СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ Российский патент 2008 года по МПК G01R23/00 

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для измерения частоты синусоидальных сигналов в информационно-измерительных устройствах.

Задача измерения частоты синусоидальных сигналов постоянно привлекает внимание исследователей в связи с ее фундаментальной значимостью при оценке параметров периодических сигналов, смешанных с шумом, для извлечения информации о доплеровском сдвиге в задачах связи, навигации и радиолокации [1-3].

Известен ряд способов измерения частоты синусоидальных сигналов [4-7], однако они не являются статистически оптимальными с точки зрения измерения частоты синусоидальных сигналов на фоне шумов [8, 9].

Известен ряд способов измерения частоты синусоидальных сигналов [8, 10, 11], основанных на использовании преобразования Фурье, при которых за оценку частоты синусоидального сигнала принимается аргумент максимума спектральной плотности мощности (СПМ) смеси сигнала с шумом. Указанные способы измерения частоты являются статистически оптимальными с точки зрения измерения частоты синусоидальных сигналов на фоне шумов [8, 9]. Однако данные способы требуют больших вычислительных затрат, связанных с осуществлением одного или нескольких преобразований Фурье, что не позволяет получать оценку частоты в масштабе времени, близком к реальному.

Известен способ измерения частоты синусоидальных сигналов [12-14] основанный на использовании разностно-фазовой статистики сигнала, который также является статистически оптимальным с точки зрения измерения частоты синусоидальных сигналов на фоне шумов [12, 13], достигающий при больших объемах выборки данных нижней границы Крамера-Рао. Способ [14] является существенно более вычислительно эффективным, чем способы [8, 10, 11], так как не требует осуществления преобразований Фурье, наиболее близок к предлагаемому и поэтому принят за прототип.

Согласно этому способу:

1) получают текущую фазу сигнала, как аргумент комплексного числа, в качестве действительной части которого используют синфазные отсчеты, а в качестве мнимой - квадратурные отсчеты, преобразованных в цифровую форму, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала;

2) получают разности ψ_k смежных текущих фаз сигнал;

3) формируют двухкомпонентный вектор состояния a(k)=[a₁(k),a₂(k)]^T, компоненты которого задают рекуррентными выражениями

4) определяют оценку частоты сигнала в соответствии с формулой:

где f_s - частота выборки отсчетов сигнала.

Устройство-прототип [14] содержит подключенные к его входу, через две параллельные цепочки последовательно соединенных перемножителя, фильтра нижних частот (ФНЧ) и аналого-цифрового преобразователя (АЦП), соответствующие входы постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), при этом вторые входы перемножителей связаны с общим источником синусоидального сигнала, у первого перемножителя - непосредственно, а у второго перемножителя - через фазовращатель, выход ПЗУ соединен с входом устройства вычитания, между вычитающим входом которого и выходом ПЗУ включен элемент памяти, а тактирующие входы обоих АЦП подключены к общему тактовому генератору (ТГ), к выходу устройства вычитания подключены первое и второе арифметические устройства (АУ), между выходами и вторыми входами которых включены соответственно второй и третий элементы памяти, третьи входы обоих АУ через счетчик соединены с тактовым генератором, между выходами первого и второго АУ включено второе устройство вычитания, выходной сигнал которого пропорционален измеряемой частоте сигнала, при этом первое АУ функционирует в соответствии с выражением

а второе АУ - в соответствии с другим выражением

где ψ_k - разность смежных текущих фаз сигнала с выхода ПЗУ, а₁(k) и a₁(k-1) - текущее и предшествующее значения, соответственно, первой компоненты вектора состояния с выхода первого АУ, a₂(k) и a₂(k-1) - текущее и предшествующее значения второй компоненты вектора состояния с выхода второго АУ, k - индексная переменная k=1, 2, ..., формируемая счетчиком по тактам тактового генератора, означающая порядковый номер текущей разности фаз ψ_k.

Однако так же, как и у аналогов [8, 10-13], у статистически оптимального, с точки зрения измерения частоты синусоидальных сигналов на фоне шумов [12, 13], способа-прототипа [14] при измерении частоты коротких пакетов синусоидальных сигналов точность измерений ограничена нижней границей Крамера-Рао [12, 13]

где var(₀) - дисперсия (или квадрат среднеквадратической ошибки) измеряемой частоты, f_s - частота выборки сигнала, SNR - входное отношение сигнал/шум, N - количество отсчетов, используемых при измерении частоты, для сигнала длительностью Т, равной целой части Т·f_s.

