УПРАВЛЕНИЕ СКОРОСТЬЮ В СИСТЕМАХ МНОГОКАНАЛЬНОЙ СВЯЗИ Российский патент 2008 года по МПК H04J15/00 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение в общем случае относится к обмену данными, а более конкретно к способам управления скоростью передачи данных для систем многоканальной связи.

Уровень техники

Система связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM) эффективно делит полосу пропускания всей системы на множество (N_F) подполос, которые также называют частотными подканалами или частотными бинами. Каждый частотный подканал связан с соответствующей поднесущей (или тоном), которая может быть модулирована данными. Для системы OFDM данные, предназначенные для передачи (т.е. биты информации), сначала кодируют по конкретной схеме кодирования для генерации кодированных битов, и кодированные биты далее группируют в многоразрядные символы, которые затем отображают на символы модуляции. Каждый символ модуляции соответствует точке в созвездии сигналов, определяемых конкретной схемой модуляции (например, M-PSK или M-QAM), используемой для передачи данных. Для каждого временного интервала, который может быть зависимым от полосы пропускания каждого частотного подканала, символ модуляции может быть передан по каждому из N_F частотных подканалов. OFDM может быть использована для борьбы с межсимвольной интерференцией (ISI), вызванной частотно-избирательным затуханием, которое характеризуется различными степенями ослабления на разных участках полосы пропускания системы.

Для передачи данных система связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO) использует множество (N_T) передающих антенн и множество (N_R) приемных антенн. Канал MIMO, сформированный N_T передающими и N_R принимающими антеннами, может быть разложен на N_S независимых каналов, причем N_S=min{N_T,N_R}. Каждый из N_S независимых каналов также называется пространственным подканалом канала MIMO и соответствует размерности. Система MIMO может обеспечить улучшенную производительность (например, увеличение пропускной способности), если используются дополнительные размерности, созданные при помощи множества передающих и приемных антенн.

Для системы MIMO, которая использует OFDM (т.е. система MIMO-OFDM), на каждом из N_S пространственных подканалов для передачи данных являются доступными N_F частотных подканалов. Каждый частотный подканал каждого пространственного подканала называют каналом передачи. N_F·N_S каналы передачи являются, таким образом, доступными для передачи данных между N_T передающими антеннами и N_R приемными антеннами.

Для системы MIMO-OFDM N_F частотных подканалов каждого пространственного подканала могут испытывать различные условия канала (например, различное затухание и эффекты многолучевого распространения) и в нем могут достигаться различные соотношения сигнал/шум-и-помехи (ОСШ). Каждый передаваемый символ модуляции подвергается воздействию отклика канала передачи, через который передают символ. В зависимости от многолучевого профиля канала связи между передатчиком и приемником, частотный отклик может меняться в широких пределах по полосе пропускания системы для каждого пространственного подканала, и дополнительно может меняться в широких пределах для пространственных подканалов.

Для многолучевого канала с неравномерным частотным откликом, скорость передачи данных (т.е. количество битов данных на символ модуляции), с которой может производится надежная передача для каждого канала передачи, может отличаться от канала передачи к каналу передачи. Если символы модуляции для конкретного пакета данных передают через множество каналов передачи, и если отклик этих каналов передачи меняется в широких пределах, тогда указанные символы модуляции могут приниматься с ОСШ, меняющимся в широких пределах. При этом ОСШ будет соответственно меняться по всему принятому пакету, что делает затруднительным определение подходящей скорости для пакета данных.

Поскольку различные приемники могут испытывать различные (и возможно меняющиеся в широких пределах) условия каналов, было бы непрактичным передавать данные с одной и той же мощностью передачи и/или скоростью передачи данных для всех приемников. Фиксация указанных параметров передачи, скорее всего, приведет к непроизводительному расходу мощности передачи, использованию скоростей передачи ниже оптимальных для некоторых приемников и ненадежной связи для некоторых других приемников, причем все это приводит к нежелательному снижению производительности системы. Помимо этого, условия каналов могут меняться со временем. В результате, поддерживаемые скорости передачи данных для каналов передачи также могут меняться со временем. Различные возможность передачи для каналов связи для различных приемников плюс многолучевая и изменяющаяся во времени природа таких каналов связи делает проблематичным эффективную передачу данных в системе MIMO-OFDM.

Таким образом, в данной области техники существует потребность в способах управления скоростью передачи данных в многоканальных системах связи, таких как система MIMO-OFDM.

РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В настоящем описании изложены способы управления скоростью передачи данных в многоканальной системе связи, имеющей множество каналов передачи. В одном из аспектов, скорость передачи каждого потока данных определяют, основываясь на метрике, связанной с потоком данных. Такая метрика может быть получена, исходя из эквивалентной системы, которая моделирует группу каналов передачи, предназначенных для использования для передачи потока данных. Эквивалентная система определяется, как имеющая AWGN канал (т.е. канал с равномерным частотным откликом) и спектральной эффективностью S_equiv, которая совпадает со средней спектральной эффективностью S_avg группы каналов передачи (т.е. эквивалентная система имеет общую производительность, совпадающую с общей производительностью группы каналов передачи).

Один из вариантов осуществления предлагает способ определения набора скоростей для набора потоков данных, предназначенных для передачи по беспроводному каналу связи в многоканальной системе связи (например, системе MIMO-OFDM). В указанном способе сначала идентифицируют группу каналов передачи, предназначенных для использования для передачи каждого потока данных.

Затем определяют эквивалентную систему для каждой группы каналов передачи, основываясь на одной или нескольких характеристиках каналов передачи в группе. В одном из вариантов осуществления, эквивалентная система для каждой группы каналов передачи может быть определена при помощи (1) получения оценки ОСШ каждого канала передачи, (2) оценки спектральной эффективности каждого канала передачи, основываясь на оценке ОСШ и функции спектральной эффективности, ƒ(х), и (3) определения средней спектральной эффективности каналов передачи в группе, основываясь на оценках спектральной эффективности отдельных каналов передачи. Эквивалентную систему определяют, как имеющую AWGN и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью группы каналов передачи.

Затем для каждой группы каналов передачи выводят метрику, основываясь на связанной эквивалентной системе. В одном из вариантов осуществления, метрику устанавливают как ОСШ, необходимое эквивалентной системе для поддержки средней спектральной эффективности. Такое ОСШ называют эквивалентным ОСШ и оно может быть определено, основываясь на обратной функции ƒ^-1(х).

Затем определяют скорость передачи данных для каждого потока данных, основываясь на метрике, связанной потоком данных. Это может быть выполнено при помощи оценки одной или нескольких доступных скоростей передачи данных. Для каждой оцениваемой скорости передачи данных определяют ОСШ, требуемое для поддержки скорости передачи данных системой связи, и эту скорость рассматривают как поддерживаемую системой связи, если требуемое ОСШ меньше или равно метрике.

Различные аспекты и варианты осуществления настоящего изобретения более подробно описаны ниже. Изобретение дополнительно предлагает способы, приемные устройства, передающие устройства, приемные системы, передающие системы и другие устройства и элементы, которые реализуют различные аспекты, варианты осуществления, и отличительные особенности настоящего изобретения, что описано более подробно ниже.

Краткое описание чертежей

Отличительные особенности, природа и преимущества настоящего изобретения будут более очевидными из подробного описания, приводимого ниже вместе с чертежами, на которых одинаковые ссылочные позиции обозначают подобные элементы и на которых:

Фиг.1А является блок-схемой модели многоканальной системы связи;

Фиг.1В является блок-схемой, графически иллюстрирующей выбор скорости передачи данных для многоканальной системы связи с многолучевым каналом, основываясь на эквивалентной системе;

Фиг.2 является блок-схемой последовательности операций варианта осуществления способа определения максимальной скорости передачи данных, поддерживаемой системой SISO-OFDM, основываясь на эквивалентной системе;

Фиг.3 является диаграммой, иллюстрирующей спектральную эффективность системы SISO-OFDM с многолучевым каналом;

На Фиг.4А показана диаграмма требуемых ОСШ в зависимости от скоростей передачи данных для системы, поддерживающей набор дискретных скоростей передачи данных;

Фиг.4В графически иллюстрирует определение величины компенсации, используемого при определении, поддерживается ли конкретная скорость передачи данных или нет;

Фиг.5А является диаграммой, иллюстрирующей спектральные эффективности пространственных подканалов в системе MIMO-OFDM с многолучевым каналом;

Фиг.5В является диаграммой, иллюстрирующей спектральную эффективность эквивалентной системы SISO, используемой для моделирования системы MIMO-OFDM, показанной на Фиг.5А;

Фиг.6 является блок-схемой последовательности операций способа управления скоростью одного или нескольких независимо обрабатываемых потоков данных в многоканальной системе;

Фиг.7 является блок-схемой варианта осуществления передающей системы и приемной системы в многоканальной системе;

Фиг.8 является блок-схемой передающего устройства в передающей системе; и

Фиг.9 и 10 являются блок-схемами двух вариантов осуществления процессора приема в приемной системе.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Система связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM) эффективно делит всю полосу пропускания системы на множество (N_F) подполос, которые также называют частотными подканалами или частотными бинами. Каждый частотный подканал связан с соответствующей поднесущей (или тоном), которая может быть модулирована данными.

Для передачи данных система связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO) использует множество (N_T) передающих антенн и множество (N_R) приемных антенн, и определяется как (N_T, N_R) система. Канал MIMO, сформированный N_T передающими и N_R принимающими антеннами, может быть разложен на N_S независимых каналов, причем N_S=min{N_T,N_R}. Каждый из N_S независимых каналов также называют пространственным подканалом канала MIMO. Количество пространственных подканалов определяется количеством собственных режимов канала MIMO, что, в свою очередь зависит от матрицы отклика канала, H(k), которая описывает отклик между N_T передающими и N_R принимающими антеннами. Для простоты, в нижеследующем описании матрица отклика канала, H(k), предполагается имеющей полный ранг, и количество пространственных подканалов составляет N_S=N_T≤N_R.

Способы управления скоростью, изложенные в настоящем описании, могут быть использованы в различных многоканальных системах связи, имеющих множество каналов передачи, которые могут быть использованы для передачи данных. Такие многоканальные системы включают в себя системы MIMO, системы OFDM, системы MIMO-OFDM и т.п. Каналы передачи могут представлять собой (1) пространственные подканалы в системах MIMO, (2) частотные подканалы в системах OFDM, или частотные подканалы пространственных подканалов в системах MIMO-OFDM.

Фиг.1А является блок-схемой модели многоканальной системы 100 связи. В передатчике 110 данные трафика предоставляются из источника 112 данных в процессор 114 передаваемых (ТХ) данных. ТХ процессор 114 данных может демультиплексировать данные трафика в N_D потоков данных, причем N_D представляет любое целое от единицы и выше. Каждый поток данных может быть независимо обработан и затем передан через соответствующую группу каналов передачи. Для каждого потока данных, ТХ процессор 114 данных кодирует данные согласно конкретной схеме кодирования, выполняет перемежение кодированных данных согласно конкретной схеме перемежения и модулирует данные, подвергнутые перемежению, согласно конкретной схеме модуляции. Модуляция (т.е. отображение символов) может быть выполнена посредством группировки наборов кодированных и подвергнутых перемежению битов для формирования многобитных символов и отображения каждого многобитного символа в точку в сигнальном созвездии, соответствующим выбранной схеме модуляции (например, QPSK, M-PSK, или M-QAM). Каждая отображенная сигнальная точка соответствует символу модуляции.

В одном из вариантов осуществления, для каждого потока данных скорость передачи данных определяют при помощи управления скоростью передачи данных, схему кодирования определяют при помощи управления кодированием и схему модуляции определяют при помощи управления модуляцией. Управление обеспечивается контроллером 130, основываясь на информации обратной связи, принимаемой от приемника 150.

В приемник также может передаваться пилот-сигнал для выполнения некоторых функций, таких как оценка канала, захват, частотная и временная синхронизация, когерентная демодуляция данных и т.п. В этом случае пилотные данные предоставляют в ТХ процессор 114 данных, который затем обрабатывает и мультиплексирует пилотные данные с данными трафика.

Для OFDM, в передатчике (TMTR) 116, модулированные данные (т.е. символы модуляции), предназначенные для передачи, через каждую передающую антенну, преобразуют во временной домен при помощи блока обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ) для обеспечения символов OFDM. Каждый символ OFDM является временным представлением вектора N_F символов модуляции, предназначенных для передачи по N_F частотным подканалам одной передающей антенны в период передачи символа. В отличие от системы "временного кодирования" с одной несущей, система OFDM эффективно передает символы модуляции "в частотном домене", посредством посылки во временном домене ОБПФ символов модуляции данных трафика.

Передатчик 116 предоставляет поток символов OFDM для каждой передающей антенны, используемой для передачи данных. Каждый поток символов OFDM подвергается дополнительной обработке (для простоты не показано на Фиг.1) для генерации соответствующего модулированного сигнала. Затем каждый модулированный сигнал передают через соответствующую передающую антенну по беспроводному каналу связи в приемник. Канал связи искажает модулированные сигналы определенным откликом канала и дополнительно ухудшает модулированные сигналы аддитивным белым гауссовским шумом (AWGN), имеющим дисперсию N₀.

В приемнике 150, переданные модулированные сигналы принимаются каждой приемной антенной, и принятые сигналы от всех приемников предоставляются в приемник (RCVR) 160. В приемнике 160 каждый принятый сигнал подвергают кондиционированию и оцифровке для предоставления соответствующего потока выборок. Для каждого потока выборок блок быстрого преобразования Фурье (БПФ) принимает и преобразует выборки в частотный домен для предоставления соответствующего принятого потока символов. Затем принятые потоки символов предоставляют в приемный (RX) процессор 162 данных.

