ЭКВАЛАЙЗЕРНАЯ СТРУКТУРА, РАБОТАЮЩАЯ НА УРОВНЕ ЭЛЕМЕНТАРНОЙ ПОСЫЛКИ ИЛИ СИМВОЛА, ДЛЯ СИСТЕМ С МНОЖЕСТВОМ ПЕРЕДАЮЩИХ И ПРИЕМНЫХ АНТЕНН Российский патент 2008 года по МПК H04B7/02 

Область техники

Настоящее изобретение в целом относится к приемникам сигналов множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA приемникам), а более конкретно к CDMA приемникам, имеющим более одной приемной антенны для использования в системе радиосвязи, в которой имеется более одной передающей антенны.

Уровень техники

Продолжающейся тенденцией в современных системах радиосвязи является дальнейшее повышение скорости передачи данных с целью использования мультимедийных приложений (например, тех, которые включают видео- и/или аудиоданные) в беспроводном оборудовании пользователя. Использование множества передающих и приемных антенн было предложено, например, в дискуссиях по проекту партнерства третьего поколения (3GPP - Third Generation Partnership Project) в качестве средства увеличения скорости передачи данных. Однако понятно, что использование множества передающих антенн, когда каждая антенна передает независимый поток данных с использованием той же самой расширяющей последовательности, что и у других антенн, неизбежно приведет к межантенным помехам. Для успешного приема передаваемых данных межантенные помехи необходимо подавлять. Кроме того, рабочие характеристики приемной системы могут быть ухудшены другими источниками помех. Например, рабочие характеристики приемника могут ухудшиться из-за помех множественного доступа (MAI - Multiple Access Interference). В общем случае помехи множественного доступа представляют собой помехи, которые испытывает сигнал полезного физического канала из-за присутствия сигналов других физических каналов.

Одним из главных различий между межантенной помехой и помехой множественного доступа является то, что корреляция с расширяющей последовательностью в приемнике подавляет помеху множественного доступа на величину, которая зависит от коэффициента расширения, в то время как дисперсия межантенной помехи остается по существу постоянной и не подавляется процессом снятия расширения, поскольку эти помехи вызваны сигналами, в которых используется та же самая расширяющая последовательность, что и в полезном сигнале.

В типичном CDMA приемнике, то есть в обычном rake-приемнике, приемник собирает и комбинирует только принятые сигналы многолучевого распространения. Известно, что для оконечных CDMA приемников были разработаны многопользовательские детекторы (MUD) с линейной коррекцией по минимальной среднеквадратичной ошибке (LMMSE). Однако адаптивные версии многопользовательских детекторов с линейной минимальной среднеквадратичной ошибкой требуют использования расширяющих последовательностей с коротким периодом, и, таким образом, многопользовательские детекторы с линейной минимальной среднеквадратичной ошибкой не подходят для использования в современных широкополосных CDMA (WCDMA) терминалах.

Другие типы приемников (помимо rake-приемников), которые подходят для приема сигналов WCDMA с множеством входов и множеством выходов (MIMO - Multiple Input Multiple Output) можно разделить на две обширные категории, а именно усовершенствованные WCDMA приемники и MIMO приемники. Усовершенствованные WCDMA приемники обеспечивают дополнительное подавление помех множественного доступа, в то время как так называемые MIMO приемники уменьшают, главным образом, межантенные помехи. Однако известные заявителям усовершенствованные WCDMA приемники не обеспечивают эффективного уменьшения межантенных помех, а в большинстве известных заявителям MIMO приемников, в их схеме и алгоритмах обработки сигнала, игнорируется наличие помех множественного доступа.

Более конкретно, усовершенствованные WCDMA приемники либо подавляют, либо уничтожают помехи множественного доступа, таким образом обеспечивая улучшение рабочих характеристик по сравнению с обычным CDMA rake-приемником. Архитектуру такого приемника, которая предусматривает подавление помех множественного доступа, рассматривают как более подходящий выбор для использования в нисходящей линии связи системы WCDMA (направление к оконечному оборудованию пользователя WCDMA). Установлено, что помехи множественного доступа могут быть разделены на межсотовые помехи и внутрисотовые помехи. Межсотовую помеху можно подавить в пространственной области, то есть с использованием множества приемных антенн, в то время как внутрисотовую помеху можно подавить во временной области. Для достижения этих целей было предложено два подхода.