Кроме того, ряд систем работают с когерентными пакетами синусоидального сигнала, когда в паузах между пакетами сигнал отсутствует либо присутствуют излучения других источников. Такие режимы работы имеют место в когерентных РЛС [15, 23, 24] и в пакетных системах связи, например в системе сотовой связи GSM [25]. В этих случаях оценка частоты сигнала способом-прототипом производится только по одному отдельному пакету сигнала и при этом не используется когерентность пакетов сигнала. Проблема с применением способа-прототипа может также возникнуть в других системах беспроводной связи в условиях замирания сигнала.

Техническим результатом изобретения является повышение точности измерения частоты синусоидальных сигналов на фоне шумов за счет синтеза статистически оптимального, вычислительно эффективного оценивания для когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов.

Технический результат достигают тем, что в способе измерения частоты синусоидальных сигналов, включающем получение текущей фазы сигнала, как аргумента комплексного числа, в качестве действительной части которого используют синфазные отсчеты, а в качестве мнимой - квадратурные отсчеты, преобразованных в цифровую форму, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала, получение разностей ψ_i смежных текущих фаз сигнала, где i=1, 2, ... - индексная переменная, означающая порядковый номер текущей разности фаз ψ_i, согласно изобретению накапливают блоки данных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N, пропускают L отсчетов, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала, накапливают вторые блоки данных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N, последовательно объединяют накопленные блоки данных синфазных отсчетов в один блок данных длиной 2N, а накопленные блоки данных квадратурных отсчетов - в другой блок данных длиной 2N, для объединенных блоков синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, каждый длиной 2N, по каждой паре синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, соответствующих одному моменту времени, получают текущие фазы сигнала, из которых формируют (2N-1) разность ψ_i смежных текущих фаз объединенного сигнала, для последовательных текущих разностей фазы сигнала ψ_i, i=1, 2, ..., (2N-V), полученных по выборке из объединенных 2N синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, формируют весовую функцию в соответствии со следующим выражением

а оценку частоты сигнала определяют в соответствии с формулой

где f_s - частота выборки отсчетов сигнала.

Другим техническим результатом изобретения является повышение точности измерения приращения фазы синусоидальных сигналов, для когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов.

Технический результат достигают тем, что в способе измерения частоты синусоидальных сигналов согласно изобретению дополнительно определяют функцию приращения фазы сигнала в соответствии со следующим выражением

Другим техническим результатом изобретения является устройство для реализации способа измерения частоты синусоидальных сигналов, повышающее точность измерения частоты за счет использования статистически оптимального, вычислительно эффективного оценивания для когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов.

Технический результат достигают тем, что в устройстве для реализации способа измерения частоты синусоидальных сигналов, к входу которого подключены две параллельные цепочки последовательно соединенных перемножителя, фильтра нижних частот (ФНЧ) и аналого-цифрового преобразователя (АЦП), при этом вторые входы перемножителей связаны с общим источником синусоидального сигнала, у первого перемножителя - непосредственно, а у второго перемножителя - через фазовращатель, выход постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), формирующего текущую фазу сигнала, соединен с входом устройства вычитания, между вычитающим входом которого и выходом ПЗУ включен элемент памяти, а тактирующие входы обоих АЦП подключены к общему тактовому генератору (ТГ), соединенному также со счетчиком, формирующим на выходе индексную переменную i=1, 2, ..., к выходу устройства вычитания подключено арифметическое устройство (АУ), при этом на выходе устройства вычитания формируют последовательные текущие разности ψ_i, i=1, 2, ... фазы сигнала по выборке из квадратурных отсчетов, согласно изобретению второй вход АУ подключен к выходу второго ПЗУ, третий вход АУ соединен с устройством управления, к выходам первого и второго АЦП, соответственно, подключены первый и второй входы первого ПЗУ через соответствующие последовательно соединенные коммутатор и буферное оперативное запоминающее устройство (БОЗУ), каждое из которых содержит 2N элементов памяти и связано так же, как и АУ с устройством управления, управляющие входы коммутаторов соединены со счетчиком через устройство управления, вход сброса счетчика связан с ТГ через другой управляющий выход устройства управления, при этом АУ, выходной сигнал которого пропорционален измеряемой частоте сигнала, функционирует в соответствии с выражением

где f_s - частота ТГ, а второе ПЗУ формирует весовую функцию из (2N-1) коэффициента согласно следующей формуле

Другим техническим результатом изобретения является устройство для реализации способа, повышающее точность измерения приращения фазы синусоидальных сигналов, для когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов.