RX процессор 162 данных обрабатывает принятый поток символов для предоставления декодированных данных для переданного потока данных. Обработка в RX процессоре 162 данных может включать в себя пространственную или пространственно-временную обработку, демодуляцию (т.е. обратное отображение символов), обратное перемежение, и декодирование. RX процессор 162 данных дополнительно может предоставлять статус каждого принятого пакета данных. Блок 164 оценки канала обрабатывает "детектированные" символы из демодулятора/декодера 162 для обеспечения оценок одной или нескольких характеристик канала связи, таких как частотный отклик канала, дисперсия шума канала, отношение сигнал/шум-и-помехи (ОСШ) детектированных символов и т.п. Обычно, для получения оценок ОСШ используют только пилот-символы. Однако ОСШ также может оцениваться, основываясь на символах данных или комбинации пилот-символов и символов данных, причем это находиться в переделах объема настоящего изобретения.

Блок 166 выбора скорости принимает оценки канала от блока 164 оценки канала и, возможно, другие параметры и определяет подходящую "скорость" для каждого потока данных. Данная скорость указывает на набор значений параметров, предназначенных для использования в последующей передаче потока данных. Например, скорость может указывать (или может быть связана) на определенную скорость передачи данных для использования с данным потоком данных, конкретную схему кодирования и/или скорость кодирования, конкретную схему модуляции и т.п.

Контроллер 170 принимает скорость(скорости) от блока 166 выбора скорости и статус пакета от RX процессора 162 данных и предоставляет соответствующую информацию обратной связи в передатчик 110. Данная информация обратной связи может включать в себя скорость(скорости) оценки канала, некоторую другую информацию или комбинацию вышеперечисленного. Информация обратной связи может использоваться для повышения эффективности системы посредством регулирования обработки в передатчике таким образом, что данные передаются с наилучшими известными установками мощности и скоростями, поддерживаемыми каналом связи. Затем информацию обратной связи передают обратно в передатчик 110 и используют для настройки обработки при передаче данных в приемник 150. Например, передатчик 110 может настроить скорость передачи данных, схему кодирования, схему модуляции или любую комбинацию вышеперечисленного (основываясь на информации обратной связи) для каждого потока данных, предназначенного для передачи в приемник 150.

В варианте осуществления, показанном на Фиг.1А, выбор скорости выполняется приемником 150, и выбранная скорость для каждого потока данных предоставляется в передатчик 110. В других вариантах осуществления выбор скорости может выполняться передатчиком, основываясь на информации обратной связи, предоставляемой приемником, или может выполняться совместно приемником и передатчиком.

В системе связи с одной несущей все передаваемые символы могут быть приняты в приемнике с одинаковым ОСШ. Взаимосвязь между ОСШ пакета данных с "постоянным ОСШ" и вероятности ошибки (PE) для пакета хорошо известна в данной области техники. В качестве приближения, максимальная скорость передачи данных, поддерживаемая системой с одной несущей при определенном ОСШ, может быть оценена как максимальная скорость передачи данных, поддерживаемая AWGN каналом с таким же ОСШ. Главной характеристикой AWGN канала является то, что его частотный отклик является плоским или постоянным по всей полосе пропускания системы.

Однако в многоканальной системе связи символы модуляции, составляющие пакет данных, могут передаваться через множество частотных подканалов и/или множество пространственных подканалов. Обычно канал связи между передатчиком и приемником не является плоским, но напротив, обладает дисперсией или является частотно селективным, с различным ослаблением на различных подполосах полосы пропускания системы. Помимо этого для канала MIMO частотный отклик для каждого пространственного подканала может отличаться от такового для других пространственных подканалов. Таким образом, в зависимости от характеристик каналов передачи, используемых для передачи пакета, ОСШ в пакете может изменяться. Такая проблема пакета с "переменным ОСШ" усугубляется для более широкой полосы пропускания системы и для многолучевых каналов. Для многолучевых каналов скорость передачи данных, используемая для каждого потока данных, может выбираться с учетом многолучевой и частотно селективной природы канала связи.

Основная проблема для многоканальной системы связи заключается в определении максимальной скорости передачи данных, которая может быть использована для каждого потока данных, с тем чтобы достигнуть определенного уровня производительности, который может быть численно охарактеризован конкретным уровнем ошибок на пакет (PER), уровнем ошибок на кадр (FER), уровнем ошибок на блок (BLER), уровнем ошибок на бит (BER) или любым другим критерием, применимым для количественной оценки производительности. Например, требуемый уровень производительности может быть достигнут при поддержке PER в пределах небольшого окна в окрестности конкретного нормального значения (например, Р_е=1%).

В настоящем описании изложены способы управления скоростью передачи данных в многоканальной системе связи с многолучевым каналом. В одном из аспектов скорость передачи каждого потока данных определяют, основываясь на метрике, связанной с данным потоком данных. Такая метрика может быть выведена, основываясь на эквивалентной системе, моделирующей группу каналов передачи, используемых для данного потока данных, как описано более подробно ниже.

Фиг.1В представляет собой диаграмму, графически иллюстрирующую выбор скорости для многоканальной системы связи с многолучевым каналом, основываясь на эквивалентной системе. Для данного многолучевого канала, определяемого откликом h(k) канала и дисперсией шума N₀, теоретическая многоканальная система может быть способна поддерживать спектральную эффективность S_avg, используя схему модуляции M, причем M может быть различной для разных частотных подканалов. Как это используется в настоящем описании, спектральная эффективность представляет общую концепцию "производительности на размерность", причем размерность может быть частотной и/или пространственной. Спектральную эффективность обычно приводят в единицах биты на секунду на Герц (бит/сек/Гц). Как это используется в настоящем описании, теоретическая система представляет собой систему без потерь, и реальная система представляет собой систему с (1) потерями, связанными с реализацией, т.е. вследствие не идеальности аппаратных средств, и (2) потерями, связанными с кодированием, что является следствием того, что реальные коды не работают с максимальной производительностью. Упомянутая S_avg относится к средней спектральной эффективности теоретической системы с условиями канала h(k) и N₀. Средняя спектральная эффективность S_avg может быть определена, основываясь на функции ƒ(х)спектральной эффективности, где x определяет набор входных параметров для функции ƒ(•), как описано ниже.

Эквивалентная система с AWGN каналом способна поддерживать спектральную эффективность S_avg с ОСШ, составляющим ОСШ_equiv. Такая эквивалентная система также является теоретической системой. Эквивалентное ОСШ, ОСШ_equiv, может быть выведено для спектральной эффективности S_avg, используя схему модуляции M и исходя из функции g(x)=ƒ^-1(х), где ƒ^-1(х) является функцией, обратной ƒ(х).

Реальная многоканальная система с AWGN каналом способна поддерживать скорость передачи данных R, используя схему модуляции М и схему кодирования С для PER, составляющего P_e, при ОСШ, составляющем ОСШ_req. Указанная скорость R передачи данных приведена к бит/сек/Гц, что представляет собой единицу, используемую для спектральной эффективности. Требуемое ОСШ, ОСШ_req, может быть определено, основываясь на компьютерном моделировании, эмпирических измерениях, и может быть сохранено в таблице. Функция требуемого ОСШ в зависимости от скорости передачи данных зависит от конкретной схемы модуляции М и схемы кодирования С, выбранных для использования. Считают, что скорость передачи данных поддерживается реальной многоканальной системой с многолучевым каналом, если требуемое ОСШ для данной скорости передачи данных меньше, чем эквивалентное ОСШ. Для реальной системы требуемое ОСШ возрастает с возрастанием скорости передачи данных, тогда как эквивалентное ОСШ является примерно постоянным (за исключением изменений вследствие зависимости от схемы модуляции М) поскольку оно определяется условиями канала h(k) и N₀. Максимальная скорость передачи данных, которая может поддерживаться реальной многоканальной системой с многолучевым каналом, является ограниченной, таким образом, условиями канала.

Для ясности, управление скоростью сначала описано для системы с одним входом и одним выходом (SISO), затем расширено на систему с одним входом и множеством выходов (SIMO), и в заключение на систему MIMO. В нижеследующем описании системы SISO, SIMO и MIMO используют OFDM.

Система SISO

Для системы SISO-OFDM только один пространственный подканал и отклик канала является определенным при помощи {h(k)}, для k=0,1,...,(N_F-1). Для многолучевого канала с откликом канала {h(k)} и дисперсией шума N₀, эти параметры могут быть отображены на ОСШ(k) для каждого частотного подканала k. Если общая мощность передачи, P_total, для системы SISO-OFDM является фиксированной и выделение мощности передачи для N_F частотных подканалов является равномерным и фиксированным, тогда ОСШ каждого подканала k может быть выражено как:

(1)

Спектральная эффективность каждого частотного подканала k с ОСШ(k) можно оценить, основываясь на функции ƒ(х), которая может представлять собой функцию ограниченной или неограниченной спектральной эффективности. Абсолютная или неограниченная спектральная эффективность системы обычно дается как максимальная теоретическая скорость передачи данных, с которой может надежно вестись передача по каналу с данным откликом канала и дисперсией шума. Ограниченная спектральная эффективность системы дополнительно зависит от конкретной схемы модуляции или сигнального созвездия, используемых для передачи данных. Ограниченная спектральная эффективность (как следствие того факта, что символы модуляции привязаны к определенным точкам в сигнальном созвездии) меньше абсолютной спектральной эффективности (которая не ограничивается никаким сигнальным созвездием).

В одном из вариантов осуществления функция ƒ(х) может быть определена, основываясь на ограниченной функции ƒ_const(k), которая может быть выражена как:

(2)

где M_k относится к схеме модуляции M(k), т.е. схема модуляции M(k) соответствует созвездию (например, QAM), где каждая из точек в созвездии может быть идентифицирована при помощи M_k битов;

и являются точками в созвездии;

является комплексной гауссовской случайной переменной с нулевым средним и дисперсией 1/ОСШ(k); и

E[•] представляет собой операцию определения математического ожидания, выполняемую в отношении переменной β в уравнении (2).

Уравнение (2) показывает, что для каждого частотного подканала могут применяться различные схемы M(k) модуляции. Для простоты, одна схема M модуляции может использоваться для всех N_F частотных подканалов при скорости передачи данных R (т.е. M(k)=M для всех k).

Функция ƒ_const(k) ограниченной спектральной эффективности, приведенная в уравнении (2) может быть вычислена аналитически. Поэтому эта функция может быть вычислена численными методами для различных схем модуляции и значений ОСШ, и результаты могут быть сохранены в одной или нескольких таблицах. После этого функция ƒ_const(k) может оцениваться посредством обращения к соответствующей таблице с конкретной схемой модуляции и ОСШ.

В другом варианте осуществления функцию ƒ(х) определяют, основываясь на функции ƒ_unconst(k) спектральной эффективности Шеннона (или теоретической), которая может быть выражена как:

(3)

Как показано в уравнении (3), спектральная эффективность Шеннона не ограничена какой-либо схемой модуляции (т.е. M(k) не является параметром уравнения (3)).

Функция спектральной эффективности предоставляет спектральную эффективность системы, исходя из набора входных параметров. Такие функции спектральной эффективности относятся к функциям производительности канала, которые предоставляют (ограниченную или неограниченную) производительность канала. Спектральная эффективность (которая обычно приводится в единицах бит/сек/Гц) относится к производительности (которая обычно приводится в единицах бит/сек) и может рассматриваться как совпадающая с нормализованной производительностью.

Конкретный выбор функции для использования в качестве ƒ(х) может зависеть от различных факторов. Для обычной системы, использующей одну или несколько определенных схем модуляции, было установлено, что использование функции ƒ_const(k) ограниченной спектральной эффективности в качестве ƒ(х) дает точную оценку максимальной скорости передачи данных, поддерживаемой системой SISO-OFDM с многолучевым каналом.

В обычной системе связи может быть определен набор дискретных скоростей передачи данных, R={R(r), r=1,2,...,P}, и только эти скорости могут быть доступными для использования. Каждая скорость передачи данных R(r) в наборе R может быть связана с определенной схемой модуляции или сигнальным созвездием M(r) и определенной скоростью кодирования C(r). Каждая скорость передачи данных дополнительно требует ОСШ, равного ОСШ_req(r), или лучше, для достижения требуемого уровня PER, равного P_e. Указанный ОСШ_req(r) определяют для реальной системы SISO-OFDM с AWGN каналом.

Таким образом, каждая скорость R(r) передачи данных может быть связана с характеризующим ее набором параметров. Такие параметры могут включать в себя схему M(r) модуляции, скорость кодирования C(r) и требуемое ОСШ_req(r) следующим образом:

(4)

где r представляет собой индекс для скорости передачи данных, т.е. r=1,2,...,P, и P является полным количеством скоростей передачи данных, доступных для использования. Выражение (4) устанавливает, что скорость R(r) передачи данных может использоваться при передаче с применением схемы M(r) модуляции и скорости кодирования C(r) и дополнительно требует ОСШ_req(r) для достижения требуемого уровня PER, равного P_e.

Фиг.2 представляет собой блок-схему последовательности операций процесса 200 определения максимальной скорости передачи данных, поддерживаемой системой SISO-OFDM, основываясь на эквивалентной системе. Для данного варианта осуществления в качестве функции ƒ(х) для определения средней спектральной эффективности каналов передачи, применяемых для передачи данных, используют функцию ограниченной спектральной эффективности, описываемую уравнением (2). Поскольку скорость R(r) передачи данных может быть связана с различными схемами M(r) модуляции и поскольку функция ограниченной спектральной эффективности зависит от M(r), средняя спектральная эффективность канала передачи может быть различной для различных скоростей передачи данных. Эквивалентная система зависит от средней спектральной эффективности и, следовательно, определяется на Фиг.2 для каждой скорости передачи данных.