В первом подходе используется линейный канальный эквалайзер, который восстанавливает ортогональность физических каналов, таким образом подавляя внутрисотовую помеху, одновременно подавляя межсотовую помеху в пространственной области. Линейный канальный эквалайзер аппроксимирует многопользовательский детектор с линейной минимальной среднеквадратичной ошибкой путем игнорирования корреляции между расширяющими последовательностями в ковариационной матрице принятого сигнала. В случае единственной передающей антенны такая аппроксимация приводит к хорошим рабочим характеристикам при разумной сложности реализации. Канальное выравнивание может быть осуществлено или на уровне элементарной посылки ("чипа") CDMA сигнала - до коррелирования с расширяющей последовательностью, - или на уровне символов (множества элементарных посылок). В последующем обсуждении рассматривается реализация на уровне элементарной посылки. Для использования в линейном канальном эквалайзере было предложено несколько адаптивных алгоритмов. Например, краткий обзор адаптивных решений представлен в работе К.Hooli, M.Juntti, М- Heikkila, P.Komulainen, М.Latva-aho, and J.Lilleberg, "Chip-level channel equalization in WCDMA downlink," Eurasip J. Applied Sign. Proc. 2002, p.757-770.

Обобщенный rake-приемник (см., например, G.Bottomley, T.Ottoson, Y.P.Wang, "A generalized RAKE receiver for interference suppression," IEEE J Selected Areas in Comm.18, p.1536-1545) аппроксимирует согласованный фильтр цветного шума. Дополнительные ветви (декорреляторы) rake-приемника введены в обобщенный rake-приемник с целью обработки тех задержек, которые не соответствуют задержкам многолучевого распространения. Показано, что линейный канальный эквалайзер и обобщенный rake-приемник в определенных условиях являются эквивалентными.

Второй подход состоит в том, чтобы подавить межантенные помехи (IAI - Inter-Antenna Interference) с использованием архитектуры MIMO приемника. Например, одним из предложенных MIMO приемников является приемник с вертикальными пространственно-временными слоями фирмы Bell Laboratories, или приемник V-BLAST (Vertical - Bell Laboratories Layered Space Time), предназначенный для использования в сильно рассеивающих средах, окружающих MIMO (см. Р.Wolniansky, G.Foschini, G.Golden, R.Valenzuela, "V-BLAST: An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel," in Proc. URSI Int. Symp. Sign., Syst and Electr., Sept. 1998, p.295-300). В подходе BLAST переданный сигнал принимается в каждый момент одним слоем, то есть от одной передающей антенны в каждый момент, а все другие слои обнуляются с помощью обнуляющего алгоритма. После того как первый слой демодулирован, сигнал модулируют повторно и удаляют из принятого сигнала, что повышает отношение "сигнал / помеха + шум" (SINR = signal-to-interference-plus-noise). Эту процедуру повторяют после того, как приняты все слои. Были также предложены варианты подхода V-BLAST. В некоторых вариантах помехи множественного доступа подавляются фильтром, который предшествует BLAST структуре, с целью уменьшения межантенных помех.

Еще одна опция состоит в том, чтобы использовать другие аппроксимации обнаружения максимума апостериорной вероятности (MAP - Maximum a posteriori). В детекторе MAP решение о переданном бите (решение о том, равен бит единице или нулю) принимают после того, как выполнены исчерпывающие и комплексные вычисления, в процессе которых наиболее вероятный переданный бит определяют на основе априорных вероятностей бита и принятого сигнала (см. A.Hottinen, 0.Tirkkonen, R.Wichman, "Multi-antenna Transceiver Techniques for 3G and Beyond", John Wiley & Sons, Chichester, UK, 2003). Однако аппроксимации MAP или подходы с обнаружением последовательностей наибольшего правдоподобия (MLSD - Maximum-Likelihood Sequence Detection) характеризуются значительной сложностью реализации. Сложность реализации аппроксимаций MLSD или MAP может являться недостатком, когда алгоритм выполняется в терминале пользователя с питанием от батарей, где может быть ограничена скорость процессора и имеются ограничения потребляемой мощности.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В предпочтительных вариантах выполнения настоящего изобретения удалось решить вышеописанные задачи и получить другие преимущества.

