходит для системы высокоскоростной передачи данных.
Дополнительно, традиционный алгоритм вычисления весовых коэффициентов приемных лучей для формирования лучей использует методику градиентов во временной области. Методика градиентов во временной области использует фиксированный шаг весового коэффициента приемного луча при вычислении весового коэффициента приемного луча. Когда весовой коэффициент приемного луча вычисляется с использованием фиксированного шага весового коэффициента приемного луча, если мобильная станция перемещается с относительно высокой скоростью, т.е. если канальное окружение испытывает негативное влияние резкого изменения, коэффициент сходимости (или скорость сходимости) уменьшается. Уменьшение скорости сходимости снижает коэффициент сходимости к минимальному значению MSE, требуемому в системе. Поэтому данный алгоритм также не подходит для системы высокоскоростной передачи данных.
Сущность изобретения
Поэтому цель настоящего изобретения - предоставить устройство и способ приема данных с использованием технологии адаптивной антенной решетки в системе мобильной связи.
Другая цель настоящего изобретения - предоставить устройство и способ приема данных с использованием схемы формирования весового коэффициента приемного луча, имеющей адаптивный шаг весового коэффициента приемного луча в системе мобильной связи, использующей технологию адаптивной антенной решетки.
В соответствии с первым аспектом настоящего изобретения предусмотрено устройство для приема сигнала в базовой станции, имеющей, по меньшей мере, одну приемную антенну. Устройство включает в себя: устройство сужения спектра для приема приемного сигнала и сужения спектра приемного сигнала; процессор сигналов для вычисления значения ошибки, представляющего разность между приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, с использованием объединенной методики из первой методики и второй методики посредством приема спектрально суженного сигнала, вычисления значения шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения предшествующего весового коэффициента приемного луча к спектрально суженному сигналу, и вычисления разности между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча; и генератор приемного луча для формирования приемного луча с использованием спектрально суженного сигнала и весового коэффициента приемного луча и формирования выходного сигнала посредством применения приемного луча к спектрально суженному сигналу.
В соответствии со вторым аспектом настоящего изобретения предусмотрено устройство для формирования оптимального весового коэффициента приемного луча, так чтобы приемный луч стал оптимальным приемным лучом в направлении приемного сигнала, в базовой станции, имеющей, по меньшей мере, одну приемную антенну. Базовая станция формирует приемный луч приемной антенны с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча и спектрально суженного сигнала текущего приемного сигнала, вычисляет значение ошибки, показывающее разность между текущим приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, и вычисляет текущий весовой коэффициент приемного луча с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и значения ошибки. Устройство включает в себя: устройство вычисления шага весового коэффициента приемного луча для вычисления значения шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения весового коэффициента приемного луча к спектрально суженному сигналу; и устройство вычисления весового коэффициента приемного луча для вычисления разности между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча.
В соответствии с третьим аспектом настоящего изобретения предусмотрено устройство для формирования оптимального весового коэффициента приемного луча, так чтобы приемный луч стал оптимальным приемным лучом в направлении приемного сигнала, в базовой станции, имеющей, по меньшей мере, одну приемную антенну. Базовая станция формирует приемный луч приемной антенны с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча и текущего приемного сигнала, вычисляет значение ошибки, показывающее разность между текущим приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, и вычисляет текущий весовой коэффициент приемного луча с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча, текущего приемного сигнала и значения ошибки. Устройство включает в себя: устройство вычисления шага весового коэффициента приемного луча для вычисления значения шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения весового коэффициента приемного луча к приемному сигналу; и устройство вычисления весового коэффициента приемного луча для вычисления разности между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, приемного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча.
В соответствии с четвертым аспектом настоящего изобретения предусмотрен способ приема сигнала в базовой станции, имеющей, по меньшей мере, одну приемную антенну. Способ включает в себя этапы, на которых: принимают приемный сигнал и сужают спектр приемного сигнала; вычисляют значение ошибки, представляющее разность между приемным сигналом и требуемым приемном сигналом, с использованием объединенной методики из первой методики и второй методики посредством приема спектрально суженного сигнала; вычисляют значение шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения предшествующего весового коэффициента приемного луча к спектрально суженному сигналу; вычисляют разность между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча; формируют приемный луч с использованием спектрально суженного сигнала и весового коэффициента приемного луча; и формируют выходной сигнал посредством применения приемного луча к спектрально суженному сигналу.
В соответствии с пятым аспектом настоящего изобретения предусмотрен способ приема сигнала в базовой станции, имеющей, по меньшей мере, одну приемную антенну. Способ включает в себя этапы, на которых: вычисляют значение ошибки, представляющее разность между приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, с использованием объединенной методики из первой методики и второй методики посредством приема приемного сигнала; вычисляют значение шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения предшествующего весового коэффициента приемного луча к приемному сигналу; вычисляют разность между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, приемного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча; формируют приемный луч с использованием приемного сигнала и весового коэффициента приемного луча; и формируют выходной сигнал посредством применения приемного луча к приемному сигналу.
В соответствии с шестым аспектом настоящего изобретения предусмотрен способ формирования оптимального весового коэффициента приемного луча, так чтобы приемный луч стал оптимальным приемным лучом в направлении приемного сигнала, в базовой станции, имеющей, по меньшей мере, одну приемную антенну. Базовая станция формирует приемный луч приемной антенны с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча и спектрально суженного сигнала текущего приемного сигнала, вычисляет значение ошибки, показывающее разность между текущим приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, и вычисляет текущий весовой коэффициент приемного луча с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и значения ошибки. Способ включает в себя этапы, на которых: формируют значение шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения весового коэффициента приемного луча к спектрально суженному сигналу; вычисляют разность между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча; и выбирают значение шага весового коэффициента приемного луча, так чтобы текущий весовой коэффициент приемного луча соответствовал оптимальному приемному лучу.