Сначала скорости передачи данных, поддерживаемые системой SISO-OFDM, могут быть упорядочены таким образом, что R(1)<R(2)<...<R(P). Затем выбирают наивысшую доступную скорость R(P) передачи данных (например, присваивая переменной r значение индекса для наивысшей скорости передачи данных, т.е. r=P)(этап 212). Затем (этап 214) определяют значение параметра, связанного с (1) каналами передачи, используемыми для передачи данных, например, отклик h(k) канала и дисперсию шума N₀, и с (2) выбранной скоростью R(r) передачи данных, например, схему M(r) модуляции. В зависимости от конструкции системы SISO-OFDM, каждая скорость передачи данных может быть связана с одной или несколькими схемами модуляции. Для простоты ниже предполагается, что с каждой скоростью передачи данных связана только одна схема модуляции.

Затем (этап 216) определяют среднюю спектральную эффективность S_avg каналов передачи. Это может быть выполнено при помощи определения ОСШ(k) каждого канала передачи, как показано выше в уравнении (1). Затем, используя функцию ограниченной спектральной эффективности, оценивают спектральную эффективность каждого канала передачи для ОСШ(k) и схемы M(r) модуляции, как показано в уравнении (2). Затем усредняют спектральные эффективности N_F частотных подканалов для получения средней спектральной эффективности S_avg, как показано ниже:

(5)

Фиг.3 является диаграммой, иллюстрирующей спектральную эффективность системы SISO-OFDM с многолучевым каналом. Для многолучевого канала с ОСШ, меняющимся по полосе пропускания системы, система SISO-OFDM связана с различными спектральными эффективностями для различных частотных подканалов, как показано на диаграмме 310. Спектральная эффективность всех N_F частотных подканалов, используемых для передачи данных, может быть усреднена для получения средней спектральной эффективности S_avg, которая показана диаграммой 312. Средняя спектральная эффективность, S_avg, может рассматриваться как спектральная эффективность каждого из N_F частотных подканалов в системе SISO-OFDM, если канал связи представляет собой AWGN канал вместо многолучевого канала. Таким образом, функции ограниченной или неограниченной спектральной эффективности могут быть использованы для отображения многолучевого канала в эквивалентный AWGN канал.

Вновь обращаясь к Фиг.2, далее (этап 218) определяют метрику Ψ, основываясь на эквивалентной системе. Эквивалентная система определяется как имеющая AWGN канал и среднюю спектральную эффективность S_equiv, которая совпадает со средней спектральной эффективностью системы SISO-OFDM с многолучевым каналом (т.е. S_equiv=S_avg). Затем может быть определено ОСШ, требуемое эквивалентной системой для поддержания скорости передачи данных S_equiv, основываясь на функции, обратной к используемой для определения S_avg, которая в данном случае представляет собой функцию ограниченной спектральной эффективности. Затем метрика Ψ может быть определена, как совпадающая с эквивалентным ОСШ:

(6)

где ƒ^-1(х) обозначает, функцию, обратную ƒ(х). Как метрика Ψ, так и эквивалентное ОСШ указывают на "хорошее качество" N_F частотных подканалов.

Функция ƒ(х) ограниченной спектральной эффективности принимает два аргумента, ОСШ(k) и M(r), и отображает их на значение спектральной эффективности. Обратная функция ƒ^-1(х) ограниченной спектральной эффективности принимает два аргумента, S_avg и M(r), и отображает их на значение ОСШ. Таким образом, функция g(S_avg, M(r)) определяет ОСШ, необходимое эквивалентной системе для поддержания спектральной эффективности, равной средней спектральной эффективности S_avg при условии использования созвездия M(r). Таким образом, метрика Ψ может быть определена один раз для каждой схемы модуляции (т.е. каждого сигнального созвездия). Функция g(x) также может быть определена для различных схем модуляции и сохранена в таблице.

Затем (этап 220) определяют требуемое ОСШ, ОСШ_req(r), необходимое для передачи с выбранной скоростью R(r) передачи данных с требуемым уровнем PER, равным P_e, реальной системой SISO-OFDM. Требуемое ОСШ является функцией схемы M(r) модуляции и скорости кодирования C(r), связанных с выбранной скоростью R(r) передачи данных. Требуемое ОСШ может быть определено для каждой из возможных скоростей передачи данных при помощи компьютерного моделирования, эмпирических измерений или любым другим способом, и затем может быть сохранено в таблице для последующего использования.

Затем (этап 222) определяют, поддерживается или нет выбранная скорость R(r) передачи данных системой SISO-OFDM. Это может быть выполнено при помощи сравнения метрики Ψ с требуемым ОСШ, определенным для выбранной скорости передачи данных. Если метрика Ψ больше или равна требуемому ОСШ (т.е. Ψ≥ ОСШ_req(r)), что указывает на то, что ОСШ, достигаемый в системе SISO-OFDM для многолучевого канала, является достаточным для поддержки скорости R(r) передачи данных с требуемым уровнем PER, равным P_e, то данная скорость передачи данных выбирается для использования (этап 226). В противном случае (этап 224), выбирают для оценки следующую доступную скорость передачи данных (например, уменьшая на единицу переменную r, r=r-1). Затем, после возврата на этап 214 оценивают очередную, более низкую скорость передачи данных. Этапы с 214 по 222 могут повторяться столько раз, сколько необходимо для того, чтобы (1) либо была определена максимальная поддерживаемая скорость передачи данных, предоставленная на этапе 226, (2) либо была произведена оценка всех доступных скоростей передачи данных.

Если используется функция ограниченной спектральной эффективности, метрика Ψ зависит от условий канала (например, h(k) и N₀) и схемы M(r) модуляции. Требуемое ОСШ является монотонной функцией, возрастающей с увеличением скорости передачи данных. Вариант осуществления, показанный на Фиг.2, выполняет оценку доступных скоростей передачи данных, по одной, от максимальной доступной скорости передачи данных до минимальной доступной скорости передачи данных. Наивысшую скорость передачи данных, связанную с требуемым ОСШ, которая меньше или равна метрике Ψ, выбирают для использования.

Метрика Ψ может быть определена, исходя из уравнений (2), (5) и (6). В уравнении (5) для ƒ(х) выполняется суммирование для суммирования спектральной эффективности отдельных частотных подканалов для получения спектральной эффективности для N_F частотных подканалов. Затем получают среднюю спектральную эффективность S_avg делением спектральной эффективности для N_F частотных подканалов на количество частотных подканалов. Затем функция g(S_avg, M(r)) определяет эквивалентный ОСШ для эквивалентной системы, требуемый для надежной передачи данных при спектральной эффективности, равной средней спектральной эффективности S_avg, и использовании схемы M(r) модуляции.

В уравнении (5) предполагается, что для всех N_F частотных подканалов системы SISO-OFDM используют одинаковую схему M(r) модуляции. Это ограничение может упростить обработку в передатчике и приемнике системы, но может негативно отразится на производительности.

Метрика Ψ также может быть определена для случая, при котором различные схемы модуляции применяются для различных частотных подканалов. Использование различных схем модуляции и/или скоростей кодирования для различных частотных подканалов часто называют "битовой нагрузкой".

На Фиг.2 эквивалентную систему определяют для каждой оцениваемой скорости передачи данных. Такая реализация охватывает схему, при которой различные скорости передачи данных могу быть связаны с различными схемами модуляции. Однако если различные скорости передачи данных связаны с одной схемой модуляции, тогда эквивалентная система должна быть определена только для каждой схемы модуляции, которая может использоваться с оцениваемыми скоростями передачи данных. Это упрощает вычисления.

В качестве дальнейшего упрощения, в случае, если средняя спектральная эффективность S_avg частотных подканалов зависит только от ОСШ(k) и не зависит от схемы модуляции, что имеет место в случае, если в качестве ƒ(х) используют функцию неограниченной спектральной эффективности, тогда эквивалентная система должна быть оценена только один раз, вместо оценки для каждой оцениваемой скорости передачи данных. Эквивалентное ОСШ для эквивалентной системы может быть определено один раз, способом, описанным выше. После этого, требуемое ОСШ для каждой скорости передачи данных (начиная с наивысшей скорости передачи данных) может сравниваться с эквивалентным ОСШ.

В альтернативном варианте осуществления, метрика Ψ определяется как ОСШ после детектирования, достигаемое в многолучевом канале системы связи с одной несущей после коррекции. ОСШ после детектирования является репрезентативным для отношения уровня общей мощности сигнала к шуму плюс помехам после коррекции в приемнике. Теоретические значения ОСШ после детектирования, достигаемые в системе с одной несущей с коррекцией, могут указывать на производительность системы SISO-OFDM и, таким образом, могут использоваться для определения максимальной поддерживаемой скорости передачи данных в системе SISO-OFDM. Для обработки принятого сигнала в системе с одной несущей для компенсации искажений принятого сигнала, внесенных многолучевым каналом, могут использоваться различные типы корректоров. Такие корректоры могут включать в себя, например, линейный корректор с минимальной среднеквадратичной ошибкой (MMSE-LE), корректор с решающей обратной связью (DFE) и другие.

ОСШ после детектирования для (бесконечного) MMSE-LE может быть выражено в виде:

(7а)

где J_min дается как:

(7b)

где является свернутым спектром функции передачи канала .

ОСШ после детектирования для (бесконечного) DFE может быть выражено в виде:

(8)

ОСШ после детектирования для MMSE-LE и DFE, даваемое уравнениями (7) и (8), соответственно, представляет теоретические значения. ОСШ после детектирования для MMSE-LE и DFE также более подробно описано J.G. Proakis, в книге, озаглавленной "Digital Communications", 3^rd Edition, 1995, McGraw Hill, разделы 10-2-2 и 10-3-2, соответственно, которые включены в настоящее описание во всей своей полноте в качестве ссылки.

Оценка ОСШ после детектирования для MMSE-LE и DFE также может быть выполнена в приемнике, основываясь на принятом сигнале, как описано в заявке на патент США № 09/826,481 и 09/956,449, оба озаглавлены "Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system", и поданы 23 марта 2001 и 18 сентября 2001, соответственно, и в заявке на патент США № 09/854,235 озаглавленной "Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information", поданной 11 мая 2001, права на которые принадлежат правообладателю настоящей заявки на патент и включенных в настоящее описание во всей своей полноте в качестве ссылки.

ОСШ после детектирования, например, описываемые аналитическими выражениями, приведенными в уравнениях (7) и (8), могут быть определены для многолучевого канала и использоваться в качестве оценки метрики Ψ (т.е. Ψ≈ОСШ_mmse-le или Ψ≈ОСШ_dfe). ОСШ после детектирования (т.е. ОСШ_mmse-le или ОСШ_dfe) для эквивалентного AWGN канала может сравниваться с требуемым ОСШ, ОСШ_req(r), полученным для конкретного набора значений параметров, R(r), M(r), C(r) и P_e, для определения скорости передачи данных, которая может быть использована в системе SISO-OFDM с многолучевым каналом.

Эквивалентная система, моделирующая каналы передачи, используемые для потока данных, может быть определена, как имеющая AWGN канал и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью каналов передачи. Эквивалентная система также может быть определена, основываясь на ОСШ после детектирования, достигаемом в системе с одной несущей для многолучевого канала. Эквивалентная система также может быть определена каким-либо другим способом, что находится в пределах объема настоящего изобретения.

Скорость передачи данных, выбранная с использованием метрики Ψ, для применения в системе SISO-OFDM, представляет собой предсказание скорости передачи данных, которая может поддерживаться многолучевым каналом при требуемом уровне PER, равным P_e. Как и в любой схеме предсказания скорости, в ней неизбежно возникают ошибки предсказания. Для гарантии того, что требуемый уровень PER может быть достигнут, могут оцениваться ошибки предсказания, и при определении скорости передачи данных, которая может поддерживаться многолучевым каналом, может использоваться фактор компенсации. Указанный фактор компенсации снижает пропускную способность системы. Таким образом, желательно поддерживать фактор компенсации настолько малым, насколько это возможно, при достижении в то же время требуемого уровня PER. Точная схема предсказания, такая как изложена в настоящем описании, минимизирует используемый фактор компенсации, и, следовательно, максимизирует производительность системы.

На Фиг.4А показана диаграмма зависимости требуемых ОСШ от скоростей передачи данных, для системы, поддерживающей набор дискретных скоростей передачи данных. На Фиг.4 дискретные скорости передачи данных обозначены R(r), c r=1,2,...,P, по горизонтальной оси. Каждая скорость R(r) передачи данных связана с соответствующим ОСШ, требуемым для достижения желаемого PER, равного P_e для системы с AWGN каналом. Требуемые ОСШ обозначены ОСШ_req(r) на вертикальной оси. Дискретные рабочие точки (R(r), ОСШ_req(r)), для r=1,2,...,P, соответствуют минимальным ОСШ, требуемым для поддержания соответствующих скоростей передачи данных, и показаны сплошными кружками 412. Функция спектральной эффективности для такой системы представлена графиком 410 (сплошная толстая линия).

Для данного многолучевого канала средняя спектральная эффективность S_avg может быть определена, как показано уравнением (5), и метрика Ψ для этой средней спектральной эффективности может быть определена, как показано уравнением (6). Графически, Ψ и S_avg могут быть представлены точкой 414 на Фиг.4А, которая обозначена "×". Если эта точка расположена в закрашенной области выше графика 410, тогда выбранная скорость передачи данных, связанная с Ψ и S_avg, считается поддерживаемой системой.

Может оказаться необходимым компенсировать выбранную скорость передачи данных, поскольку она основана на теоретическом значении. Например, потери при кодировании и потери, связанные с реализацией, могут привести в результате к более высокому ОСШ, требуемому для достижения желаемого PER. Потери, связанные с реализацией, имеющие место вследствие неидеальности этапов, предшествующих детектированию, проявляются в ОСШ, а потери, связанные с неидеальностью декодера и передатчика, обычно являются пренебрежимо малыми. Величина потерь при кодировании в зависимости от производительности может быть оценена и учтена при помощи компенсации. Величина компенсации, используемой для учета потерь при кодировании, может быть определена способом, описанным ниже.