В своем первом аспекте настоящее изобретение предлагает эквалайзерную структуру, работающую на уровне элементарной посылки или на уровне символа, для системы с множеством передающих и приемных антенн, которая подходит для использования на нисходящей линии связи WCDMA. Эквалайзерная структура учитывает разную природу межантенных помех и помех множественного доступа, вследствие свойств соответствующей расширяющей последовательности, и обеспечивает подавление как межантенных помех, так и помех множественного доступа. Это предпочтительно предусматривает сбалансированное подавление межантенных помех и помех множественного доступа в отношении их отрицательного влияния на оценку символов. При балансировании учитывается влияние сигналов, ортогональных к полезному сигналу, а также мешающих сигналов от другой передающей антенны, в которой используется та же самая расширяющая последовательность, что и в полезном сигнале. При использовании настоящего изобретения улучшаются рабочие характеристики приемника при разумной сложности реализации. Можно показать, что использование архитектуры CDMA приемника согласно настоящему изобретению в сложных системах связи с множеством передающих и приемных антенн, например согласно проекту 3GPP версии 6, обеспечивает повышение скорости передачи для конечного пользователя. Использование архитектуры CDMA приемника согласно настоящему изобретению может также осуществляться в сочетании с системной архитектурой с пространственно-временным разносом передачи (STTD - Space-Time Transmit Diversity).

В еще одном своем аспекте настоящее изобретение предлагает систему, устройство и способ для обновления коэффициентов эквалайзера. В способе согласно настоящему изобретению CDMA приемник имеет входной узел, соединенный с множеством S приемных антенн, которые принимают сигналы от множества N передающих антенн, J корреляторов для выдачи мягких решений относительно символа, где J=N× (количество обнаруженных физических каналов), а каждый из N эквалайзеров имеет вход, соединенный с указанным входным узлом, и выход, соединенный с соответствующими корреляторами (количество корреляторов равно количеству обнаруженных физических каналов). CDMA приемником управляют так, чтобы сформировать оценку канала для каждой из передающих антенн и определить коэффициенты для каждого из N эквалайзеров в соответствии с сигналами, появляющимися во входном узле, оценками канала, и оценками принятой энергии элементарной посылки на передающую антенну. Вычисленные коэффициенты эквалайзера управляют работой каждого из эквалайзеров для одновременного подавления межантенных помех и помех множественного доступа так, чтобы подавление межантенных помех и помех множественного доступа было сбалансировано в отношении их негативного влияния на оценки символа.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Вышеописанные и другие аспекты настоящего изобретения станут более очевидными из последующего подробного описания предпочтительных вариантов его выполнения со ссылками на сопровождающие чертежи, где:

на фиг.1 показана система беспроводной связи с множеством передающих и множеством приемных антенн, которая включает CDMA приемник, пригодный для реализации настоящего изобретения;

на фиг.2 показана блок-схема, иллюстрирующая адаптивный вариант выполнения изображенного на фиг.1 CDMA приемника, который сконструирован и управляется согласно настоящему изобретению и предназначен для использования с двумя передающими антеннами и тремя физическими каналами с выравниванием и демодуляцией; и

на фиг.3 показана блок-схема архитектуры приемника STTD/D-STTD, модифицированной согласно настоящему изобретению.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ВЫПОЛНЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

На фиг.1 показана система 5 беспроводной связи с множеством передающих антенн (например, двумя) 1А, 1В и множеством приемных антенн 2, которая содержит CDMA приемник 10, подходящий для реализации настоящего изобретения. Приемник может быть устройством пользователя, предназначенным для приема сигнала нисходящей линии CDMA, например нисходящего сигнала WCDMA, например, совместимого с существующими или предлагаемыми WCDMA спецификациями проекта 3GPP. Нисходящая линия WCDMA способна осуществить передачу мультимедийной информации в приемник 10 из передатчика, который может быть базовой станцией, содержащей две указанные передающие антенны 1А и 1В.