Технический результат достигают тем, что в устройстве для реализации способа измерения частоты синусоидальных сигналов согласно изобретению к выходу АУ дополнительно подключено второе АУ, вторым входом связанное со счетчиком, через дополнительный выход устройства управления, при этом выходной сигнал второго АУ пропорционален функции приращения фазы сигнала в соответствии со следующим выражением

На фиг.1 представлена структурная схема устройства, в котором реализуется предложенный способ измерения частоты синусоидальных сигналов.

На фиг.2 представлена структурная схема другого варианта устройства, в котором реализуется предложенный способ измерения частоты синусоидальных сигналов.

При совместной обработке когерентных пакетов синусоидальных сигналов необходимо исключать из обработки сигналы других источников, присутствующих в паузах между пакетами. Для этого требуется пропускать отсчеты данных в период паузы в излучении источника, частота которого измеряется.

Согласно предлагаемому способу измерения частоты синусоидальных сигналов:

1) накапливают блоки данных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N преобразованных в цифровую форму, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала;

2) пропускают L отсчетов, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала;

3) накапливают вторые блоки данных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N;

4) последовательно объединяют накопленные блоки данных синфазных отсчетов в один блок данных длиной 2N, а накопленные блоки данных квадратурных отсчетов - в другой блок данных длиной 2N;

5) для объединенных блоков синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, каждый длиной 2N, по каждой паре синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, соответствующих одному моменту времени, получают текущие фазы сигнала, как аргумент комплексного числа, в качестве действительной части которого используют соответствующие синфазные отсчеты, а в качестве мнимой - соответствующие квадратурные отсчеты, преобразованных в цифровую форму, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала;

6) из полученных текущих фаз сигнала формируют (2N-1) разность ψ_i смежных текущих фаз объединенного сигнала, для последовательных текущих разностей фазы сигнала ψ_i, i=1, 2, ..., (2N-1), полученных по выборке из объединенных 2N синфазных и квадратурных отсчетов сигнала;

7) формируют весовую функцию в соответствии со следующим выражением

8) определяют оценку частоты сигнала в соответствии с формулой

где f_s - частота выборки отсчетов сигнала.

Полученная, таким образом, оценка частоты сигнала является наилучшей в среднеквадратическом смысле оценкой для когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов.

Покажем это.

Рассмотрим прием когерентных пакетов синусоидального сигнала, когда в паузе между пакетами источник не излучает, как это, например, имеет место при приеме сигналов когерентных импульсных радаров [15, 23, 24] и в системах связи с временным доступом [3, 25].

При этом исходными данными служит выборка сигнала, включающего два пакета комплексной синусоиды, модель которой имеет вид

где z_t=ζ_Rt+j·ζ_It - выборка из белой гауссовой последовательности с нулевым средним и дисперсией σ² _Z. Как видно из (1), выборка сигнала состоит из двух пакетов сигнала, включающих по N точек каждый, разделенных пропуском из L точек. Исходные данные можно понимать как произведение отрезка комплексной синусоиды, продолжительностью t=0,1, ..., 2N+L-1 с временным окном, в котором пропущено L точек сигнала.

Следующие определения аналогичные приведенным в [12], относятся к каждому отдельному моменту t и переносятся автоматически (независимо от особенностей пакетной структуры), для исходного сигнала имеем

где введена комплексная случайная последовательность

имеющая среднее и дисперсию Е{ξ_t}=0, var{ξ_t}=σ² _z/A², соответственно. Тогда (2) можно тождественно переписать в виде

Как показано в [12], текущую фазу сигнала (4) можно представить как

Если определить разностно-фазовую измерения для данных (1), то получим следующую последовательность

Пусть неопределенность в искомой частоте достаточно мала по сравнению с продолжительностью пропуска между пакетами

Данное предположение оправдано в большинстве практических случаев (локаторы с синтезированной апертурой, когерентные доплеровские РЛС и др. [3, 15-16, 18]), тем более при двухэтапной обработке, когда на первом этапе оценивается частота по одиночным пакетам, исходный сигнал переносится на полученную оценку, а на втором этапе уточняется лишь малая (в пределах погрешности начальной оценки) поправка ω₀, для которой условие (7) менее ограничительно.