Фиг.4В графически иллюстрирует определение величины компенсации для использования при оценке того, поддерживается или нет конкретная скорость передачи данных. Как описано выше, набор {СШ_req(r)}, для r=1,2,...,P, представляет ОСШ, необходимые в реальной системе для получения желаемого PER, равного P_e. Идеальное ОСШ может быть определено для каждой скорости передачи данных, основываясь на функции (ограниченной и неограниченной) спектральной эффективности, и показано на правой вертикальной оси. Набор {СШ_cap(r)}, для r=1,2,...,P, представляет ОСШ, необходимый в идеальной системе (т.е. без потерь, связанных с реализацией) для получения желаемого PER, равного P_e. Можно заметить, что ОСШ_cap(r)<ОСШ_req(r) для всех r, поскольку ОСШ_cap(r) представляет собой ОСШ, требуемое для идеальной системы, тогда как ОСШ_req(r) представляет собой ОСШ, требуемое для реальной системы. Набор {ΔОСШ(r)}, для r=1,2,...,P, может быть определен для представления добавочного ОСШ, требуемого для реальной системы для учета потерь в реальной системе (которые могут включать в себя потери при кодировании).

Средняя спектральная эффективность S_avg, определенная из уравнения (5), находится между двумя последовательными скоростями передачи данных, например R(r) и R(r+1), которые приведены к бит/сек/Гц. Соответствующая компенсация для ОСШ для этих двух скоростей передачи данных составляет ΔОСШ(r) и ΔОСШ(r+1) соответственно. В одном из вариантов осуществления, величина компенсации для использования с метрикой Ψ может быть определена путем линейной интерполяции ΔОСШ(r) и ΔОСШ(r+1) следующим образом:

(9)

Метрика с компенсацией, Ψ_ВО, может быть выражена как:

(10)

Вновь обращаясь к Фиг.2, метрика с компенсацией, Ψ_ВО, (вместо метрики Ψ) может сравниваться с требуемым ОСШ на этапе 222 для определения поддерживается или нет выбранная скорость передачи данных системой SISO-OFDM.

Система SIMO

Для системы SIMO, используют N_R приемных антенн для приема данных, передаваемых через одну передающую антенну. Отклик канала между одной передающей антенной и N_R приемными антеннами может быть представлен как h(k) или {h_i(k)} для i=1,2,...,N_R и k=0,1,...,(N_F-1), где h_i(k) представляет собой соединение (т.е. комплексное усиление) между передающей антенной и i-й приемной антенной для k-го частотного подканала.

Функция спектральной эффективности для (1, N_R) системы SIMO совпадает с таковой для системы SISO, за исключением того, что принятое ОСШ для системы SIMO получают суммированием всех принятых ОСШ для N_R приемных антенн. Таким образом, принятое ОСШ для k-го частотного подканала в системе SIMO-OFDM может быть выражено как:

(11)

где передаваемая мощность для каждого частотного подканала нормализована на 1. Для простоты, в уравнении (11) предполагается, что все N_R приемных антенн принимают шум с одинаковой дисперсией N₀. Уравнение (11) может быть модифицировано для того, чтобы учесть то, что различные приемные антенны принимают шум с разной дисперсией. Для сравнения, принимаемое ОСШ для k-го частотного подканала в системе SISO-OFDM может быть выражено, как показано в уравнении (1). Для системы SIMO-OFDM соответствующее ОСШ, определяемое уравнением (11), затем может быть использовано в функции ƒ(х) спектральной эффективности. За исключением изменения в вычислении ОСШ, управление скоростью в системе SIMO-OFDM может быть выполнено таким же образом, как и описанное выше для системы SISO-OFDM.

Система MIMO

Для системы MIMO-OFDM отклик между N_T передающими и N_R приемными антеннами может быть описан N_R×N_T матрицей импульсного отклика канала, . Элементы матрицы составлены из импульсных векторов канала , для i=1,2,...,N_R и j=1,2,...,N_T, где описывает связь между j-й передающей антенной и i-й приемной антенной. Каждый вектор составлен из L отводов и может быть выражен как:

(12)

где каждый из L отводов может быть смоделирован комплексным гауссовским коэффициентом для канала с релеевским замиранием. Для данной пары (i,j) передающей-приемной антенн, сигнал, передаваемый от j-й передающей антенны, может быть принят i-й приемной антенной через некоторое количество путей распространения, и предполагается, что многолучевые компоненты, связанные с указанными путями распространения, не являются коррелированными. Это может быть выражено как:

(13)

где p и q представляют два многолучевых компонента, представляет собой комплексно сопряженное и δ_p-q является дельта функцией Дирака, которая обращается в единицу только, если p=q, и обращается в ноль в противном случае. Помимо этого предполагается, что отклики каналов для различных пар передающих-приемных антенн не являются коррелированными, т.е. , для различных значений m,n,i и j, где представляет комплексное сопряжение .

Матрица импульсного отклика канала, , представляет собой представление отклика канала MIMO во временном домене. Соответствующая матрица частотного отклика канала, H(k), может быть получена путем выполнения быстрого преобразования Фурье (БПФ) над , что может быть выражено как:

(14)

где k=0,1,...,(N_F-1) и N_F≥L. В частности, N_F-точечное БФП может быть выполнено на последовательности выборки N_F значений для данного элемента матрицы для вывода последовательности N_F коэффициентов для соответствующего элемента h_i,j матрицы H. Каждый элемент матрицы H, таким образом, представляет собой БПФ соответствующего элемента матрицы . Каждый элемент H представляет собой вектор N_F комплексных величин (т.е. h_i,j=[h_i,j(0) h_i,j(1) ... h_i,j(N_F-1)]^T), которые представляют частотный отклик пути распространения для конкретной пары (i,j) передающих-приемных антенн. Матрица H, таким образом, может рассматриваться как содержащая последовательность N_F матриц H(k) для k=0,1,...,(N_F-1), каждая имеющая размерность N_RN_T.

Для системы MIMO-OFDM данные могут быть обработаны и преданы, используя многочисленные схемы обработки. Каждая схема обработки может описывать (1) способ, которым данные обрабатывают (т.е. кодируют, выполняют перемежение и модулируют) перед передачей, и (2) каналы передачи, используемые для передачи каждого независимо обработанного потока данных.

Во всех схемах обработки в антенне (ААР) один поток данных передают через все передающие антенны и частотные подканалы. В этой схеме для данных, предназначенных для передачи, можно выполнять кодирование, перемежение, модуляцию и затем демультиплексировать их в N_T потоков символов для N_T передающих антенн. Для схема ААР над кодированным пакетом данных может быть выполнено перемежение как в частотном, так и в пространственном доменах.

Для схемы обработки перед антенной (РАР) один поток данных передают через все частотные подканалы каждой передающей антенны. Для этой схемы данные, предназначенные для передачи, сначала демультиплексируют в N_T потоках данных для N_T передающих антенн. Каждый поток данных независимо кодируют, выполняют перемежение, модулируют и затем передают через одну из N_T передающих антенн. Скорости передачи данных и схемы кодирования и модуляции могут быть такими же или отличными для N_T потоков данных. Для схемы РАР каждый поток данных подвергают перемежению только в частотном домене.

Каждый независимо обрабатываемый поток данных может содержать один или несколько кодированных пакетов данных или кодовых слов. Каждое такое кодовое слово генерируется в передатчике путем кодирования пакета данных, основываясь на конкретной схеме кодирования, и может быть декодировано в приемнике, основываясь на комплиментарной схеме декодирования. Декодирование каждого кодового слова может быть выполнено сначала путем восстановления символов модуляции, передаваемых для этого кодового слова. Схема обработки, выбранная для использования в передатчике, влияет на схемы обработки, доступные для использования в приемнике.

Модель для системы MIMO-OFDM может быть выражена, как:

(15)

для k=0,1,...,(N_F-1),

где y(k) представляет собой вектор N_R принятых символов для k-го частотного подканала (т.е. "принятый" вектор для тона k), который может быть представлен как y(k)=[ ... ]^T, где представляет собой отвод, принятый i-й приемной антенной для тона k, и i=1,2,...,N_R;

x(k) представляет собой вектор N_T символов модуляции для тона k (т.е. "переданный" вектор), который может быть представлен как x(k)=[ ... ]^T, где представляет собой символ модуляции, переданный через j-ю передающую антенну для тона k, и j=1,2,...,N_T;

H(k) представляет собой матрицу частотного отклика канала для канала MIMO для тона k; и

n представляет собой аддитивный белый гауссовский шум (AWGN) со средним значением вектора 0 и матрицей ковариаций _n=N₀I, где 0 представляет собой нулевой вектор, I является единичной матрицей с единицами, расположенными на диагонали, и остальными нулями, и N₀ является дисперсией шума.

Для простоты эффекты обработки OFDM как в передатчике, так и в приемнике (которые могут быть пренебрежимо малыми) в уравнении (15) не показаны.

Вследствие рассеяния в среде распространения N_T потоков символов, передаваемых от N_T передающих антенн, интерферируют друг с другом в приемнике. В частности, данный поток символов, передаваемый от одной передающей антенны, может быть принят всеми N_R приемными антеннами с различными амплитудами и фазами. Каждый принятый поток символов может помимо этого включать в себя компонент каждого из N_T передаваемых потоков символов. N_R принятых потоков символов в совокупности включают в себя все N_T переданных потоков символов. Однако эти N_T потоков символов распределены среди N_R принятых потоков символов.

В приемнике могут быть использованы различные способы обработки для обработки N_R принятых потоков символов для обнаружения N_Т переданных потоков символов. Такие способы обработки в приемнике могут быть сгруппированы в две основные категории:

- способы пространственной и пространственно-временной обработки в приемнике (которые также называются способами коррекции), и

- способ "последовательного обнуления/коррекции и устранения помех" обработки в приемнике (который также называют способом обработки "последовательного удаления помех" (SIC)).

Способы пространственной и пространственно-временной обработки в приемнике могут обеспечить лучшую производительность для схемы ААР, тогда как способ обработки SIC может обеспечить лучшую производительность для схемы РАР. Ниже указанные способы обработки в приемнике описаны более подробно.

Для простоты в настоящем описании используется следующая терминология:

- "передаваемые" потоки символов - потоки символов модуляции, передаваемые через передающие антенны;

- "принимаемые" потоки символов - входные сигналы в пространственный или пространственно-временной процессор (в первом каскаде приемника SIC, если он используется, как показано на Фиг.10);

- "модифицированные" потоки символов - входные сигналы в пространственный или пространственно-временной процессор в каждом последующем каскаде приемника SIC;

- "детектированный" поток символов - выходные сигналы из пространственного или пространственно-временного процессора (до N_T-l+1 потоков символов могут быть детектированы в каскаде l SIC приемника).

Способы пространственной или пространственно-временной обработки в приемнике пытаются разделить переданные потоки символов в приемнике. Каждый переданный поток символов может быть "детектирован" при помощи (1) комбинирования различных компонентов переданного потока символов в N_R принятых потоков символов, основываясь на оценке отклика канала, и (2) устранения (или удаления) помех, являющихся следствием других переданных потоков символов. Каждый способ обработки в приемнике выполняет попытку либо (1) произвести декорреляцию отдельных переданных потоков символов таким образом, что в нем отсутствуют помехи от других переданных потоков символов, или (2) максимизировать ОСШ каждого детектируемого потока символов в условиях присутствия шума и помех от других потоков символов. Каждый детектируемый поток символов затем дополнительно обрабатывается (например, выполняют его демодуляцию, обратное перемежение и декодирование) для получения соответствующего потока данных.

Для простоты предполагается, что пространственную обработку выполняет линейный корректор с нулевым смещением (ZF) путем проекции принятых потоков символов на свободное от помех подпространство для получения переданных потоков символов. Линейный ZF имеет отклик , который может быть выражен как:

(16)

Детектируемые потоки символов, , которые являются оценками переданных потоков символов, x, могут быть оценены как:

(17)

Как показано в правой стороне уравнения (17), детектируемые потоки символов, , содержат переданные потоки символов, x, плюс фильтрованный шум, , который в общем случае является коррелированным с матрицей ковариаций . Корреляция имеет место в одном и том же частотном подканале между различными передающими антеннами. Эта корреляция, таким образом, является применимой для систем, которые используют обработку во всех антеннах (ААР).

Анализ также может быть выполнен, основываясь на других линейных приемниках, что известно специалистам в данной области техники.

Способ обработки в приемнике с последовательным удалением помех пытается восстановить переданные потоки символов, один поток на каждом этапе, используя пространственную или пространственно-временную обработку в приемнике. При восстановлении каждого потока символов помехи, вызываемые восстановленным потоком символов в оставшихся еще не восстановленных потоках символов, оцениваются и удаляются из принятых потоков символов, модифицированные потоки символов аналогичным образом обрабатываются на следующем этапе для восстановления следующего переданного потока символов.

Для SIC приемника l-й этап сначала выполняет пространственную или пространственно-временную обработку N_R модифицированных потоков символов, пытаясь разделить (N_T-l+1) переданных потоков символов, которые еще не были восстановлены. Если SIC приемник использует линейный ZF корректор, то затем каждый переданный поток символов может быть изолирован путем фильтрации N_R модифицированных потоков символов фильтром, соответствующим этому переданному потоку символов. Для простоты в нижеследующем описании предполагается, что переданные потоки символов восстанавливают в порядке убывания (т.е. поток символов от предающей антенны 1 восстанавливается первым, поток символов от предающей антенны 2 восстанавливается следующим и т.д., поток символов от предающей антенны N_T восстанавливается последним). Однако это не является требованием, и переданные потоки символов также могут быть восстановлены в любом другом порядке.