В соответствии с седьмым аспектом настоящего изобретения предусмотрен способ формирования оптимального весового коэффициента приемного луча, так чтобы приемный луч стал оптимальным приемным лучом в направлении приемного сигнала, в базовой станции, имеющей, по меньшей мере, одну приемную антенну. Базовая станция формирует приемный луч приемной антенны с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча и текущего приемного сигнала, вычисляет значение ошибки, показывающее разность между текущим приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, и вычисляет текущий весовой коэффициент приемного луча с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча, текущего приемного сигнала и значения ошибки. Способ включает в себя этапы, на которых: формируют значение шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения весового коэффициента приемного луча к приемному сигналу; вычисляют разность между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, приемного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча; и выбирают значение шага весового коэффициента приемного луча, так чтобы текущий весовой коэффициент приемного луча соответствовал оптимальному приемному лучу.
В соответствии с восьмым аспектом настоящего изобретения предусмотрено устройство для приема сигнала в базовой станции, включающей в себя, по меньшей мере, одну приемную антенну, при этом устройство содержит:
процессор сигналов для вычисления значения ошибки, представляющего разность между приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, с использованием объединенной методики из первой методики и второй методики посредством приема приемного сигнала, вычисления значения шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, формируемого посредством применения предшествующего весового коэффициента приемного луча к приемному сигналу, и вычисления разности между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, приемного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча; и
генератор приемного луча для формирования приемного луча с использованием приемного сигнала и весового коэффициента приемного луча и формирования выходного сигнала посредством применения приемного луча к приемному сигналу.
Краткое описание чертежей
Вышеуказанные и другие цели, признаки и преимущества настоящего изобретения станут более понятными из последующего подробного описания, рассматриваемого вместе с прилагаемыми чертежами, из которых:
Фиг. 1 - это блок-схема, иллюстрирующая структуру приемного устройства базовой станции в традиционной системе мобильной связи CDMA;
Фиг. 2 - это график, иллюстрирующий характеристику сигмоидной функции, используемой в настоящем изобретении;
Фиг. 3 - это блок-схема, иллюстрирующая структуру приемного устройства базовой станции согласно варианту осуществления настоящего изобретения;
Фиг. 4 - это блок-схема последовательности операций способа, иллюстрирующая процедуру приема сигналов приемным устройством базовой станции согласно варианту осуществления настоящего изобретения;
Фиг. 5 - это график, схематически иллюстрирующий методику CM, используемую в системе мобильной связи OFDM, когда p=2, d(k) =R2,R +jR2,I, а J=0 (при этом k=0);
Фиг. 6 - это график, схематически иллюстрирующий методику DD в системе мобильной связи OFDM, использующей двоичную фазовую манипуляцию (BPSK);
Фиг. 7 - это график, иллюстрирующий результат моделирования для общей методики формирования весовых коэффициентов приемных лучей и методики формирования весовых коэффициентов приемных лучей согласно варианту осуществления настоящего изобретения;
Фиг. 8 - это график, иллюстрирующий характеристическую кривую согласно числу приемных антенн приемного устройства базовой станции для адаптивной методики формирования весовых коэффициентов приемных лучей согласно варианту осуществления настоящего изобретения; и
Фиг. 9 - это блок-схема, иллюстрирующая структуру системы мобильной связи OFDM согласно варианту осуществления настоящего изобретения.
Подробное описание предпочтительного варианта осуществления
Предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения далее подробно описаны со ссылками на прилагаемые чертежи. В последующем описании подробное описание известных функций и конфигураций, содержащихся в данном документе, опущено в целях краткости.
Тем не менее, перед тем как давать описание настоящего изобретения, будет рассмотрена модель приемного сигнала, принимаемого в приемном устройстве базовой станции (BS). Предполагается, что приемное устройство базовой станции включает в себя приемную антенную решетку, имеющую множество приемных антенн (Rx ANT). Приемная антенная решетка, как правило, устанавливается только в приемном устройстве базовой станции, учитывая ее стоимость и размер, и не устанавливается в приемном устройстве мобильной станции (MS). Т.е. предполагается, что приемное устройство мобильной станции включает в себя только одну приемную антенну.
Дополнительно, хотя настоящее изобретение может быть применено ко всем системам мобильной связи, использующим множественный доступ с частотным разделением каналов (FDMA), множественный доступ с временным разделением каналов (TDMA), множественный доступ с кодовым разделением каналов (CDMA) и множественный доступ с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM), настоящее изобретение описано со ссылкой на систему мобильной связи, использующую OFDM (далее упоминаемая как "система мобильной связи OFDM ").
Сигнал, передаваемый из передающего устройства m-ной мобильной станции, существующей в сотовой ячейке, обслуживаемой базовой станцией, выражается уравнением (2):
В уравнении (2) sm(t) обозначает сигнал передачи m-ной мобильной станции, pm обозначает мощность передачи m-ной мобильной станции, bm(t) обозначает последовательность битов пользовательской информации m-ной мобильной станции, а cm(t) обозначает последовательность пользовательского кода расширения спектра m-ной мобильной станции, имеющей период передачи элементарного сигнала Tc.
Сигнал передачи, передаваемый из передающего устройства мобильной станции, принимается в приемном устройстве базовой станции через многолучевой векторный канал. Предполагается, что параметры многолучевого векторного канала изменяются с относительно низкой скоростью по сравнению с периодом побитовой передачи Tb. Поэтому предполагается, что параметры многолучевого векторного канала являются постоянными для конкретных периодов побитовой передачи. Комплексный основополосный приемный сигнал для первого многолучевого распространения m-ной мобильной станции, принимаемый приемным устройством базовой станции, выражается уравнением (3). Следует заметить, что приемный сигнал уравнения (3) представляет основополосный сигнал, определяемый посредством преобразования с понижением частоты радиочастотного (RF) сигнала, принимаемого приемным устройством базовой станции.