На фиг.2 показан предпочтительный вариант выполнения CDMA приемника 10, в котором линейный канальный эквалайзер (который может аппроксимировать функции многопользовательского детектора (MUD) с линейной коррекцией по минимальной среднеквадратичной ошибке (LMMSE)) модифицирован так, чтобы увеличить подавление межантенных помех с целью сбалансировать подавление межантенных помех и помех множественного доступа в отношении их отрицательного влияния на оценку символов. Коротко говоря, CDMA приемник 10 содержит входной узел 12 для приема сигнала от множества приемных антенн 2 (на фиг.2 не показаны) и для подачи принятого сигнала во входные блоки 14А, 14В, 16 и 18. Входные блоки содержат первый эквалайзер 14А для первой передающей антенны 1А, второй эквалайзер 14В для второй передающей антенны 1В, и блок 16 оценки канала для первой и второй передающих антенн 1А, 1В. Современная предпочтительная процедура оценки канала основана на оценке контрольного (пилотного) канала, а не на слепой оценке. Оценка канала может быть выполнена на контрольных символах общего контрольного канала или в специально предназначенных для этого физических каналах. В общем случае, оценки канала, выполненные в общем контрольном канале, являются более точными. Выходные сигналы блока 16 оценки канала для каждой передающей антенны 1А, 1В подаются в блок 18, который в этом варианте выполнения настоящего изобретения выполняет периодический пересчет коэффициентов для эквалайзеров 14А и 14В, в результате чего коэффициенты эквалайзеров подаются с выходов 18А и 18В в эквалайзеры 14А и 14В первой и второй передающей антенны соответственно. Блок 18 повторного вычисления коэффициентов принимает также оценки принятой энергии m(Е_d) на элементарную посылку для полезного физического канала от передающей антенны и полной m(Е_T) принятой энергии на элементарную посылку от передающей антенны. Блок 18 повторного вычисления с помощью аппаратных средств, программного обеспечения или комбинации аппаратных средств и программного обеспечения вычисляет выражение (2), приведенное ниже. Оценки энергии элементарной посылки могут быть вычислены на основе контрольных символов рассматриваемого физического канала, например в блоке оценки отношения "сигнал / помеха + шум" (SINR). Оценки энергии элементарной посылки используются также в варианте осуществления настоящего изобретения на уровне символов. Оценки энергии символов также могут использоваться вместо произведения оценок энергии элементарных посылок и коэффициента расширения.

Сигнал с выхода канального эквалайзера 14А для первой передающей антенны 1А подается на множество корреляторов 20А, по одному на каждый обнаруженный физический канал. Корреляторы 20 выдают мягкие оценки символов для каждого из трех физических каналов, передаваемых из первой передающей антенны 1А, а дополнительная электрическая схема и/или программное обеспечение (не показаны) основывают жесткие решения относительно символов на мягких оценках символов. Соответствующим образом сигнал с выхода канального эквалайзера 14В для второй передающей антенны подают в корреляторы 20В, по одному на каждый из трех физических каналов, а они выдают мягкие оценки символов для каждого из трех физических каналов, переданных из второй передающей антенны 1В.

Например, для случая трех демодулированных физических каналов имеются три коррелятора для каждой приемной антенны или, более обобщенно, для случая N передающих антенн 1 имеется J корреляторов 20, выдающих мягкие решения о символах, причем J=N× (количество обнаруженных физических каналов).