Соответствующий фильтр для l-го потока символов, восстанавливаемого на l-м этапе, имеет единичный нормированный вектор, w_l(k), N_R коэффициентов фильтра для каждого тона k, где k=0,1,...,N_F-1. Для минимизации помех от других (N_T-l) еще невосстановленных потоков символов помех в l-м потоке символов, вектор w_l(k) определяют как ортогональный к {h_j(k)} для j=l+1,l+2,...,N_T. Это условие может быть выражено как , для j=l+1,l+2,...,N_T и также для каждого тона k, где k=0,1,...,(N_F-1). Поскольку переданные потоки символов от других l-1 передающих антенн уже были восстановлены на предыдущих этапах и были удалены из модифицированных потоков символов y^l(k) для l-го этапа, не требуется, чтобы вектор w_l(k) был ортогональным к {h_j(k)} для j=1,2,...l-1, и k=0,1,...(N_F-1).

Отклик w_l(k) соответствующего фильтра может быть получен, основываясь на различных способах пространственной или пространственно-временной обработки. Например, отклик w_l(k) соответствующего фильтра может быть выведен, используя линейный ZF корректор. Для SIC приемника матрица отклика канала, H(k), уменьшается на один столбец на каждом этапе при восстановлении переданного потока символов. Для l-го этапа редуцированная матрица отклика канала, H^l(k), представляет собой (N_Rx(N_T-l+1)) матрицу с (l-1) столбцами для передающих антенн (l-1) раннее восстановленных потоков символов, удаленными из исходной матрицы H(k). Матрица отклика ZF корректора для l-го этапа может быть выведена, основываясь на редуцированной матрице отклика канала, H^l(k), как показано в уравнении (16). Однако, поскольку H^l(k) является различной на каждом этапе, также является различной для каждого этапа. Отклик w_l(k) соответствующего фильтра для l-го потока символов, восстанавливаемого на l-м этапе, может быть выражен как , где соответствует l-й передающей антенне и является первым столбцом матрицы отклика ZF корректора, которая выведена для l-го этапа.

Детектированный поток символов, , для l-й передающей антенны затем может быть оценен как:

(18)

Пространственная или пространственно-временная обработка для l-го этапа SIC приемника может обеспечить (N_T-l+1) детектированных потоков символов, {} для j=l,l+1,...N_T. Каждый детектированный поток символов включает в себя оценки символов модуляции, переданных по всем N_F частотным подканалам соответствующей передающей антенны. Таким образом, пространственная обработка эффективно отображает систему MIMO в набор параллельных систем SISO. Из (N_T-l+1) потоков символов, детектированных на l-м этапе, для дальнейшей обработки выбирается соответствующий l-й передающей антенне для получения данных для этого потока символов.

Если потоки символов могут быть восстановлены без ошибок (или с минимальными ошибками) и если оценка отклика канала является точной в разумных пределах, тогда удаление помех, связанных с восстановленными потоками символов, является эффективной. Более поздние восстановленные потоки символов в этом случае подвержены помехам в меньшей степени и могут обладать более высокими ОСШ. Таким образом, более высокая производительность может быть достигнута для всех восстановленных потоков символов (возможно за исключением первого восстановленного потока символов). Способ обработки SIC может превзойти способы пространственной/пространственно-временной обработки в приемнике, если помехи, связанные с каждым восстановленным потоком могут быть точно оценены и удалены. Это требует свободного от ошибок или с низким уровнем ошибок восстановления переданных потоков символов, которое может быть достигнуто частично посредством использования кода с коррекцией ошибок для потока символов.

Обычно важным моментом для SIC приемника является порядок, в котором детектируют переданные потоки символов. Если используется одинаковая скорость передачи данных для всех передающих антенн, тогда детектированный поток символов, который обладает наивысшим ОСШ, может быть выбран для восстановления. Однако при управлении скоростью передачи, изложенном в настоящем описании, скорости для передающих антенн могут быть выбраны таким образом, что все детектированные потоки символов являются в одинаковой степени надежными. С управлением скоростью передачи порядок, в котором потоки символов детектируются, не является важным.

В одном из аспектов в многоканальной системе, которая использует множество каналов передачи для передачи данных, каждый независимо обрабатываемый поток данных может быть моделирован эквивалентной системой SISO. Управление скоростью затем может быть выполнено для каждого потока данных способом, аналогичным описанным выше для системы SISO.

Система MIMO-OFDM с ААР

Если в передатчике системы MIMO-OFDM используют ААР, то для каждого периода передачи символа пространственная или пространственно-временная обработка в приемнике предоставляет N_T детектированных OFDM символов, которые были переданы через N_T передающие антенны. Каждый детектированный OFDM символ содержит N_F символов модуляции для N_F частотных подканалов. N_T детектированных OFDM символов обычно подвержены замиранию независимо, и каждый OFDM символ искажен откликом пространственного подканала, через который OFDM символ был принят.

Для схемы ААР перемежение выполняют как в частотном, так и в пространственном доменах. Отсюда, перемежение кодового слова может быть выполнено по всем N_T детектированным OFDM символам. Система MIMO-OFDM с ААР (которая использует все N_TN_F каналов передачи) для передачи кодового слова) затем может быть отображена на эквивалентную систему SISO, которая использует N_TN_F поднесущих и занимает N_T полос пропускания одного пространственного подканала (и отсюда имеет дело с каналом с N_TL многолучевыми компонентами). Если отображение является эффективным, тогда эквивалентное ОСШ для эквивалентной системы SISO с AWGN каналом затем может быть использовано для выбора подходящей скорости данных для системы MIMO-OFDM с многолучевым каналом.

Фиг.5 представляет собой диаграмму, иллюстрирующую спектральные эффективности пространственных подканалов в системе MIMO-OFDM с многолучевым каналом. Для системы MIMO-OFDM существуют N_T пространственных подканалов, если матрица H(k) отклика канала является полноранговой (т.е. N_S=N_T≤N_R). В этом случае, каждый пространственный подканал связан с соответствующей передающей антенной и имеет полосу пропускания W. Отклик канала для каждого пространственного подканала (или каждой передающей антенны) определяется h_j(k) для j=1,2,...N_T и k=0,1,...(N_F-1), где h_j(k) представляет собой один столбец матрицы H(k) и включает в себя N_R элементов для N_R приемных антенн.

Для каждой передающей антенны с откликом канала h_j(k) и дисперсией шума N₀ график 510 спектральных эффективностей для N_F частотных подканалов может быть выведен, основываясь на функции ограниченной или неограниченной спектральной эффективности, как показано в уравнении (2) или (3). Средняя спектральная эффективность S_avg для каждой передающей антенны также может быть выведена, как показано в уравнении (5). Как показано на Фиг.5А, графики 510а-510t спектральной эффективности для N_T передающих антенн (или N_T пространственных подканалов) могут отличаться вследствие независимого замирания для этих пространственных подканалов.

Фиг.5В является диаграммой, иллюстрирующей пространственную эффективность эквивалентной системы SISO, используемой для моделирования системы MIMO-OFDM, показанной на Фиг.5А. Эквивалентную систему SISO определяют как имеющую AWGN канал и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью моделируемой системы MIMO-OFDM. Для системы MIMO-OFDM с N_T параллельными каналами с цветным шумом, каждый из которых занимает полосу пропускания W, полная емкость С_mimo может быть выражено как:

(19)

где является детерминантом от , и является диагональной матрицей, содержащей мощности сигналов после корректора. Диагональная матрица может быть выведена, основываясь на уравнении (18), и может быть выражена как:

(20)

Емкость С_mimo системы MIMO-OFDM может быть затем выражена как:

(21)

где S_j является спектральной эффективностью в бит/сек/Гц, соответствующей j-й передающей антенне. Для простоты в ниже следующем описании используется нижняя граница в уравнении (21), т.е. . Однако реальная емкость системы MIMO-OFDM также может быть использована, и это находится в пределах объема настоящего изобретения.

Емкость С_siso эквивалентной системы SISO, занимающей полосу пропускания N_TW, может быть выражена как:

(22)

где S_equiv представляет собой спектральную эффективность бит/сек/Гц эквивалентной системы SISO с AWGN каналом.

Устанавливая С_siso равным C_mimo и комбинируя уравнения (22) и (23), спектральную эффективность S_equiv эквивалентной системы SISO можно выразить как:

(23)

Спектральная эффективность S_j для каждой передающей антенным в системе MIMO-OFDM может быть выражена как:

(24)

где w_j(k) представляет собой отклик ZF корректора для j-й передающей антенны, например, j-й столбец в матрице , определенной в уравнении (16).

Функция ƒ(х) в уравнении (24) представляет собой функцию ОСШ(k) и схемы модуляции М(r). ОСШ для k-го частотного подканала j-й передающей антенны может быть выражено как:

(25)

Средняя спектральная эффективность S_avg,AAP для системы MIMO-OFDM с ААР может быть затем выражена как:

(26)

Среднюю спектральную эффективность S_avg,AAP для системы MIMO-OFDM с ААР затем используют в качестве спектральной эффективности S_equiv эквивалентной системы SISO (т.е, S_equiv=S_avg,AAP).

Эквивалентное ОСШ для спектральной эффективности S_equiv в эквивалентной системе SISO затем может быть определено для системы MIMO-OFDM с ААР как показано в уравнении (6), что дает:

(27)

Как показано в уравнении (27) эквивалентное ОСШ получают для спектральной эффективности S_equiv эквивалентной системы, которую, как показано в уравнениях (24) и (26), получают путем усреднения спектральных эффективностей S_j, для j=1,2,...N_T всех N_T передающих антенн. Спектральную эффективность S_j каждой передающей антенны, в свою очередь, получают путем усреднения спектральных эффективностей S_j(k) для всех N_F частотных подканалов. Эквивалентное ОСШ, таким образом, определяют путем усреднения спектральной эффективности всех частотных подканалов и пространственных подканалов, как показано на Фиг.5В. Эквивалентное ОСШ затем может быть использовано в качестве метрики Ψ для определения скорости для передачи данных через все передающие антенны таким же образом, как описано выше для системы SISO.

Как показано на Фиг.5В, в графике 520 распределения спектральной эффективности для эквивалентной системы SISO могут присутствовать разрывы вследствие составленности из отдельных кусков функций ƒ_j(х) для j=1,2,...,N_T для N_T передающих антенн. Однако такой эффект разрывности ослабляется при перемежении, используемом в передатчике для перемежения данных перед передачей в частотном и пространственном доменах.

Система MIMO-OFDM с РАР

Если в передатчике системы MIMO-OFDM используют РАР, то управление скоростью может быть осуществлено для каждого из N_T потоков данных, передаваемых через N_T передающих антенн. В приемнике для восстановления N_T переданных потоков символов может быть использована либо пространственная/пространственно-временная обработка, либо SIC обработка. Поскольку SIC обработка может обеспечить улучшенную производительность по сравнению с пространственной/пространственно-временной обработкой для РАР, ниже следующее описание дано для SIC приемника.

Для SIC приемника для восстановления потока символов от l-й передающей антенны на l-м этапе, помехи от (l-1) предварительно восстановленных потоков символов предполагаются удаленными, и помехи от других (N_T-l) еще невосстановленных потоков символов могут быть минимизированы (или устранены) путем выбора подходящего отклика w_l(k) соответствующего фильтра для потока символов, восстанавливаемого на этом этапе. Отклик w_l(k) соответствующего фильтра включает в себя N_R элементов для N_R приемных антенн, причем каждый элемент является вектором N_F коэффициентов для N_F частотных подканалов. Таким образом, каждый этап SIC приемника соответствует (1, N_R) системе SIMO.

Средняя спектральная эффективность S_avg,PAP,l для каждой передающей антенны в системе MIMO-OFDM с РАР может быть выражена как:

(28)

где h_l(k) и w_l(k) являются соответственно откликом канала и откликом фильтра, связанными с l-й передающей антенной. Средняя спектральная эффективность S_avg,PAP,l для каждой передающей антенны в системе MIMO-OFDM с РАР используется в качестве спектральной эффективности S_equiv эквивалентной системы SISO (т.е. S_equiv=S_avg,PAP,l) для определения скорости для передающей антенны.

Функция ƒ(х) в уравнении (28) является функцией ОСШ и схемы M(r). ОСШ для k-го частотного подканала l-й передающей антенны может быть выражено как:

(29)

Как указывалось выше, отклик w_l(k) соответствующего фильтра для потока символов восстанавливаемого на l-м этапе представляет собой столбец матрицы отклика ZF корректора. Матрицу получают для l-го этапа, основываясь на редуцированной матрице отклика канала, H^l(k), у которой удалены (l-1) столбцов для (l-1) ранее восстановленных потоков символов.

Для каждой передающей антенны в системе MIMO-OFDM с РАР спектральная эффективность S_equiv эквивалентной системы SISO может быть определена как показано в уравнении (28), и затем эквивалентное ОСШ может быть определено для спектральной эффективности S_equiv как показано в уравнении (27). Эквивалентное ОСШ для каждой передающей антенны определяют путем усреднения спектральной эффективности всех частотных подканалов передающей антенны, как показано на Фиг.5А. Эквивалентное ОСШ для каждой передающей антенны затем может быть использовано в качестве метрики Ψ для определения скорости передачи для этой передающей антенны способом, аналогичным описанному выше для системы SISO.

Многоканальная система с МСР

Для схемы многоканальной обработки (МСР) независимо обрабатывают один или несколько потоков данных (например, кодируют, выполняют перемежение и модулируют) в передатчике для обеспечения одного или нескольких соответствующих потоков символов, и каждый поток символов затем может быть передан через соответствующую группу каналов передачи. Каждая группа каналов передачи может включать в себя (1) некоторые или все частотные подканалы пространственного подканала, (2) некоторые или все частотные подканалы множества пространственных подканалов, (3) некоторые или все пространственные подканалы частотного подканала, (4) некоторые или все пространственные подканалы множества частотных подканалов, (5) любую комбинацию каналов передачи, или (6) все каналы передачи. Скорость для каждого независимо обрабатываемого потока данных может управляться таким образом, что достигается улучшенная производительность (например, высокая пропускная способность). ААР и РАР могут рассматриваться как варианты схемы МСР.