В уравнении 3 xml(t) обозначает набор комплексных основополосных приемных сигналов, принимаемых по первому многолучевому распространению m-ной мобильной станции, aml обозначает ослабление в средстве замирания, применяемое к первому многолучевому распространению m-ной мобильной станции, фml обозначает фазовый переход, применяемый к первому многолучевому распространению m-ной мобильной станции, tml обозначает временную задержку, применяемую к первому многолучевому распространению m-ной мобильной станции, а aml обозначает набор характеристик решетки (AR), применяемый к первому многолучевому распространению m-ной мобильной станции. Поскольку приемное устройство базовой станции включает в себя множество приемных антенн, например N, сигнал, передаваемый m-ной мобильной станцией, принимается приемным устройством базовой станции посредством N приемных антенн. Поэтому число сигналов, принимаемых по первому многолучевому распространению, равно N, и N комплексных основополосных приемных сигналов, принимаемых по первому многолучевому распространению m-ной мобильной станции, составляет набор приемных сигналов. В данном документе, как указано выше, для удобства пояснения термин "набор" опускается, и подчеркнутые параметры представляют наборы соответствующих элементов.
Когда используется текущая линейная антенная решетка, характеристики решетки aml определяются, как показано в уравнении (4):
В уравнении (4) d обозначает расстояние между разделенными приемными антеннами, обозначает длину волны в используемой полосе частот, N обозначает число приемных антенн, а ml обозначает направление доставки (DOA), применяемое к первому многолучевому распространению m-ной мобильной станции.
Если предполагается, что число мобильных станций, существующих в сотовой ячейке обслуживаемой базовой станции, равно M, и существует L путей многолучевого распространения для каждой из M мобильных станций, приемный сигнал, принимаемый в базовой станции, становится суммой сигналов передачи, передаваемых от M мобильных станций, и аддитивных белых шумов (AWN), как представлено в уравнении (5).
В уравнении 5 n(t) обозначает набор аддитивных белых шумов, добавленных в сигналы передачи, передаваемые из M мобильных станций.
Предполагается, что сигнал, который базовой станции требуется принять в приемном сигнале уравнения (5) - это x11. x11 представляет сигнал, который первая мобильная станция передала посредством первого многолучевого распространения. Поскольку предполагается, что сигнал, который требуется принимать базовой станции, - это x11, все сигналы за исключением сигнала x11рассматриваются как сигналы взаимных помех и шум. Следовательно, уравнение (5) может быть переписано, как показано в уравнении (6):
В уравнении (6) i(t) обозначает сигнал взаимных помех, который определяется по уравнению (7):
Первый член 
уравнения (7) - это сигнал передачи мобильной станции, который мобильной станции требуется принять, но представляет внутреннюю интерференцию (IPI) от других путей многолучевого распространения, которую базовая станция не должна принимать. Второй член 
уравнения (7) представляет интерференцию множественного доступа (MAI) от других мобильных станций.
Дополнительно, x(t) - это сужение спектра с кодом с1(t-t11) сужения спектра, ранее заданного в первом отводе (l=1) для соответствующего многолучевого распространения в соответствующей канальной плате приемного устройства базовой станции, т.е. канальной плате (m=1), назначенной первой мобильной станции, и спектрально суженный сигнал y(t) определяется в уравнении (8). Код c1(t-t11) сужения спектра идентичен коду c1(t-t11) сужения спектра, используемому в передающем устройстве базовой станции при передаче сигнала. Базовая станция включает в себя множество приемных устройств, описанных со ссылкой на фиг. 1. Каждое из приемных устройств называется "канальной платой", и одна канальная плата назначается одной мобильной станции. Как описано в связи с фиг. 1, канальная плата включает в себя столько отводов, сколько путей многолучевого распространения, и отводы сопоставляются соответствующим многолучевым сигналам на основе один-к-одному.
В уравнении (8) k обозначает k-тую точку выборки.
Когда сигнал y(t) формируется посредством сужения спектра заранее спектрально суженного сигнала x(t) с использованием кода c1(t-t11) сужения спектра, мощность компоненты сигнала, которую приемному устройству базовой станции требуется принимать из числа приемных сигналов, усиливается на величину G согласно характеристике устройства сужения спектра. Следует отметить, что хотя мощность компоненты сигнала, которую требуется принять приемному устройству базовой станции, усилена на величину G обработки, мощность компонентов сигнала, которые приемному устройству базовой станции не требуется принимать, совсем не меняется. Поэтому может быть вычислена корреляционная матрица между приемным сигналом до сужения спектра и приемным сигналом после сужения спектра.
Чтобы вычислить корреляционную матрицу между приемным сигналом до сужения спектра и приемным сигналом после сужения спектра, приемный сигнал x(t) до сужения спектра выбирается в k-той точке, которая равна точке выборки приемного сигнала y(t) после сужения спектра. Сигнал, получаемый посредством выборки приемного сигнала x(t) до сужения спектра в k-той точке, представлен в уравнении (9):
Поэтому чтобы вычислить корреляционную матрицу между приемным сигналом x(t) до сужения спектра и приемным сигналом y(t) после сужения спектра, предполагается, что сигнал уравнения (9) получается посредством выборки приемного сигнала x(t) до сужения спектра в k-той точке, которая равна точке выборки приемного сигнала y(t) после сужения спектра.