Следует отметить, что количество приемных антенн не зависит от количества физических каналов. В настоящем описании физический канал - это поток данных для определенного пользователя, и если пользователь принимает более одного физического канала (более одного потока данных), то можно сказать, что пользователь принимает мультикоды (то есть пользователю назначается множество кодов расширения PN из набора имеющихся кодов расширения). Данные можно посылать пользователю с использованием мультикодов так, что управляющая информация поступает пользователю в одном из физических каналов, в то время как данные поступают пользователю по всем физическим каналам. Следует также отметить, что некоторые из физических каналов, ассоциированные с пользователем, могут быть приняты одновременно с использованием других способов приема, например с помощью rake-приемника.

В качестве введения отметим, что обычный линейный канальный эквалайзер может быть выполнен как адаптивный фильтр с конечной импульсной характеристикой (FIR), работающий на уровне элементарной посылки (отметим, что в равной степени возможна реализация на уровне символа). Коэффициенты фильтра с конечной импульсной характеристикой, которые максимизируют среднее отношение сигнал / помеха + шум (SINR) на элементарную посылку, даются выражением:

где w является вектором, содержащим L коэффициентов фильтра для эквалайзера, назначенного передающей антенне n; R - оценка ковариационной матрицы принятого сигнала, усредненная по скремблирующей последовательности, и p_n - импульсная характеристика канала для передающей антенны n. Вектор p_n содержит импульсную характеристику для всех приемных антенн.

Решение уравнения (1) игнорирует тот факт, что помеха множественного доступа подавляется в процессе корреляции с расширяющей последовательностью, тогда как межантенная помеха не подавляется из-за использования той же самой расширяющей последовательности в сигналах, вызывающих межантенную помеху. Другими словами, предыдущее решение не является хорошей аппроксимацией для точной характеристики многопользовательского детектора с линейной минимальной среднеквадратичной ошибкой при использовании множества передающих антенн 1А, 1В.

В отличие от обычного CDMA приемника на основе фильтра с конечной импульсной характеристикой, в CDMA приемнике 10 на фиг.1 и 2 коэффициенты для эквалайзеров 14А, 14В, которые вычисляются и выдаются блоком 18 повторного вычисления, имеют вид:

где v_n - вектор, содержащий L коэффициентов фильтра для эквалайзера 14А или 14В, который назначен передающей антенне n; N - общее количество передающих антенн базовой станции; E_d,m - энергия на элементарную посылку для полезного физического канала от передающей антенны m; G_d - коэффициент расширения для полезного физического канала; Е_T,m - полная энергия на элементарную посылку для полезного физического канала от передающей антенны m; ()^H представляет собой функцию Эрмита, то есть сопряженную транспозицию аргумента.

Члены в уравнении (2) выделяют межантенную помеху, которая не подавлена при корреляции из-за использования той же самой расширяющей последовательности, и удаляют ортогональный сигнальный компонент, который полностью подавляется при корреляции из-за использования ортогональных расширяющих последовательностей.

Существуют различные способы реализации настоящего изобретения. Например, коэффициенты эквалайзера могут обновляться непрерывно с использованием алгоритмов на основе метода наименьших квадратов (LMS) или рекурсивного метода наименьших квадратов (RLS). Адаптация коэффициентов эквалайзера может выполняться со скоростью следования символов на выходе группы 20А или 20В корреляторов, которые назначены полезному физическому каналу. Отметим, что аналогичный тип адаптивной реализации был предложен для канального эквалайзера w_n в случае одной передающей антенны базовой станции (см. F.Petre, M.Moonen, M.Engels, В.Gyselinckx, H.De Man, "Pilot-aided adaptive chip equalizer receiver for interference suppression in DS-CDMA forward link," in Proc. IEEE Vehic. Techn. Conf., Boston, USA, Sept. 2000, vol.1, p.303-308), но не для системы с множеством передающих антенн.

В еще одном варианте выполнения блока 18 повторного вычисления коэффициентов, изображенном на фиг.2, коэффициенты v_n эквалайзера могут вычисляться периодически, например один раз на интервал времени передачи (TTI) высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии (HSDPA), или один раз на слот, или с любой скоростью, меньшей скорости следования символов. Коэффициенты v_n эквалайзера могут быть вычислены различными способами на основе оценок R, р_n, Е_d,m и Е_T,m. Альтернативно, коэффициенты v_n эквалайзера могут быть вычислены из оценок w_n, p_n, E_d,m и Е_T,m.