Фиг.6 является схемой последовательности операций варианта осуществления процесса 600 управления скоростью одного или нескольких независимо обрабатываемых потоков данных, причем каждый из них передают через соответствующую группу каналов передачи.

Сначала выбирают первый поток данных, для которого будет выполняться управление скоростью, например, путем установки переменной m, используемой для обозначения потока данных, в единицу (т.е. m=1) (этап 612). Затем определяют группу каналов передачи, используемую для потока d_m данных (этап 614). Для схемы ААР один поток данных передают через все частотные подканалы всех пространственных подканалов, и группа каналов передачи при этом включает в себя все каналы передачи. Для схемы РАР один поток данных передают через все частотные подканалы каждого пространственного подканала, и группа каналов передачи при этом включает в себя все частотные подканалы для передающей антенны, используемой для потока d_m данных. Для схемы МСР группа каналов передачи может включать в себя любую комбинацию пространственных и частотных подканалов.

Затем для оценки выбирают наивысшую доступную скорость R_m(r), которая может быть использована для потока d_m данных (этап 616). Если доступные скорости включены в набор в порядке возрастания, то наивысшая доступная скорость может быть выбрана путем установки переменной r в Р (т.е. r=Р), что представляет собой наибольший индекс в наборе. Один и тот же набор скоростей может быть использован для всех потоков данных, или каждый поток данных может быть связан с отдельным набором скоростей.

Затем определяют параметры, связанные с потоком d_m данных и скоростью R_m(r) (этап 618). Некоторые параметры могут относиться к обработке потока d_m данных, такой как схема M_m(r) модуляции, используемая для потока данных. Некоторые другие параметры могут относиться к каналу связи, например, отклик h_i,j(k) канала для каждого канала передачи в группе и дисперсия N₀ шума.

Затем определяют метрику Ψ для потока d_m данных (блок 620). В одном из вариантов осуществления метрика Ψ относится к ОСШ для эквивалентной системы SISO, которая модулирует группу каналов передачи, используемых для потока d_m данных. Метрика Ψ может быть получена путем определения средней спектральной эффективности S_avg,MCP,m всех каналов передачи, используемых для потока d_m данных (этап 622), которая может быть выражена как:

(30)

где h_n и w_n соответственно являются откликом канала и откликом фильтра, связанными с n-м каналом передачи, где n является индексом, содержащим (i,j,k), M_m(r) является схемой модуляции, используемой для потока d_m данных, и N_m представляет собой количество каналов передач, используемое для потока d_m данных. Для потока d_m данных одна и та же схема модуляции может быть использована для всех каналов передачи, как показано в уравнении (30), либо для различных каналов передачи могут быть использованы различные схемы модуляции.

Затем спектральную эффективность эквивалентной системы SISO устанавливают равной средней спектральной эффективности каналов передачи, используемых для потока d_m данных (т.е. S_equiv,m=S_avg,MCP,m) (этап 624). Затем определяют эквивалентное ОСШ, необходимое для поддержания скорости S_equiv,m в эквивалентной системе SISO, основываясь на уравнении (27) (этап 626). Эквивалентное ОСШ может быть отрегулировано на величину компенсации для учета потерь, связанных с реализацией, как описывалось выше для системы SISO (этап 628). Этот этап является необязательным и представлен пунктирным квадратом для этапа 628. Затем метрику Ψ устанавливают равной неотрегулированному или отрегулированному эквивалентному ОСШ (этап 630). Затем определяют ОСШ, требуемое для надежной передачи потока d_m данных на скорости R_m(r) для многоканальной системы с AWGN каналом, например, из таблицы (этап 632).

Затем производят определение, поддерживается или нет скорость R_m(r) группой каналов передачи, используемых для потока d_m данных (этап 636). Если метрика Ψ больше или равна требуемому ОСШ (т.е. Ψ≥ОСШ_req), тогда скорость R_m(r) считается поддерживаемой для потока d_m данных, и процесс переходит к этапу 640. В противном случае выбирают следующую более низкую доступную скорость для потока d_m данных путем уменьшения на единицу индекса r (т.е. r=r-1) (этап 638). Затем процесс возвращается к этапу 618 для оценки новой скорости.

На этапе 640 выполняют определение, было ли выполнено управление скоростью для всех потоков данных. Если ответ отрицательный, тогда управление скоростью выполняют для следующего потока данных путем увеличения на единицу переменной m (т.е. m=m+1) (этап 642). Затем процесс возвращается к этапу 614 для определения скорости для нового потока d_m данных. В противном случае, если управление скоростью было выполнено для всех потоков данных, предоставляют набор скоростей {R_m(r)} для m=1,2,...N_D для использования для N_D независимо обрабатываемых потоков данных (этап 644). Затем процесс завершается.

При помощи компьютерного моделирования может быть показано, что способы управления скоростью, изложенные в настоящем описании, могут достичь производительности схемы оптимального выбора скорости. Схема оптимального выбора является модельной схемой, которая проверяет каждую доступную скорость (для данной реализации канала) и выбирает наивысшую скорость, при которой PER соответствует требуемому PER, составляющему Р_е. Способы управления скоростью, изложенные в настоящем описании, могут таким образом быть использованы для осуществления реализуемой схемы управления скоростью, имеющей высокую производительность.

Фиг.7 является блок-схемой варианта осуществления передающей системы 110а и приемной системы 110а в многоканальной системе 100 связи.

В передающей системе 110а данные трафика предоставляются из источника 708 данных в ТХ процессор 710 данных. ТХ процессор 710 данных может демультиплексировать данные в некоторое количество потоков данных и дополнительно выполнить форматирование, кодирование и перемежение каждого потока данных, основываясь на схеме кодирования для предоставления соответствующего кодированного потока данных. Скорость передачи данных и кодирование для каждого потока данных могут определяться при помощи управления скоростью передачи данных и управления кодированием, соответственно обеспечиваемых контроллером 730.

Кодированные данные затем предоставляются в модулятор 720, который может также получать пилотные данные (например, данные, используемые для оценки канала и других функций). Пилотные данные могут быть мультиплексированы с кодированными данными трафика, например, используя мультиплексирование с разделением каналов по времени (TDM) или мультиплексирование с кодовым разделением каналов (CDM), во всех или подмножестве каналов передачи, используемых для передачи данных трафика. Для OFDM обработка в модуляторе 720 может включать в себя (1) модулирование полученных данных по одной или нескольким схемам модуляции, (2) преобразование модулированных данных для формирования OFDM символов, и (3) добавление циклического префикса к каждому OFDM символу для формирования соответствующего символа передачи. Модуляция выполняется, основываясь на управлении модуляцией, обеспечиваемом контроллером 730. Поток символов передачи затем предоставляется в каждый передатчик (TMTR) 722.

Каждый передатчик 722 преобразует полученный поток символов передачи в один или несколько аналоговых сигналов и выполняет дополнительную обработку (например, усиливает, фильтрует и повышает частоту) аналоговых сигналов для получения модулированного сигнала, подходящих для передачи через канал связи. Затем модулированный сигнал из каждого передатчика 722 передают через связанную с ним антенну 724 в приемную систему.

В приемной системе 150А переданные модулированные сигналы принимаются каждой из антенн 752а-752r, и принятые сигналы от каждой антенны предоставляются в связанный с ней приемник (RCVR) 754. Каждый приемник 754 обрабатывает (например, фильтрует, усиливает и выполняет понижение частоты) своего принятого сигнала и оцифровывает обработанный сигнал для предоставления выборок данных. Потоки выборок от приемников 754а-754r затем предоставляются в приемный процессор 760, который включает в себя демодулятор 762 и RX процессор 764 данных.

Для OFDM обработка в демодуляторе 762 может включать в себя (1) удаление циклического префикса, ранее присоединенного к каждому OFDM символу, (2) преобразование каждого восстановленного OFDM символа, (3) демодулирование восстановленных символов модуляции согласно одной или нескольким схемам демодуляции, комплиментарных одной или нескольким схемам модуляции, используемым в передающей системе. RX процессор 764 данных затем декодирует демодулированные данные для восстановления переданных данных трафика. Обработка в демодуляторе 762 и RX процессоре 764 данных является комплиментарным таковым, выполняемым модулятором 720 и ТХ процессором 710 данных соответственно в передающей системе 110а.

Как показано на Фиг.7, демодулятор 762 может вывести оценки характеристик канала (например, отклик канала и дисперсию шума) и предоставить указанные оценки канала в контроллер 770. RX процессор 764 данных также может вывести и предоставить статус каждого принятого пакета и может дополнительно предоставить одну или несколько метрик производительности, указывающих на результаты декодирования. Основываясь на различных типах информации, принимаемой от демодулятора 762 и RX процессора 764 данных, контроллер 770 может определить или выбрать конкретную скорость для каждого независимо обрабатываемого потока данных, основываясь на способах, описанных выше. Информация обратной связи в виде набора выбранных скоростей для потоков данных, оценок откликов каналов, ACK/NACK для принятого пакета и т.д. или любая их комбинация может быть предоставлена контроллером 770, обработана TX процессором 778 данных, модулирована в модуляторе 780, и обработана передатчиками 754 и передана через антенны 752 обратно в передающую систему 110а.

В передающей системе 110а модулированные сигналы от приемной системы 150а принимаются антеннами 724, обрабатываются приемниками 722, демодулируются в демодуляторе 740 и обрабатываются RX процессором 742 данных для восстановления информации обратной связи, переданной приемной системой. Информация обратной связи затем предоставляется в контроллер 730 и используется для управления обработкой потоков данных. Например, скорость передачи данных каждого потока данных может быть определена, основываясь на оценках каналов из приемной системы. Определенные схемы кодирования и модуляции, связанные с выбранной скоростью, определяются и отражаются в сигналах управления кодированием и модуляцией, предоставляемыми в ТХ процессор 710 данных и модулятор 720. Принятый ACK/NACK может быть использован для инициирования инкрементальной передачи, посредством которой небольшая часть пакета, принятая с ошибкой, передается повторно, чтобы дать возможность приемнику корректно восстановить пакет.

Контроллеры 730 и 770 направляют работу передающей и приемной систем, соответственно. Память 732 и 772 обеспечивает хранение кодов программ и данных, используемых контроллерами 730 и 770 соответственно.

Фиг.8 является блок-схемой передающего устройства 800, которое является вариантом осуществления передающей части передающей системы 110а на Фиг.7. Передающее устройство 800 включает в себя (1) ТХ процессор 710а данных, который кодирует каждый поток данных согласно конкретной схеме кодирования для предоставления соответствующего кодированного потока данных и (2) модулятор 720а, который модулирует и выполняет OFDM обработку кодированных потоков данных для предоставления потоков символов передачи.

В одном из вариантов осуществления каждый поток данных может быть связан с его собственной скоростью передачи данных и схемами кодирования и модулирования, которые идентифицируются сигналами управления, предоставляемыми контроллером 730. Выбор скорости для каждого потока данных может выполняться, как описывалось выше.

В варианте осуществления, показанном на Фиг.8, ТХ процессор 710а данных включает в себя демультиплексор 810, N_D кодеров 812а-812s и N_D устройств 814а-814s перемежения канала (т.е. один набор из кодера и устройства перемежения канала для каждого потока данных). Демультиплексор 810 демультиплексирует данные трафика (т.е. биты информации) в N_D потоков данных, где N_D может быть любым целым числом, большим или равным единице. N_D потоков данных предоставляются со скоростями передачи данных, определенными как поддерживаемые N_D группами каналов передачи, используемых для этих потоков данных. Каждый поток данных предоставляется в соответствующий кодер 812.

Каждый кодер 812 кодирует соответствующий поток данных, основываясь на конкретной схеме кодирования, выбранной для этого потока данных для предоставления кодированных битов. Кодирование увеличивает надежность передачи данных. Схема кодирования может включать в себя любую комбинацию кодирования с избыточной циклической контрольной суммой (CRC), сверточного кодирования, турбо кодирования, блочного кодирования и т.д. Кодированные биты из каждого кодера 812 затем предоставляются в соответствующее устройство 814 перемежения канала, которое выполняет перемежение кодированных битов, основываясь на конкретной схеме перемежения. Перемежение обеспечивает временное разнесение для кодированных битов, позволяя передавать данные, основываясь на среднем ОСШ для каналов передачи, используемых для потока данных, противодействовать замиранию, и дополнительно удалять корреляцию между кодированными битами, используемыми для формирования каждого символа модуляции. Затем N_D кодированных потоков данных предоставляется в модулятор 720а.

В варианте осуществления, показанном на Фиг.8, модулятор 720а включает в себя N_D элементов 822а-822s отображения символов (один для каждого потока данных), мультиплексор/демультиплексор 824, и N_T OFDM модуляторов (один для каждой передающей антенны), причем каждый OFDM модулятор включает в себя блок 826 обратного преобразования Фурье (ОБПФ) и генератор 828 циклического префикса.

Каждый элемент 822 отображения символов принимает соответствующий кодированный поток данных и отображает кодированные и подвергнутые перемежению биты, основываясь на схеме модуляции, выбранной для этого потока данных для формирования символов модуляции. Каждый элемент 822 отображения символов группирует каждый набор из q_m, кодированных и подвергнутых перемежению битов, для формирования небинарного символа, и дополнительно отображает небинарный символ на определенную точку в сигнальном созвездии, соответствующем выбранной схеме модуляции (например, QPSK, M-PSK или M-QAM). Каждая отображенная сигнальная точка соответствует M_m-му символу модуляции, где M_m соответствует определенной схеме модуляции, выбранной для потока d_m данных и . Пилотные данные также могут быть подвергнуты отображению символов для предоставления пилотных символов, которые затем могут быть мультиплексированы (например, используя TDM или CDM) с символами модуляции для данных трафика. Элементы 822а-822s отображения символов затем предоставляют символы модуляции для N_D потоков данных в мультиплексор/демультиплексор 824.