Далее приводится описание двухэтапной методики наименьших средних квадратов (LMS) и двухэтапной методики минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE).
В двухэтапной методике LMS набор приемных сигналов до сужения спектра, включающий в себя комплексные приемные сигналы, принимаемые посредством N приемных антенн в конкретный момент времени, т.е. комплексные приемные сигналы с x1 по xN, принимаемые посредством с первой приемной антенны по N-ную приемную антенну, определяются как x=[x1,x2,...xN]T. T - это оператор, представляющий операцию транспонирования. Кроме того, набор приемных сигналов после сужения спектра комплексных приемных сигналов x1, x2,... xN, принимаемых посредством N приемных антенн, определяется как y=[y1,y2,...yN]T. Приемный сигнал yпосле сужения спектра определяется суммой сигнального компонента s, который приемному устройству базовой станции требуется принять, и компоненты сигнала u, которую приемному устройству базовой станции не желательно принимать, как представлено в уравнении (10):
Набор комплексных весовых коэффициентов приемных лучей, которые должны быть умножены на комплексные приемные сигналы x1,x2,...xN, принимаемые посредством N приемных антенн, т.е. комплексные весовые коэффициенты приемных лучей с w1 по wN, которые должны быть умножены на комплексные приемные сигналы с x1 по xN, принимаемые посредством с первой приемной антенны по N-ную приемную антенну, определяются как w=[w1,w2,...,wN]T.
Кроме того, выходной сигнал z из отводов в конкретной пользовательской плате, т.е. канальной плате, назначенной конкретной мобильной станции, определяется посредством вычисления скалярного произведения весового коэффициента wприемного луча и приемного сигнала yпосле сужения спектра, как представлено в уравнении (11):
В уравнении (11) iобозначает число приемных антенн.
Выходной сигнал z может быть классифицирован на сигнальный компонент wHs, который приемному устройству базовой станции требуется принимать, и сигнальный компонент wHu, который приемному устройству базовой станции не желательно принимать, с использованием уравнения (10) и уравнения (11). Методика LMS минимизирует ошибку между известным опорным сигналом и приемным сигналом и, в частности, минимизирует стоимостную функцию J(w), представленную ниже в уравнении (12):
В уравнении (12) J означает стоимостную функцию, и значение w весового коэффициента для минимизации стоимостной функции J должно быть определено. Дополнительно, в уравнении (12) ek обозначает разность (или ошибку) между приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, а dk обозначает требуемый сигнал. В алгоритме формирования луча, использующем не слепую методику, пилот-сигнал используется в качестве требуемого сигнала dk для примера. Тем не менее, настоящее изобретение предлагает алгоритм формирования луча, использующий слепую методику. Поэтому подробное описание алгоритма формирования луча, использующего не слепую методику, опущено.
В уравнении (12) стоимостная функция J - это тип выпуклой функции второго порядка. Поэтому, чтобы минимизировать стоимостную функцию J, стоимостная функция J должна быть продифференцирована таким образом, чтобы ее значение стало равным 0. Продифференцированное значение стоимостной функции J показано в уравнении (13):
Тем не менее, трудно получить оптимальный весовой коэффициент wopt приемного луча в фактическом канальном окружении в едином процессе, и поскольку приемный сигнал y после сужения спектра вводят в каждой точке, должна быть использована рекурсивная формула уравнения (14), чтобы адаптивно или рекурсивно получить оптимальный весовой коэффициент wopt приемного луча:
wk+1 = wk + μνk (14)
В уравнении (14) k обозначает k-тую точку, wkобозначает весовой коэффициент приемного луча в k-той точке, μ обозначает шаг весового коэффициента, имеющий постоянное значение, а vk обозначает вектор пути в k-той точке. Вектор vkпути в k-той точке представляет вектор для сходимости дифференцированного значения стоимостной функции J к минимальному значению, например 0.
Т.е. уравнение (14) показывает процесс обновления значения, сформированного до или после постоянной величины μ из данного весового коэффициента wkприемного луча, который должен быть использован в текущей точке в направлении вектора vkпути в качестве весового коэффициента wk+1приемного луча, который должен быть использован в следующей точке.
Кроме того, принимая во внимание средние квадраты (MS), уравнение (14) переписывается, как показано в уравнении (15):
В уравнении (14) и уравнении (15) шаг μ весового коэффициента имеет постоянное значение, или фиксированное значение. Тем не менее, настоящее изобретение предлагает, что шаг μ весового коэффициента имеет значение, адаптированное к частоте изменений в канале, чтобы разрешить проблему, возникающую из-за того, что шаг μ весового коэффициента имеет фиксированное значение, т.е. проблему того, что высокая частота изменений в канале уменьшает коэффициент сходимости, понижая коэффициент сходимости до минимального значения MSE, тем самым делая ее неприемлемой для системы высокоскоростной передачи данных.
Шаг μ весового коэффициента, предлагаемый в настоящем изобретении, определяется, как показано в уравнении (16):
В уравнении (16) μ0 обозначает шаг весового коэффициента, имеющий вышеописанное фиксированное значение, т.е. постоянную величину. Как проиллюстрировано в уравнении (16), шаг μ весового коэффициента экспоненциально растет по мере того, как растет уровень ek ошибки. Т.е. в области, где уровень ошибки относительно высокий, значению шага μ весового коэффициента присваивается относительно большое значение, и в области, где уровень ошибки относительно низкий, значению μ весового коэффициента присваивается относительно небольшое значение, тем самым повышая коэффициент сходимости.
Схема, предлагаемая в данном документе для обнаружения требуемого приемного сигнала d(k), - это слепая методика, и поскольку используется слепая методика, должно быть использовано конкретное значение оценки для того, чтобы приемный сигнал адаптивно сходился. Для адаптивной сходимости приемного сигнала используется экспоненциально возрастающий адаптивный шаг μ весового коэффициента. Далее описывается способ обнаружения требуемого приемного сигнала d(k) с использованием шага μ весового коэффициента, предлагаемого в настоящем изобретении.