С учетом определения (5) модель измерений можно записать в векторном виде

где вектор измерений ψ∈=R^2N-1, а его компоненты определены левыми частями (6), 1 - вектор из N-1 единицы, η∈R^2N-1 - случайный вектор, компоненты которого заданы в правых частях (6) в скобках [•]. Для компонент η, учитывая (5), можно показать

Таким образом, несмотря на пакетную структуру исходного сигнала, вид ковариационной матрицы С=E{ηη^T} сохраняется аналогичным тому, который приведен в [12], и позволяет произвести обращение матрицы в явном виде. Учитывая, что порядок С равен 2N-1, для элементов обратной матрицы С^-1 имеем

где

Оптимальная (в смысле минимума дисперсии) несмещенная оценка для модели (8) при условиях (9) имеет вид [9]

где В - матрица с элементами В_mn, нормированная на постоянный коэффициент обратная ковариационная матрица. Выражение (13) определяет искомую оценку частоты, однако специальный вид входящих в нее матриц позволяет получить в явном виде тождественное соотношение

где v^T(N,L) - ненормированная весовая функция, a V(N,L) - нормирующий сомножитель, и обе величины однозначно определяются параметрами структуры исходного сигнала (N,L).

Если обозначить как В_n n-й столбец матрицы В, то n-я компонента (1≤n≤2N-1) ненормированной весовой функции может быть определена как

Нормирующий множитель из (11,12) определим как

Последнее слагаемое в (16) равно

тогда из (16) для нормирующего сомножителя в (14) окончательно имеем

Поскольку значение оценки (12) тождественно совпадает с оценкой (11), то с использованием соотношений (13, 15) можно показать, что дисперсия искомой оценки частоты (11) для выборки сигнала, включающего два пакета комплексной синусоиды, равна

дисперсия искомой оценки частоты равна (для частоты выборки равной единице)

Дисперсия оценки частоты для способа-прототипа, где при измерении используется только один пакет сигнала, для частоты выборки, равной единице, как показано в [12-14], равна

Отношение K дисперсий оценки частоты (17) и (18) для предложенного способа и способа-прототипа показывает

что точность измерения частоты синусоидальных сигналов предложенным способом более чем в раз лучше точности измерений способа-прототипа.

При достаточно больших N и L=kN

То есть даже при k=1 точность измерения частоты синусоидальных сигналов предложенным способом более чем в раз лучше точности измерений, получаемой при использовании способа-прототипа.

Если при использовании способа-прототипа независимо использовать оба пакета сигнала, то за счет усреднения двух оценок частоты дисперсию оценки частоты (18) можно снизить в два раза, при этом на том же объеме данных предложенный способ превзойдет прототип по точности более чем в за счет учета на интервале измерения когерентности обоих пакетов синусоидальных сигналов.

Предложенный способ измерений позволяет также посредством прямого интегрирования в дискретном времени получать оценку функции приращения фазы сигнала в соответствии со следующим выражением

что и используется во втором варианте предлагаемого способа.

Оценка функции приращения фазы сигнала нужна, в частности, в приложениях, связанных с обработкой речевых сигналов [18, 19], когда необходимо восстановление однозначной функции фазы (в зарубежной литературе для обозначения такой операции над сигналом используется термин «unwrapping»), являющейся в общем случае разрывной 2π-периодической функцией.

Известен ряд способов для оценки функции приращения фазы сигнала [20-22], однако они не дают однозначного восстановление функции фазы в условиях дребезга скачка фазы на 2π при умеренных отношениях сигнал/шум [15, 18-22]. Поскольку предложенный способ, синтезированный для работы при умеренных отношениях сигнал/шум, обеспечивает более высокую точность оценивания, он может обеспечить и более точное восстановление однозначной функции фазы посредством прямого интегрирования в дискретном времени величины с использованием выражения (21) с исключением влияния дребезга скачка фазы на 2π.

Согласно второму варианту предлагаемого способа измерения частоты синусоидальных сигналов:

1) накапливают блоки данных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N преобразованных в цифровую форму, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала;

2) пропускают L отсчетов, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала;

3) накапливают вторые блоки данных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N;

4) последовательно объединяют накопленные блоки данных синфазных отсчетов в один блок данных длиной 2N, а накопленные блоки данных квадратурных отсчетов - в другой блок данных длиной 2N;

5) для объединенных блоков синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, каждый длиной 2N, по каждой паре синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, соответствующих одному моменту времени, получают текущие фазы сигнала, как аргумент комплексного числа, в качестве действительной части которого используют соответствующие синфазные отсчеты, а в качестве мнимой - соответствующие квадратурные отсчеты, преобразованных в цифровую форму, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала;