Каждый поток данных передается по соответствующей группе каналов передачи, и каждая группа каналов передачи может включать в себя любое количество и комбинацию пространственных и частотных подканалов. Мультиплексор/демультиплексор 824 предоставляет символы модуляции для каждого потока данных в каналы передачи, используемые для этого потока данных. Мультиплексор/демультиплексор 824 затем предоставляет N_T символов модуляции в N_T OFDM модуляторов.

Для схемы ААР один поток данных передают через все каналы передачи, и требуется только один набор из кодера 812 устройства 814 перемежения канала и элемента 822 отображения символов. Мультиплексор/демультиплексор 824 затем демультиплексирует символы модуляции в N_T потоков символов модуляции для N_T передающих антенн.

Для схемы РАР один поток данных передают через все частотные подканалы каждой передающей антенны, и предоставляется N_T наборов из кодера 812 устройства 814 перемежения канала и элемента 822 отображения символов (т.е. N_D=N_S). Затем мультиплексор/демультиплексор 824 просто передает символы модуляции от каждого элемента 822 отображения символов в связанный с ним ОБПФ 826.

Для схемы МСР каждый поток данных передают через соответствующую группу каналов передачи. Мультиплексор/демультиплексор 824 выполняет соответствующее мультиплексирование/демультиплексирование символов модуляции в соответствующие каналы передачи.

В каждом OFDM модуляторе ОБПФ 826 принимает поток символов модуляции, группирует каждый набор из N_F символов модуляции для формирования соответствующего вектора символов модуляции и преобразует этот вектор в его представление во временном домене (которое называется OFDM символом), используя обратное быстрое преобразование Фурье. Для каждого OFDM символа генератор 828 циклического префикса повторяет часть OFDM символа для формирования соответствующего символа передачи. Циклический префикс гарантирует, что символ передачи сохранит его свойства ортогональности в условиях разброса задержки многолучевого распространения, тем самым, улучшая производительность в условиях вредоносных эффектов распространения, таких как дисперсия в канале, вызванная частотно-селективным замиранием. Генератор 828 циклического префикса затем предоставляет поток символов передачи в связанный с ним передатчик 722.

Каждый передатчик 722 принимает и обрабатывает соответствующий поток символов передачи для генерации модулированного сигнала, который затем передают через связанную с ним антенну 724.

Кодирование и модуляция для систем MIMO с OFDM и без OFDM более подробно описаны в следующих заявках на патент США:

Заявка на патент США №09/993,087, озаглавленная "multiple-access multiple-input multiple-output (MIMO) communication system", поданная 6 ноября 2001г.;

Заявка на патент США №09/854,235, озаглавленная "Method and apparatus for processing data in multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information", поданная 11 мая 2001г.;

Заявка на патент США №09/826,481 и 09/956,449, обе озаглавленные "Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system", соответственно поданные 23 марта 2001г. и 18 сентября 2001г.;

Заявка на патент США №09/776,075, озаглавленная "Coding scheme for a wireless communication system", поданная 1 февраля 2001г.;

Заявка на патент США №09/532,492, озаглавленная "High efficiency, high performance communication system employing multi-carrier modulation", поданная 30 марта 2000г.

Права на указанные заявки на патент принадлежат правообладателю настоящей заявки на патент и включены в настоящее описание во всей своей полноте в качестве ссылки. Другие конструкции передающего устройства также могут быть реализованы и находятся в пределах объема настоящего изобретения.

Фиг.9 представляет собой блок-схему варианта осуществления приемного процессора 760а, который является одним из вариантов осуществления приемного процессора 760 на Фиг.7. Переданные модулированные сигналы принимаются антеннами 752 и обрабатываются приемниками 754 для предоставления N_R потоков выборок, которые затем предоставляются в RX OFDM процессор 910 в демодуляторе 762а.

В демодуляторе 762а каждый поток выборок предоставляется в соответствующий OFDM демодулятор, который включает в себя элемент 912 удаления циклического префикса и блок 914 БПФ. Элемент 912 удаляет циклический префикс, включенный в каждый символ передачи для предоставления соответствующего восстановленного OFDM символа. БПФ 914 затем преобразует каждый восстановленный OFDM символ, используя быстрое преобразование Фурье для предоставления вектора N_F восстановленных символов модуляции для N_F частотных подканалов за каждый период передачи символа. Блоки 914а-914r БПФ предоставляют N_R принятых потоков символов в пространственный процессор 920.

Пространственный процессор 920 выполняет пространственную или пространственно-временную обработку N_R принятых потоков символов для обеспечения N_T детектированных потоков символов, которые являются оценками N_T переданных потоков символов. Пространственный процессор 920 может быть реализован как линейный ZF корректор, корректор с обращением матрицы корреляции канала (CCMI), корректор с минимальной среднеквадратичной ошибкой (MMSE), линейный корректор MMSE (MMSE-LE), корректор с решающей обратной связью (DFE), или какой-либо другой корректор, которые описаны более подробно в вышеупомянутых заявках на патент США №09/993087, 09/854235, 09/826481 и 09/956044.

Мультиплексор/демультиплексор 922 затем мультиплексирует/демультиплексирует детектированные символы и предоставляет N_D сгруппированных детектированных потоков символов для N_D потоков данных в N_D элементов 924 обратного отображения символов. Каждый элемент 924 обратного отображения символов затем демодулирует детектированные символы согласно схеме демодуляции, которая является комплиментарной схеме модуляции, используемой для потока данных. N_D демодулированных потоков данных от N_D элементов 924 обратного отображения символов затем предоставляются в RX процессор 764а данных.

В RX процессоре 764а данных каждый демодулированный поток данных подвергается обратному перемежению в устройстве 932 обратного перемежения канала способом, комплиментарным таковому, выполняемому в передающей системе для потока данных, и данные, подвергнутые обратному перемежению, дополнительно декодируются в декодере 934 способом, комплиментарным таковому, выполняемому в передающей системе. Например, в качестве декодера 934 могут использоваться турбодекодер или декодер Витерби, если в передающем устройстве выполняется турбокодирование или сверточное кодирование соответственно. Декодированный поток данных из каждого декодера 934 представляет оценку переданного потока данных. Декодер 934 может также предоставлять статус каждого принятого пакета (например, указывая, принят ли он корректно или с ошибкой). Декодер 934 может дополнительно сохранять демодулированные данные для пакетов, недекодированных корректно, таким образом, что эти данные могут быть комбинированы с данными от последующей инкрементальной передачи и декодированы.

В варианте осуществления, показанном на Фиг.9, устройство 940 оценки канала оценивает отклик канала и дисперсию шума и предоставляет эти оценки в котроллер 770. Отклик канала и дисперсия шума могут быть оценены, основываясь на детектированных пилотных символах.

Контроллер 770 может быть разработан с возможностью выполнения различных функций, относящихся к выбору скорости. Например, контроллер 770 может определять максимальную скорость передачи данных, которая может быть использована для каждого потока данных, основываясь на оценках каналов и других параметрах, таких как схема модуляции.

Фиг.10 является блок-схемой варианта осуществления приемного процессора 760b, который является другим вариантом осуществления приемного процессора 760 на Фиг.7 Приемный процессор 760b выполняет SIC обработку и может быть использован, если в передающей системе применяются схемы РАР или МСР. Для простоты в нижеследующем описании приемного процессора 760b принимается, что используется схема РАР.

В варианте осуществления, показанном на Фиг.10, приемный процессор 760b включает в себя (1) RX OFDM процессор 910, который обрабатывает N_R потоков выборок для предоставления N_R принятых потоков символов, как описано выше и (2) пространственный процессор/процессор данных 1000. Пространственный процессор/процессор данных 1000 включает в себя некоторое количество последовательных (т.е. каскадированных) этапов 1010а-1010t обработки в приемнике, один этап для каждого из потоков символов, предназначенных для восстановления. Каждый этап 1010 обработки в приемнике (за исключением последнего этапа 1010t) включает в себя пространственный процессор 1020, RX процессор 1030 данных и устройство 1040 удаления помех. Последний этап 1010t включает в себя только пространственный процессор 1020t и RX процессор 1030t данных.

Для первого этапа 1010а пространственный процессор 1020а принимает и обрабатывает N_R принятых потоков символов (обозначаемых, как вектор ) из RX OFDM процессора 910, основываясь на конкретном пространственном или пространственно-временном корректоре (например, линейном ZF корректоре, CCMI корректоре, MMSE корректоре, MMSE-LE или DFE) для обеспечения N_T детектированных потоков символов (обозначаемых как вектор ). Один поток данных выбирают для восстановления, и пространственный процессор 1020а предоставляет детектированный поток символов для этого потока данных в RX процессор 1030а данных. Процессор 1030а дополнительно обрабатывает (например, выполняет демодуляцию, обратное перемежение и декодирование) выбранный детектированный поток символов для обеспечения соответствующего декодированного потока данных. Пространственный процессор 1020а может дополнительно предоставлять оценку отклика канала, который используют для выполнения пространственной или пространственно-временной обработки на всех этапах.

На первом этапе 1010а устройство 1040а удаления помех принимает N_R принятых потоков символов подприемников 154 (т.е. вектор ). Устройство 1040а удаления помех также принимает и обрабатывает (например, выполняет декодирование перемежения и отображения символов) декодированный поток данных от RX процессора 1030а данных для обеспечения потока символов повторной модуляции , который представляет собой оценку только что восстановленного потока символов. Поток символов повторной модуляции дополнительно обрабатывается во временном или частотном домене для получения оценок компонентов помех (обозначаемых как вектор i¹), связанных с только что восстановленным потоком символов. Для варианта реализации во временном домене поток символов повторной модуляции подвергается обработке OFDM для получения потока символов передачи, который дополнительно сворачивается с каждым из N_R элементов в векторе для вывода N_R компонентов помех, связанных с только что восстановленным потоком символов. Вектор представляет собой столбец в матрице импульсного отклика канала, , соответствующей передающей антенне 1, используемой для только что восстановленного потока символов. Вектор включает в себя N_R элементов, которые определяют импульсный отклик канала между передающей антенной 1 и N_R приемными антеннами. Для варианта реализации в частотном домене поток символов повторной модуляции умножают на каждый из N_R элементов в векторе h₁ (который является столбцом матрицы Н) для получения N_R компонентов помех. Компоненты i¹ помех затем вычитаются из входных потоков символов первого этапа для получения N_R модифицированных потоков символов (обозначаемых как вектор ), который включает в себя все компоненты помех за исключением вычтенных (т.е. удаленных). Затем N_R модифицированных потоков символов предоставляется на следующий этап.

Для каждого этапа со второго по последний 1010b-1010t пространственный процессор для этого этапа принимает и обрабатывает N_R модифицированных потоков символов из устройства удаления помех предшествующего этапа для определения детектированных потоков символов для этого этапа. Для каждого этапа один детектированный поток символов выбирают и обрабатывают в RX процессоре данных для обеспечения соответствующего декодированного потока данных. Для каждого этапа со второго по предпоследний устройство удаления помех на этом этапе принимает N_R модифицированных потоков символов из устройства удаления помех предыдущего этапа и декодированный поток данных от RX процессора данных данного этапа, получая N_R компонентов помех, связанных с потоком символов, восстановленным на этом этапе, и предоставляет N_R модифицированных потоков символов на следующий этап.

Способ обработки в приемнике с последовательным удалением помех более детально описан в выше упомянутых заявках на патент США №09/993,087 и 09/854,235.

На Фиг.7 и 9 показаны простые конструкции, посредством которых приемник посылает обратно скорости для потоков данных. Другие конструкции также могут быть реализованы и находятся в пределах объема настоящего изобретения. Например, оценки каналов могут быть посланы в передатчик (вместо скоростей), который затем может определить скорости для потоков данных, основываясь на указанных оценках каналов.

Способы управления скоростью, изложенные в настоящем описании, могут быть реализованы, используя различные конструкции. Например, устройство 940 оценки канала на Фиг.9, используемое для вывода и предоставления оценок каналов, может быть реализовано различными элементами в приемной системе. Некоторые или все из видов обработки для определения скорости могут выполняться контроллером 770 (например, с одной или несколькими таблицами просмотра, хранящимися в памяти 772). Другие конструкции для выполнения управления скоростью также могут рассматриваться и находятся в пределах объема настоящего изобретения.

Способы управления скоростью, изложенные в настоящем описании, могут быть реализованы различными средствами. Например, указанные способы могут быть реализованы в виде аппаратных средств, программных средств или их комбинации. Для варианта реализации в виде аппаратных средств некоторые из элементов, используемых для реализации управления скоростью, могут быть реализованы в виде одной или нескольких ориентированных на приложение интегральных схем (ASIC), цифровых процессоров сигналов (DSP), устройств цифровой обработки сигналов (DSPD), программируемых логических устройств (PLD), программируемых пользователем матриц логических элементов (FPGA), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров, других электронных блоков, разработанных для выполнения функций, изложенных в настоящем описании, или их комбинаций.

Для варианта осуществления в виде программных средств некоторые части управления скоростью могут быть реализованы в виде модулей (например, процедур, функций и т.д.), которые выполняют функции, изложенные в настоящем описании. Программные коды могут храниться в блоке памяти (например, памяти 732 или 772 на Фиг.7) и исполняться процессором (например, контроллером 730 или 770). Блок памяти может быть реализован в процессоре или как внешний по отношению к процессору, и в этом случае может быть соединен с процессором с возможностью обмена данными через различные средства, известные в данной области техники.