Вышеупомянутый высокоскоростной пакетный доступ по нисходящей линии (HSDPA) представляет собой пакетно ориентированную услугу с передачей данных со скоростью до 8-10 Мбит/с (и 20 Мбит/с для MIMO систем) с шириной полосы 5 МГц по нисходящей линии широкополосной CDMA. Осуществление такого пакетного доступа включает краткий 2-миллисекундный интервал времени передачи, адаптивную модуляцию и кодирование (АМС), MIMO, гибридный автоматический запрос (HARQ), быстрый поиск соты и усовершенствованную конструкцию приемника. В спецификациях стандарта 3GPP, выпуск 4, предложена эффективная поддержка услуг на основе протокола Интернета (IP), обеспечивающая предложение услуг через все базовые сети связи с протоколом IP, a спецификации выпуска 5 посвящены высокоскоростному пакетному доступу HSDPA, обеспечивающему скорость передачи данных приблизительно до 10 Мбит/с для поддержки мультимедийных услуг на основе пакетной передачи данных. Выпуск 6 стандарта 3GPP касается MIMO систем, которые, как ожидается, обеспечат скорость передачи данных до 20 Мбит/с. Высокоскоростной пакетный доступ HSDPA основан на выпуске 99 стандарта для широкополосных CDMA систем и обладает обратной совместимостью с ними.

Широкополосный CDMA приемник 10 подавляет как межантенную помеху, так и помеху множественного доступа, причем так, что подавление межантенных помех и помех множественного доступа сбалансировано в отношении их отрицательного влияния на оценку символов. Это является важным отличием от известных решений для приемника сопоставимой сложности, в которых игнорируется либо межантенная помеха, либо помеха множественного доступа. В результате приемник 10 менее чувствителен к помехам множественного доступа, чем другие MIMO приемники. Улучшенный эквалайзер приемника 10 позволяет использовать или более высокую скорость передачи данных для конечного пользователя в частотно-селективных каналах, например в будущих версиях стандарта 3GPP с высокоскоростным пакетным доступом HSDPA, или, альтернативно, позволяет более эффективно использовать радиочастотные ресурсы.

Как было отмечено выше, приемник 10 может быть реализован или на уровне элементарной посылки (чипа), или на уровне символа (как имеет место для линейного канального эквалайзера), что обеспечивает большую гибкость в реализации. Реализация со скоростью следования символов приводит к более низкой сложности вычислений, когда для передачи используется только ограниченное количество физических каналов.

Эквалайзер приемника 10 может использоваться в качестве приемного терминала пользователя в реализациях высокоскоростного пакетного доступа HSDPA и в тех реализациях, в которых используется множество передающих и приемных антенн. Эквалайзер приемника 10 может также использоваться в сочетании с архитектурами пространственно-временного разноса передачи (STTD).

В этом отношении следует отметить, что использование эквалайзера с системой пространственно-временного разноса передачи (STTD) не требует изменения уравнения 2. Символы, переданные из множества антенн с пространственно-временным разносом передачи, обнаруживают так, как если бы они были без пространственно-временного разноса передачи. Однако в случае системы STTD на фиг.2 был бы дополнительный блок после приемника 10, причем для выполнения соответствующего суммирования в этом дополнительном блоке использовался бы выходной сигнал мягкой оценки символа из приемника 10 (см. также фиг.3). Эквалайзер также может использоваться аналогичным образом с так называемой архитектурой двойного пространственно-временного разноса передачи (D-STTD) (см., например, "Improved Double-STTD schemes using asymmetric modulation and antenna shuffling", TSG-RAN Working Group 1 meeting #20, May 21-25, 2001, Busan, Korea, TSRG1#20(01)-0459).