Смешанная слепая методика используется в качестве методики обнаружения требуемого приемного сигнала d(k). В этом случае функция ошибки может быть выражена, как показано в уравнении (17):
В уравнении (17) 
и 
обозначают значения ошибки, обнаруженные посредством применения методики постоянных модулей (CM) и методики с управлением по решению (DD), используемой для адаптивной сходимости приемного сигнала, соответственно. Далее приводится описание и .
Как показано в уравнении (17), можно понять, что и могут быть обнаружены посредством применения сочетания методики CM и методики DD посредством операции адаптивной сходимости приемного сигнала. Т.е., если значение 
увеличивается, значение 
также увеличивается, так что влияние методики DD на все значение ошибки возрастает. Дополнительно, в уравнении (17), поскольку g(x) - это s-образная функция (далее упоминаемая как "сигмоидная функция"), влияние методики DD уменьшается в области, где влияние методики CM является преобладающим. Наоборот, влияние методики CM уменьшается в области, где влияние методики DD является преобладающим.
Более того, в уравнении (17) значение ek ошибки определяется посредством объединения значения, определенного посредством взвешивания значения 
ошибки приемного сигнала, вычисленного с использованием методики CM посредством ak, со значением, определенным посредством взвешивания значения 
ошибки, вычисленного с использованием методики DD посредством Яk. При этом ak обозначает весовой коэффициент, применяемый к методике CM, и упоминается как "применяемый к CM весовой коэффициент", а Яk обозначает весовой коэффициент, применяемый к методике DD, и упоминается как "применяемый к DD весовой коэффициент". В результате значение ek ошибки - это значение ошибки, обнаруженное посредством адаптивного задания применяемого к CM весового коэффициента ak и применяемого к DD весового коэффициента Яk согласно тому, сходится ли он.
Фиг. 2 - это график, иллюстрирующий характеристику сигмоидной функции, используемой в настоящем изобретении. Согласно фиг. 2, s-образная характеристика изменяется согласно значению a. Т.е. если значение a увеличивается, форма функции близка к форме буквы s, а если a=1, форма функции близка к прямой линии. Сигмоидная функция отличается тем, что если применяемый к CM весовой коэффициент ak увеличивается, то применяемый к DD весовой коэффициент Яk уменьшается, а если применяемый к CM весовой коэффициент ak уменьшается, то применяемый к DD весовой коэффициент Яk увеличивается. Т.е. если значение 
ошибки приемного сигнала, вычисленного с использованием методики CM, превышает значение 
ошибки, вычисленное с использованием методики DD, значение ek ошибки приемного сигнала вычисляется посредством объединения взвешенной методики CM с взвешенной методикой DD, дополнительно взвешенной по сравнению с взвешенной методикой CM. В данном документе "взвешенная методика CM" относится к методике CM, задаваемой посредством применения применяемого к CM весового коэффициента ak к методике CM, а "взвешенная методика DD" относится к методике DD, задаваемой посредством применения применяемого к DD весового коэффициента Яk к методике DD. Кроме того, "взвешенная методика DD, дополнительно взвешенная по сравнению с взвешенной методикой CM", относится к методике DD, к которой применяется применяемый к DD весовой коэффициент Яk, больший, чем применяемый к CM весовой коэффициент ak, применяемый к методике CM, а "взвешенная методика CM, дополнительно взвешенная по сравнению с взвешенной методикой DD", относится к методике CM, к которой применяется применяемый к CM весовой коэффициент ak, больший чем применяемый к DD весовой коэффициент Яk, применяемый к методике DD. Если значение 
ошибки приемного сигнала, вычисленное с использованием методики CM, меньше или равно значению 
ошибки, вычисленному с использованием методики DD, это означает, что взвешенная методика DD объединяется с взвешенной методикой CM, дополнительно взвешенной по сравнению с взвешенной методикой DD.
Методика CM, как правило, используется в слепом корректоре, а также используется в алгоритме формирования лучей. Когда используется методика CM, предложенная Годардом, стоимостная функция J выражается следующим образом в уравнении (18):
В уравнении (18) p обозначает случайное положительное целое число, а Rp обозначает модуль Годарда, который определен в уравнении (19):
Поскольку текущая система мобильной связи OFDM, как правило, использует схему модуляции высокого порядка, который выше, чем при квадратурной фазовой модуляции (QPSK), стоимостная функция J разделяется на действительную часть и мнимую часть, как показано ниже в уравнении (20). Стоимостная функция J разделяется на действительную часть и мнимую часть, поскольку вследствие использования схемы модуляции высокого порядка сигналы передачи/приема имеют действительную часть и мнимую часть.
В данном документе предполагается, что настоящее изобретение использует методику LMS и p=2. Поэтому d(k)=R2,R+jR2,I. Кроме того, предполагается, что значение стоимостной функции J в начальной точке (т.е. точке k=0) равно 0 (J=0). Это подробнее описывается в данном документе далее со ссылкой на фиг. 5.
Фиг. 5 - это график, схематически иллюстрирующий методику CM, используемую в системе мобильной связи OFDM, когда p=2, d(k)=R2,R+jR2,I, а J=0 (при этом k=0). Фиг. 6 иллюстрирует методику CM для p=2, d(k)=R2,R+jR2,I и J=0 в точке k=0. Т.е. если значение R2 определяется уравнением (20), на координатной поверхности формируется окружность. Затем принятый сигнал определяется как точка, где простирается линия, прочерченная от начала, и пересекается с окружностью. На фиг. 5 принятый zk проецируется как окружность.