Предыдущее описание раскрытых вариантов осуществления предоставлено для того, чтобы дать возможность любому специалисту в данной области техники выполнить или использовать настоящее изобретение. Различные модификации в указанных вариантах осуществления будут очевидными для специалиста в данной области техники,

и общие принципы, определенные в настоящем описании, могут быть применены к другим варианта осуществления без отступления от сущности и объема настоящего изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не следует рассматривать как ограниченное вариантами осуществления, приведенными в настоящем описании, но должно рассматриваться в соответствии с самым широким объемом, соответствующим принципам и новым отличительным особенностям, раскрытым в настоящем описании.

Изобретение относится к области связи и может быть использовано в многоканальных системах для управления скоростью передачи. Для определения набора скоростей для набора потоков данных, передаваемых многоканальной системе связи, идентифицируют множество каналов передачи для использования с каждым потоком данных. Для каждой группы определяют эквивалентную систему для каналов передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала передачи, затем выводят метрику для каждой группы, основываясь на эквивалентной системе, например, набор отношений сигнал-шум (ОСШ), необходимый в эквивалентной системе для поддержания средней спектральной эффективности и определяют скорость для каждого потока данных, основываясь на метрике, связанной с потоком данных. Скорость считается поддерживаемой системой связи, если ОСШ, требуемое для поддержания скорости передачи данных системой связи, меньше или равно метрике. Технический результат - повышение эффективности передачи данных в таких многоканальных системах связи как, например, MIMO-OFDM. 10 н. и 34 з.п. ф-лы, 10 ил.

1. В многоканальной системе связи, способ определения скорости передачи данных по беспроводному каналу связи, содержащий этапы, на которых идентифицируют множество каналов передачи для использования при передаче данных, определяют эквивалентную систему для каналов передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик каналов передачи, выводят метрику для каналов передачи, основываясь на эквивалентной системе, и определяют конкретную скорость передачи данных, основываясь на метрике.2. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором определяют среднюю спектральную эффективность каналов передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала, и в котором эквивалентная система определена как имеющая канал с аддитивным белым гауссовским шумом (AWGN) и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью каналов передачи.3. Способ по п.2, дополнительно содержащий этап, на котором оценивают спектральную эффективность каждого канала передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала, и в котором среднюю спектральную эффективность каналов передачи определяют, основываясь на оценке средней спектральной эффективности каналов передачи.4. Способ по п.3, в котором спектральную эффективность каналов передачи оценивают, основываясь на функции ограниченной спектральной эффективности.5. Способ по п.4, в котором спектральную эффективность каналов передачи оценивают, дополнительно основываясь на схеме модуляции, предназначенной для использования при передаче данных.6. Способ по п.3, в котором спектральную эффективность каждого канала передачи оценивают, основываясь на функции неограниченной спектральной эффективности.7. Способ по п.2, в котором вывод метрики включает в себя определение эквивалентного отношения сигнал/шум-плюс-помехи (ОСШ) для эквивалентной системы, причем метрика связана с эквивалентным ОСШ.8. Способ по п.7, в котором эквивалентное ОСШ определяют, основываясь на функции, обратной к функции спектральной эффективности, используемой для оценки спектральной эффективности каждого канала передачи.9. Способ по п.7, в котором вывод метрики дополнительно включает в себя регулировку эквивалентного ОСШ для учета потерь в системе связи, причем метрика связана с отрегулированным эквивалентным ОСШ.10. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором определяют конкретную схему модуляции для использования при передаче данных, причем эквивалентную схему определяют, дополнительно основываясь на схеме модуляции.11. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором определяют ОСШ, требуемое для поддержки системой связи конкретной скорости передачи данных, причем конкретную скорость передачи данных определяют как поддерживаемую каналами передачи, если требуемое ОСШ меньше или равно метрике.12. Способ по п.1, в котором одна или несколько оценок характеристик канала содержат ОСШ для каждого канала передачи.13. Способ по п.1, в котором одна или несколько оценок характеристик канала содержат оценку частотного отклика и оценку дисперсии шума для каналов передачи.14. Способ по п.1, в котором каналы передачи являются частотными подканалами или пространственными подканалами, или и теми и другими, в многолучевом беспроводном канале связи с частотно-селективным замиранием.15. Способ по п.1, в котором многоканальная система связи представляет собой систему связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO), и каналы передачи соответствуют пространственным подканалам.16. Способ по п.1, в котором многоканальная система связи представляет собой систему связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM), и каналы передачи соответствуют частотным подканалам.17. Способ по п.1, в котором многоканальная система связи представляет собой систему связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO), в которой используют мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM), и каналы передачи соответствуют частотным подканалам пространственных подканалов.18. Способ по п.1, в котором для передачи данных доступен набор скоростей передачи, причем способ дополнительно содержит этап, на котором оценивают каждую из одной или нескольких доступных скоростей передачи для определения наивысшей скорости передачи, поддерживаемой каналами передачи.19. В многоканальной системе связи, способ определения скорости передачи данных по беспроводному каналу связи, содержащий этапы, на которых: идентифицируют группу каналов передачи для использования при передаче данных, получают оценку отношения сигнал/шум-плюс-помехи (ОСШ) для каждого канала передачи, оценивают спектральную эффективность каждого канала передачи, основываясь на оценке ОСШ для канала передачи, определяют среднюю спектральную эффективность каналов передачи, основываясь на оценке спектральной эффективности каналов передачи, определяют эквивалентное ОСШ для эквивалентной системы со спектральной эффективностью, совпадающей со средней спектральной эффективностью каналов передачи, определяют ОСШ, требуемое для поддержки системой связи конкретной скорости передачи данных и определяют, поддерживают ли каналы передачи конкретную скорость передачи данных, основываясь на эквивалентном ОСШ и требуемом ОСШ.20. Способ по п.19, в котором спектральную эффективность каждого канала передачи оценивают, основываясь на функции неограниченной спектральной эффективности.21. Способ по п.19, в котором спектральную эффективность каждого канала передачи оценивают, дополнительно основываясь на схеме модуляции, предназначенной для использования при передаче данных.22. Способ по п.19, в котором многоканальная система связи является MIMO системой связи, в которой используют OFDM.23. В многоканальной системе связи, способ определения набора скоростей для набора потоков данных для передачи по беспроводному каналу связи, содержащий этапы, на которых идентифицируют группу каналов передачи для использования каждого потока данных, определяют эквивалентную систему для каждой группы каналов передачи, основываясь на одной или нескольких характеристиках каналов передачи в группе, выводят метрику для каждой группы каналов передачи, основываясь на связанной эквивалентной системе, и определяют скорость для каждого потока данных, основываясь на метрике, связанной с потоком данных.24. Способ по п.23, дополнительно содержащий этап, на котором оценивают спектральную эффективность каждого канала передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала, и определяют среднюю спектральную эффективность каналов передачи в каждой группе, основываясь на оценке спектральных эффективностей каналов передачи, и причем эквивалентная система для каждого канала передачи в группе определена как имеющая канал с аддитивным белым гауссовским шумом (AWGN) и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью каналов передачи в группе.25. Способ по п.24, в котором спектральную эффективность каждого канала передачи оценивают, основываясь на функции ограниченной спектральной эффективности.26. Способ по п.23, дополнительно содержащий этап, на котором для каждого потока данных определяют ОСШ, требуемое для подержания системой связи конкретной скорости, причем конкретную скорость определяют как поддерживаемую группой каналов передачи для потока данных, если требуемое ОСШ меньше или равно метрике, связанной с потоком данных.27. Способ по п.23, в котором многоканальная система связи представляет собой систему связи MIMO, в которой используют OFDM, и каналы передачи соответствуют частотным подканалам пространственных подканалов.28. Способ по п.27, в котором каждый поток данных передают через соответствующую передающую антенну, и каждый канал передачи группы включает в себя все частотные подканалы для одной передающей антенны.29. Устройство определения скорости передачи данных в многоканальной системе связи, содержащее память, соединенную с возможностью обмена данными с устройством цифровой обработки сигналов (DSPD), выполненным с возможностью интерпретации цифровой информации для идентификации множества каналов передачи для использования при передаче данных, определения эквивалентной системы для каналов передачи, основываясь на одной или нескольких характеристиках каналов передачи, выведения метрики для каналов передачи, основываясь на эквивалентной системе, и определения конкретной скорости передачи данных, основываясь на метрике.30. Устройство по п.29, в котором DSPD выполнено с возможностью дополнительно интерпретировать информацию для оценки спектральной эффективности каждого канала передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала, и определения средней спектральной эффективности каналов передачи, основываясь на оценке спектральной эффективности каналов передачи, причем эквивалентная система определена как имеющая канал с аддитивным белым гауссовским шумом (AWGN) и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью каналов передачи.31. Приемное устройство в многоканальной системе связи, содержащее устройство оценки канала, выполненное с возможностью вывода оценок одной или нескольких характеристик множества каналов передачи, и устройство выбора скорости, выполненное с возможностью определения эквивалентной системы, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик каналов передачи, вывода метрики для каналов передачи, основываясь на эквивалентной системе, и определения конкретной скорости передачи данных, основываясь на метрике.32. Приемное устройство по п.31, в котором устройство выбора скорости выполнено с возможностью дополнительно оценивать спектральную эффективность каждого канала передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик каналов, и определять среднюю спектральную эффективность каналов передачи, основываясь на оценке спектральной эффективности каналов передачи, причем эквивалентная система определена как имеющая канал с аддитивным белым гауссовским шумом (AWGN) и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью каналов передачи.33. Приемное устройство по п.32, в котором спектральную эффективность каждого канала передачи оценивают, основываясь на функции ограниченной или неограниченной спектральной эффективности канала.34. Приемное устройство по п.32, дополнительно содержащее память, выполненную с возможностью сохранения одной или нескольких таблиц для функции, используемой при оценке спектральной эффективности каждого канала передачи.35. Приемное устройство по п.31, дополнительно содержащее контроллер, выполненный с возможностью предоставления по обратной связи информации, содержащей конкретную скорость.36. Устройство определения скорости передачи данных в многоканальной системе связи, содержащее средство для идентификации множества каналов передачи для использования при передаче данных, средство для определения эквивалентной системы для каналов передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик каналов передачи, средство для вывода метрики для каналов передачи, основываясь на эквивалентной системе, и средство для определения конкретной скорости передачи данных, основываясь на метрике.37. Устройство определения скорости передачи данных в многоканальной системе связи по п.36, дополнительно содержащее средства оценки спектральной эффективности каждого канала передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала, и средство для определения средней спектральной эффективности каналов передачи, основываясь на оценках спектральных эффективностей каналов передачи, причем эквивалентная система определена как имеющая канал с аддитивным белым гауссовским шумом (AWGN) и спектральную эффективность, совпадающую со средней спектральной эффективностью каналов передачи.38. Устройство определения скорости передачи данных в многоканальной системе связи по п.37, дополнительно содержащее средство для сохранения одной или нескольких таблиц для функции, используемой при оценке спектральной эффективности каждой передачи.39. Передающее устройство в многоканальной системе связи, содержащее контроллер, выполненный с возможностью идентификации скорости для использования при передаче данных по множеству каналов передачи в беспроводном канале связи, причем скорость определяют, основываясь на эквивалентной системе, определенной для каналов передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала каналов передачи, процессор передаваемых данных, выполненный с возможностью кодирования данных, предоставляемых с идентифицированной скоростью согласно конкретной схеме кодирования, для предоставления кодированных данных, и модулятор, выполненный с возможностью модулирования кодированных данных согласно конкретной схеме модуляции для предоставления модулированных данных.40. Передающее устройство по п.39, дополнительно содержащее передатчик, выполненный с возможностью генерации, по меньшей мере, одного модулированного сигнала для модулированных данных.41. Передающее устройство по п.39, в котором многоканальная система связи представляет собой систему связи MIMO, в которой используют OFDM, и каналы передачи соответствуют частотным подканалам пространственных подканалов.42. Устройство для модулирования кодированных данных в беспроводной системе связи, содержащее средство для идентификации скорости для использования при передаче данных по множеству каналов передачи в беспроводном канале связи, причем скорость определяют, основываясь на эквивалентной системе, определенной для каналов передачи, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала каналов передачи, средство для кодирования данных, предоставляемых с идентифицированной скоростью согласно конкретной схеме кодирования, для предоставления кодированных данных, и средство для модулирования кодированных данных согласно конкретной схеме модуляции для предоставления модулированных данных.43. Передающее устройство в многоканальной системе связи, содержащее контроллер, выполненный с возможностью идентификации набора скоростей для набора потоков данных, предназначенных для передачи по беспроводному каналу связи, причем скорость для каждого потока данных определяют, основываясь на эквивалентной системе, определенной для группы каналов передачи, используемой для потока данных, и в которой эквивалентную систему для каждой группы каналов передачи определяют, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала каналов передачи в группе, по меньшей мере, один процессор передаваемых данных, выполненный с возможностью кодирования каждого потока данных, предоставляемых с идентифицированной скоростью согласно конкретной схеме кодирования, выбранной для потока данных, для предоставления соответствующего кодированного потока данных, и, по меньшей мере, один модулятор, выполненный с возможностью модулирования каждого кодированного потока данных согласно схеме модуляции, выбранной для потока данных для предоставления соответствующего модулированного потока.44. Многоканальная система связи, содержащая приемное устройство, включающее в себя устройство оценки канала, выполненное с возможностью вывода оценок одной или нескольких характеристик множества каналов передачи, и устройство выбора скорости, выполненное с возможностью определения эквивалентной системы, основываясь на одной или нескольких оценках характеристик канала каналов передачи, вывода метрики для каналов передачи, основываясь на эквивалентной системе, и определения конкретной скорости для передачи данных, основываясь на метрике, и передающее устройство, включающее в себя по меньшей мере, один процессор передаваемых данных, выполненный с возможностью кодирования данных, предоставляемых с определенной скоростью согласно конкретной схеме кодирования, для предоставления кодированных данных, и, по меньшей мере, один модулятор, выполненный с возможностью модулирования кодированных данных согласно схеме модуляции для предоставления модулированных данных.