В качестве примера на фиг.3 показан вариант использования настоящего изобретения в приемнике STTD или D-STTD 30 с N передающими антеннами и тремя обнаруженными физическими каналами. Блок 16 оценки канала и блок 18 периодического повторного вычисления коэффициентов эквалайзера могут иметь такую же конструкцию, как на фиг.2, и могут работать так, как описано выше в связи с уравнением 2 и соответствующим описанием. Сигналы с выходов корреляторов 20А, 20В поступают в сумматор STTD или D-STTD 32, а суммарный сигнал с его выхода поступает в канальный декодер 34.

Обычно, например, эквалайзер согласно настоящему изобретению может с относительно небольшими изменениями использоваться в существующих системах в качестве оконечного приемника всех сотовых CDMA сетей с расширением методом прямой последовательности (DS), в которых используется множество передающих и приемных антенн и используются ортогональные расширяющие последовательности.

Кроме того, это изобретение функционирует с ортогональными или неортогональными пространственно-временными кодами.

Приемник 10, который содержит усовершенствованный эквалайзер, может быть реализован аппаратными средствами, например в проблемно ориентированной интегральной схеме (ASIC) или программируемой интегральной схеме (FPGA), программным обеспечением, выполняемым процессором общего назначения или, более предпочтительно, процессором цифровой обработки сигналов (DSP) или комбинацией аппаратных средств и программного обеспечения.

Выше на не ограничивающих изобретение примерах было дано полное и информативное описание способа и устройства, предпочтительных, с точки зрения заявителя, для реализации изобретения в настоящее время. Однако из настоящего описания с соответствующими чертежами, а также из формулы изобретения специалистам в данной области техники будут очевидны различные возможные изменения и адаптации. Например, использование более двух передающих антенн может быть достигнуто при модификации уравнения (2) и использовании другого количества физических каналов. Однако все такие и аналогичные модификации остаются в объеме настоящего изобретения.

Кроме того, некоторые из признаков настоящего изобретения можно с выгодой использовать без соответствующего использования других признаков. При этом предыдущее описание следует рассматривать только как иллюстрацию принципов настоящего изобретения, а не в качестве ограничения.

Изобретение относится к системам беспроводной связи. Технический результат заключается в улучшении рабочих характеристик приемника при приемлемой сложности его реализации. Эквалайзерная структура, работающая на уровне элементарной посылки или символа, для системы с множеством передающих и приемных антенн подходит для использования на нисходящей линии системы WCDMA. Эквалайзерная структура учитывает различие природы межантенных помех и помех множественного доступа и подавляет как те, так и другие. Использование архитектуры CDMA приемника согласно настоящему изобретению обеспечивает повышение скорости передачи данных для конечного пользователя. Архитектура CDMA приемника может также использоваться в сочетании с системной архитектурой пространственно-временного разноса передачи (STTD). 4 н. и 29 з.п. ф-лы, 3 ил.

1. Приемник сигналов множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA), имеющий входной узел, соединенный с множеством S приемных антенн, которые принимают сигналы от множества N передающих антенн, содержащий

J корреляторов, выдающих мягкие решения относительно символа, где J=N·(количество обнаруженных физических каналов); N эквалайзеров, каждый из которых имеет вход, соединенный с указанным входным узлом, и выход, соединенный с таким количеством корреляторов из указанных J корреляторов, сколько обнаружено физических каналов; блок оценки канала, имеющий вход, соединенный с указанным входным узлом, и N выходов, выдающих оценку канала для каждой из указанных передающих антенн; и

блок вычисления коэффициентов для каждого из указанных N эквалайзеров, имеющий первый вход, соединенный с указанным входным узлом, вторые входы, соединенные с указанными N выходами указанного блока оценки канала, и третьи входы для приема оценок энергии принятой элементарной посылки, приходящейся на передающую антенну, причем указанный блок так вычисляет указанные коэффициенты, что указанные эквалайзеры одновременно подавляют межантенные помехи и помехи множественного доступа так, что подавление межантенных помех и помех множественного доступа сбалансировано в отношении их негативного влияния на оценки символов.