Даже в методике DD, как и в методике CD, действительная часть и мнимая часть должны вычисляться отдельно. В уравнении (21) Pr указывает, что принятый сигнал проецируется как сигнал, в наибольшей степени аппроксимирующий требуемый приемный сигнал d(k), посредством методики DD. В данном документе методика DD - это методика для отражения d(k) в качестве значения решения в наибольшей степени аппроксимирующего принятый сигнал.
Фиг. 6 - это график, схематически иллюстрирующий методику DD в системе мобильной связи OFDM, использующей двоичную фазовую манипуляцию (BPSK). Согласно фиг. 6, поскольку предполагается, что система мобильной связи OFDM использует BPSK, если приемный сигнал является (1,2; -0,2) в области I-Q, требуемый приемный сигнал d(k) проецируется как в наибольшей степени аппроксимирующее значение 1 после вычисления расстояния от +1 и -1.
Фиг. 3 - это блок-схема, иллюстрирующая структуру приемного устройства базовой станции согласно варианту осуществления настоящего изобретения. При описании фиг. 3 следует заметить, что приемное устройство базовой станции согласно варианту осуществления настоящего изобретения аналогично по структуре приемному устройству базовой станции, описанному в связи с фиг. 1, но отличается по способу определения весового коэффициента процессором сигналов. Для простоты описываются со ссылкой на фиг. 3 только элементы приемного устройства базовой станции, непосредственно связанные с настоящим изобретением.
Согласно фиг. 3, когда приемный сигнал xkв точке k принимается, устройство 310 сужения спектра сужает спектр приемного сигнала xkс использованием заранее определенного кода сужения спектра и выводит спектрально суженный приемный сигнал yk к процессору 330 сигналов и генератору 320 приемного луча. Процессор 330 сигналов включает в себя устройства 331 вычисления шага весового коэффициента приемного луча, устройство 333 вычисления весового коэффициента приемного луча и память 335.
Для простоты фиг. 3 описывается со ссылкой только на первый отвод 140-1 в приемном устройстве базовой станции по фиг. 1. Поэтому устройство 310 сужения спектра по фиг. 3 практически идентично по функционированию N устройствам сужения спектра от первого устройства 141 сужения спектра до N-ного устройства 143 сужения спектра в первом отводе 140-1.
Устройство 331 вычисления шага весового коэффициента приемного луча в процессоре 330 сигналов сначала принимает начальный шаг μ0 весового коэффициента приемного луча, имеющий постоянную величину, вычисляет шаг μ весового коэффициента приемного луча способом, описанным в связи с уравнением (16), и выводит вычисленный шаг μ весового коэффициента приемного луча в устройство 333 вычисления весового коэффициента приемного луча. Устройство 333 вычисления весового коэффициента приемного луча вычисляет весовой коэффициент wk приемного луча посредством приема спектрально суженного приемного сигнала yk, выходного сигнала zkотвода, выводимого из генератора 320 приемных лучей, шага μвесового коэффициента приемного луча, выводимого из устройства 331 вычисления шага весового коэффициента приемного луча, и начального весового коэффициента w0 приемного луча, и выводит вычисленный весовой коэффициент wkприемного луча в память 335. Память 335 буферизует весовой коэффициент wk приемного луча, вычисленный устройством 333 вычисления весового коэффициента приемного луча, и устройство 333 вычисления весового коэффициента приемного луча использует весовой коэффициент wk приемного луча, сохраненный в памяти 335, при обновлении весового коэффициента wk приемного луча. Т.е. устройство 333 вычисления весового коэффициента приемного луча обновляет весовой коэффициент wk+1приемного луча в следующей точке k+1 с использованием весового коэффициента wkприемного луча, вычисленного в точке k.
Фиг. 4 - это блок-схема последовательности операций способа, иллюстрирующая процедуру приема сигналов приемным устройством базовой станции согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Согласно фиг. 4 на этапе 411 приемное устройство базовой станции устанавливает начальный весовой коэффициент w0приемного луча и начальный шаг μ0 весового коэффициента приема луча, имеющий постоянную величину. На этапе 413 приемное устройство базовой станции определяет, завершена ли связь. Если определено, что связь завершена, приемное устройство базовой станции завершает текущую процедуру. Если на этапе 413 определено, что связь не завершена, приемное устройство базовой станции переходит к этапу 415.
На этапе 415 приемное устройство базовой станции принимает спектрально суженный сигнал ykдля приемного сигнала xk. На этапе 417 приемное устройство базовой станции вычисляет набор zk сигналов zk, выводимых из соответствующих отводов приемного устройства базовой станции, с использованием спектрально суженного сигнала ykи весового коэффициента wk приемного луча 
. zkпредставляет набор выходных сигналов отвода, формируемых с использованием приемного луча, сформированного с использованием весового коэффициента wk приемного луча.
На этапе 419 приемное устройство базовой станции вычисляет значение ek ошибки для уменьшения ошибки между приемным сигналом xkи требуемым приемным сигналом dk (
), а на этапе 421 приемное устройство базовой станции вычисляет дифференцированное значение стоимостной функции с использованием спектрально суженного сигнала yk и значения ошибки ek 
.
На этапе 423 приемное устройство базовой станции вычисляет весовой коэффициент приемного луча (μ = μ0exp). На этапе 425 приемное устройство базовой станции вычисляет коэффициент формирования лучей, или весовой коэффициент приемного луча (
). На этапе 427 приемное устройство базовой станции поддерживает вычисленный весовой коэффициент wk приемного луча.
На этапе 429 приемное устройство выполняет задержку в течение заранее определенного единичного интервала времени. Причина задержки в течение заранее определенного единичного интервала времени заключается в том, чтобы учесть время задержки на переход из одного состояния в другое. На этапе 431 приемное устройство базовой станции увеличивает k на 1, т.е. переходит из текущей точки k к следующей точке k+1, и затем возвращается к этапу 413.
Фиг. 7 - это график, иллюстрирующий результат моделирования для общей методики формирования весовых коэффициентов приемных лучей и методики формирования весовых коэффициентов приемных лучей согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Результат моделирования, проиллюстрированный на фиг. 7, получен для релеевского канала с отношением "сигнал-шум" (SNR) в 6 дБ. Согласно фиг. 7 следует заметить, что методика формирования весовых коэффициентов приемных лучей с использованием адаптивного шага μ весового коэффициента приемного луча, или переменного шага μ весового коэффициента приемного луча, предлагаемая в настоящем изобретении, имеет превосходную характеристику по частоте ошибок по битам (BER) для угла перемещения мобильной станции на основе одного снимка. В традиционной методике формирования весовых коэффициентов приемных лучей увеличение угла перемещения мобильной станции ухудшает характеристику по BER.
Фиг. 8 - это график, иллюстрирующий характеристическую кривую согласно числу приемных антенн приемного устройства базовой станции для адаптивной методики формирования весовых коэффициентов приемных лучей согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Согласно фиг. 8 проиллюстрирована диаграмма направленности для приемного устройства базовой станции, имеющего 6 приемных антенн, и приемного устройства базовой станции, имеющего 10 приемных антенн. Например, если предполагается, что конкретная базовая станция расположена под углом 57°, следует отметить, что по сравнению с приемным устройством базовой станции, имеющим 6 приемных антенн, приемное устройство базовой станции, имеющее 10 приемных антенн, имеет нормализованный коэффициент усиления антенны примерно в 0,2 дБ и может более корректно формировать приемный луч. Поэтому в отношении пропускной способности системы мобильной связи OFDM увеличение числа приемных антенн приводит к увеличению амплитуды приемных сигналов, предоставляя возможность корректной связи, тем самым содействуя повышению пропускной способности системы.
Фиг. 9 - это блок-схема, иллюстрирующая структуру системы мобильной связи OFDM согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Согласно фиг. 9 система мобильной связи OFDM включает в себя передающее устройство 900 мобильной станции и приемное устройство 950 базовой станции. Передающее устройство 900 мобильной станции включает в себя устройство 911 отображения символов, преобразователь 913 последовательного кода в параллельный, устройство 915 вставки пилот-символов, блок 917 обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT), преобразователь 919 параллельного кода в последовательный, устройство 921 вставки защитных интервалов, цифроаналоговый преобразователь 923 и радиочастотный (RF) процессор 925.
Когда имеются информационные биты данных, подлежащие передаче, информационные биты данных вводят в устройство 911 отображения символов. Устройство 911 отображения символов модулирует входные информационные биты данных по заранее определенной схеме модуляции для отображения символов и выводит биты данных отображенных символов преобразователю 913 последовательного кода в параллельный. При этом квадратурная фазовая модуляция (QPSK) или 16-элементная квадратурная амплитудная модуляция (16QAM) может быть использована в качестве схемы модуляции. Преобразователь 913 последовательного кода в параллельный преобразует в параллельную форму последовательные символы модуляции, выводимые из устройства 911 отображения символов, и выводит преобразованные в параллельную форму символы модуляции к устройству 915 вставки пилот-символов. Устройство 915 вставки пилот-символов вставляет пилот-символы в преобразованные в параллельную форму символы модуляции, выводимые из преобразователя 913 последовательного кода в параллельный, и затем выводит символы модуляции с вставленными пилот-символами в блок 917 IFFT.
Блок 917 IFFT выполняет N-точечное IFFT над сигналами, выводимыми из устройства 915 вставки пилот-символов, и выводит результирующие сигналы к преобразователю 919 параллельного кода в последовательный. Преобразователь 919 параллельного кода в последовательный преобразует в последовательную форму сигналы, выводимые из блока 917 IFFT, и выводит преобразованные в последовательную форму сигналы к устройству 921 вставки защитных интервалов. Устройство 921 вставки защитных интервалов принимает сигналы, выводимые из преобразователя 919 параллельного кода в последовательный, вставляет в них защитный интервал и выводит сигнал с вставленным защитным интервалом к цифроаналоговому преобразователю 923. Защитный интервал вставляется, чтобы удалить интерференцию между предшествующим символом OFDM, переданным в момент времени предшествующего символа OFDM, и текущим символом OFDM, который должен быть передан в момент времени текущего символа OFDM в системе связи OFDM. Для защитного интервала используется способ цикличного префикса или способ цикличного постфикса. В способе цикличного префикса заранее определенное число последних выборок символа OFDM во временной области копируются и вставляются в допустимый символ OFDM. В способе цикличного постфикса заранее определенное число первых выборок символа OFDM во временной области копируются и вставляются в допустимый символ OFDM.
Цифроаналоговый преобразователь 923 преобразует в аналоговую форму сигнал, выводимый из устройства 921 вставки защитных интервалов, и выводит преобразованный в аналоговую форму сигнал к РЧ-процессору 925. РЧ-процессор 925, который включает в себя фильтр и препроцессор, выполняет процесс РЧ-обработки сигнала, выводимого из цифроаналогового преобразователя 923, так, чтобы сигнал мог быть передан через передающую антенну.
Приемное устройство 950 базовой станции включает в себя РЧ-процессор 951, аналого-цифровой преобразователь 953, генератор 955 приемного луча, процессор 957 сигналов, устройство 959 удаления защитных интервалов, преобразователь 961 последовательного кода в параллельный, блок 963 быстрого преобразования Фурье (FFT), корректор 965, устройство 967 выделения пилот-символов, блок 969 синхронизации и оценки характеристик канала, преобразователь 971 параллельного кода в последовательный и устройство 973 обратного отображения символов.