где v_n - вектор, содержащий L коэффициентов фильтра для эквалайзера, который назначен передающей антенне n; R - оценка ковариационной матрицы принятого сигнала, усредненная по скремблирующей последовательности; E_d,_m, - принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m; G_d - коэффициент расширения для физического канала; Е_T,_m - полная принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m; ()^H - функция Эрмита, р_n - импульсная характеристика канала для передающей антенны n, где вектор р_n содержит импульсную характеристику для всех приемных антенн.

формирование оценки канала для каждой из указанных передающих антенн; и

определение коэффициентов для каждого из указанных N эквалайзеров в соответствии с сигналами, поступающими в указанный входной узел, указанными оценками канала и оценками принятой энергии элементарной посылки, приходящейся на передающую антенну, причем указанные коэффициенты управляют эквалайзерами для одновременного подавления межантенных помех и помех множественного доступа так, что подавление межантенных помех и помех множественного доступа сбалансировано в отношении их негативного влияния на оценки символов.

где v_n - вектор, содержащий L коэффициентов фильтра для эквалайзера, который назначен передающей антенне n; R - оценка ковариационной матрицы принятого сигнала, усредненная по скремблирующей последовательности; E_d,m, - принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m; G_d - коэффициент расширения для физического канала; Е_T,m - полная принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m, ()^Н - функция Эрмита, р_n - импульсная характеристика канала для передающей антенны n, где вектор р_n содержит импульсную характеристику для всех приемных антенн.

J корреляторных средств для выдачи мягких решений относительно символов, где J=N·(количество обнаруженных физических каналов); N эквалайзерных средств, каждое из которых имеет вход, соединенный с указанным входным узлом, и выход, соединенный с таким количеством корреляторных средств из указанных J корреляторных средств, сколько обнаружено физических каналов;

средство оценки канала, имеющее вход, соединенный с указанным входным узлом, и N выходов, выдающих оценку канала для каждой из указанных передающих антенн; и

средство определения коэффициентов для каждого из указанных N эквалайзеров, имеющее первый вход, соединенный с указанным входным узлом, вторые входы, соединенные с указанными N выходами указанного канального средства оценки, и третьи входы для приема оценки принятой энергии элементарной посылки, приходящейся на передающую антенну, причем указанное средство определения коэффициентов определяет указанные коэффициенты так, что управляет эквалайзерными средствами для одновременного подавления межантенных помех и помех множественного доступа так, что подавление межантенных помех и помех множественного доступа сбалансировано в отношении их негативного влияния на оценки символов.

где v_n - вектор, содержащий L коэффициентов фильтра для эквалайзерных средств, который назначен передающей антенне n; R - оценка ковариационной матрицы принятого сигнала, усредненная по скремблирующей последовательности; E_d,m, - принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m; G_d - коэффициент расширения для физического канала; E_T,_m - полная принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m, ()^H - функция Эрмита, р_n - импульсная характеристика канала для передающей антенны n, где вектор р_n содержит импульсную характеристику для всех приемных антенн.

формирование оценки канала для каждой из указанных передающих антенн; и

определение коэффициентов для каждого из указанных N эквалайзеров в соответствии с сигналами, поступающими на указанный входной узел, указанными оценками канала и оценками принятой энергии элементарной посылки, приходящейся на передающую антенну, причем указанные коэффициенты управляют эквалайзерами для одновременного подавления межантенных помех и помех множественного доступа так, что подавление межантенных помех и помех множественного доступа сбалансировано в отношении их негативного влияния на оценки символов.

где v_n - вектор, содержащий L коэффициентов фильтра для эквалайзера, который назначен передающей антенне n; R - оценка ковариационной матрицы принятого сигнала, усредненная по скремблирующей последовательности; E_d,_m, - принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m; G_d - коэффициент расширения для физического канала; Е_Т,m - полная принятая энергия на элементарную посылку для физического канала от передающей антенны m; ()^H - функция Эрмита, р_n - импульсная характеристика канала для передающей антенны n, где вектор р_n содержит импульсную характеристику для всех приемных антенн.