Сигнал, передаваемый передающим устройством 900 мобильной станции, принимается посредством приемных антенн приемного устройства 950 базовой станции, при этом принимаемые сигналы используют канал многолучевого распространения и имеют компонент шума. Сигналы, принимаемые посредством приемных антенн, вводят в РЧ-процессор 951, и РЧ-процессор 951 преобразует с понижением частоты сигналы в сигнал промежуточной частоты (IF) и выводит IF-сигнал к аналого-цифровому преобразователю 953. Аналого-цифровой преобразователь 953 преобразует в цифровую форму аналоговый сигнал, выводимый из РЧ-процессора 951, и выводит преобразованный в цифровую форму сигнал к генератору 955 приемного луча и процессору 957 сигналов. Работа генератора 955 приемного луча и процессора 957 сигналов была описана, поэтому их подробное описание опущено.
Сигнал, выводимый из генератора 955 приемного луча, вводят в устройство 959 удаления защитных интервалов. Устройство 959 удаления защитных интервалов удаляет защитный интервал из сигнала, выводимого из генератора 955 приемного луча, и выводит результирующий сигнал преобразователю 961 последовательного кода в параллельный. Преобразователь 961 последовательного кода в параллельный преобразует в параллельную форму последовательный сигнал, выводимый из устройства 959 удаления защитных интервалов, и выводит результирующий сигнал к блоку 963 FFT. Блок 963 FFT выполняет N-точечное FFT над сигналом, выводимым из преобразователя 961 последовательного кода в параллельный, и выводит результирующий сигнал корректору 965 и устройству 967 выделения пилот-символов. Корректор 965 выполняет частотную коррекцию сигнала, выводимого из блока 963 FFT, и выводит результирующий сигнал к преобразователю 971 параллельного кода в последовательный. Преобразователь 971 параллельного кода в последовательный преобразует в последовательную форму параллельный сигнал, выводимый из корректора 965, и выводит результирующий сигнал к устройству 973 обратного отображения символов. Устройство 973 обратного отображения символов демодулирует сигнал, выводимый из преобразователя 971 параллельного кода в последовательный с использованием схемы демодуляции, соответствующей схеме модуляции, используемой в передающем устройстве 900 мобильной станции, и выводит результирующий сигнал в качестве принятых информационных битов данных.
Дополнительно, сигнал, выводимый из блока 963 FFT, вводят в устройство 967 выделения пилот-символов, и устройство 967 выделения пилот-символов извлекает пилот-символы из сигнала, выводимого из блока 963 FFT, и выводит извлеченные пилот-символы к блоку 969 синхронизации и оценки характеристик канала. Блок 969 синхронизации и оценки характеристик канала синхронизирует и оценивает по характеристикам канала пилот-символы, выводимые из устройства 967 выделения пилот-символов, и выводит результат к корректору 965.
Из предшествующего описания понятно, что система мобильной связи формирует весовой коэффициент приемного луча с использованием адаптивной методики формирования весовых коэффициентов приемных лучей, т.е. соответствующего сочетания методики CM и методики DD, тем самым предоставляя возможность быстро сформировать весовой коэффициент приемного луча с минимальным значением MSE. Поэтому можно сформировать корректный приемный луч, и корректный прием приемным лучом позволяет приемному устройству корректно принимать только требуемый сигнал, тем самым повышая производительность системы. Кроме того, настоящее изобретение повышает коэффициент сходимости посредством адаптивного формирования шага весового коэффициента приемного луча согласно частоте изменений в канале, тем самым минимизируя время, чтобы достичь минимальной MSE, и повышая производительность системы.
Несмотря на то, что настоящее изобретение показано и описано со ссылкой на его конкретные варианты осуществления, специалистам в данной области техники следует понимать, что различные изменения по форме и содержанию могут быть сделаны без отступления от сущности и объема настоящего изобретения, определенного прилагаемой формулой изобретения.
Изобретения относятся к системам мобильной связи. Базовая станция, имеющая, по меньшей мере, одну приемную антенну, формирует приемный луч с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча и спектрально суженного сигнала текущего приемного сигнала, вычисляет значение ошибки, показывающее разность между текущим приемным сигналом и требуемым приемным сигналом, и вычисляет текущий весовой коэффициент приемного луча с использованием предшествующего весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и значения ошибки. Базовая станция формирует значение шага весового коэффициента приемного луча с использованием значения ошибки и выходного сигнала, вычисляет разность между предшествующим весовым коэффициентом приемного луча и произведением значения шага весового коэффициента приемного луча, спектрально суженного сигнала и сопряженной величины значения ошибки, в качестве текущего весового коэффициента приемного луча, и выбирает значение шага весового коэффициента приемного луча, так чтобы текущий весовой коэффициент приемного луча соответствовал оптимальному приемному лучу. Техническим результатом является обеспечение устройства и способа приема данных с использованием схемы формирования весового коэффициента приемного луча в системе мобильной связи. 8 н. и 11 з.п. ф-лы, 9 ил.
| УСТРОЙСТВО ПРИЕМА ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ В МНОГОЛУЧЕВОМ КАНАЛЕ СВЯЗИ | 1992 |
|
RU2048701C1 |
| МНОГОКАНАЛЬНОЕ АДАПТИВНОЕ РАДИОПРИЕМНОЕ УСТРОЙСТВО | 1994 |
|
RU2107394C1 |
| US 2002045432 A1, 18.04.2002 | |||
| Устройство для очистки шахтных вагонеток | 1985 |
|
SU1265377A1 |