6) из полученных текущих фаз сигнала формируют (2N-1) разность ψ_i смежных текущих фаз объединенного сигнала, для последовательных текущих разностей фазы сигнала ψ_i, i=1, 2, ..., (2N-1), полученных по выборке из объединенных 2N синфазных и квадратурных отсчетов сигнала;

7) формируют весовую функцию в соответствии со следующим выражением

8) определяют оценку частоты сигнала в соответствии с формулой

где f_s - частота выборки отсчетов сигнала;

9) определяют функцию приращения фазы сигнала в соответствии со следующим выражением

Устройство, реализующее предложенный способ измерения частоты синусоидальных сигналов (см. фиг.1), содержит подключенные к его входу две параллельные цепочки последовательно соединенных перемножителя (П) 1, фильтра нижних частот (ФНЧ) 2 и аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 3 и, соответственно, из перемножителя 4, ФНЧ 5, АЦП 6. Вторые входы перемножителей 1 и 4 связаны с общим источником синусоидального сигнала (ОИСС) 7, у перемножителя 1 - непосредственно, а у перемножителя 4 - через фазовращатель (ФВ) 8. Выход постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) 9, формирующего текущую фазу сигнала, соединен с входом устройства вычитания (В) 10. Между вычитающим входом устройства 10 и выходом ПЗУ 9 включен элемент памяти (ЭП) 11. Тактирующие входы обоих АЦП 3 и 6 подключены к общему тактовому генератору (ТГ) 12, соединенному также со счетчиком (СЧ) 13, на выходе которого формируется индексная переменная i=1, 2, .... К выходу устройства вычитания 10 подключено арифметическое устройство (АУ) 14, при этом на выходе устройства 10 формируют последовательные текущие разности ψ_i, i=1, 2, ... фазы сигнала по выборке из квадратурных отсчетов. Согласно изобретению второй вход АУ 14 подключен к выходу второго ПЗУ 15. Третий вход АУ 14 соединен с устройством управления (УУ) 16. К выходу первого АЦП 3 подключен первый вход ПЗУ 9 через последовательно соединенные коммутатор (К) 17 и буферное оперативное запоминающее устройство (БОЗУ) 18. К выходу второго АЦП 6 подключен второй вход ПЗУ 9 через последовательно соединенные коммутатор 19 и БОЗУ 20. Оба БОЗУ 18 и 20 содержат 2N элементов памяти. Оба БОЗУ 18 и 20 связаны так же, как и АУ 14, с УУ 16. Управляющие входы коммутаторов 17 и 19 соединены со счетчиком 13 через УУ 16. Вход сброса счетчика 13 связан с ТГ 12 через другой управляющий выход УУ 16. АУ 14, выходной сигнал которого пропорционален измеряемой частоте сигнала, функционирует в соответствии с выражением

где f_s - частота ТГ 12, а второе ПЗУ формирует весовую функцию из (2N-1) коэффициента согласно следующей формуле

В другом варианте описанного выше устройства (см. фиг.2) к выходу АУ 14 дополнительно подключено второе АУ 21. Второй вход АУ 21 связан со счетчиком 13 через дополнительный выход УУ 16, при этом выходной сигнал второго АУ пропорционален функции приращения фазы сигнала в соответствии со следующим выражением

Первый вариант предлагаемого устройства (см. фиг.1), реализующего способ измерения частоты синусоидальных сигналов, работает следующим образом.

Сигнал в смеси с шумом с входа устройства подается на первые входы перемножителей 1, 4. В продуктах перемножения входного сигнала с сигналом ОИСС 7, частота которого равна центральной частоте диапазона входных частот сигнала, на выходе перемножителя 1 содержится синфазная составляющая входного сигнала. В продуктах перемножения входного сигнала с сигналом ОИСС 7, развернутым по фазе на 90° фазовращателем 8, на выходе перемножителя 4 содержится квадратурная составляющая входного сигнала. Каждая из указанных составляющих в полосе низких частот, равной полуширине диапазона частот входных сигналов, фильтруется в ФНЧ 2 и 5, соответственно. Далее АЦП 3, тактируемый ТГ 12, преобразует синфазную составляющую входного сигнала в цифровую форму (в синфазные отсчеты), а АЦП 6, тактируемый ТГ 12, преобразует квадратурную составляющую входного сигнала в цифровую форму (в квадратурные отсчеты). По сигналам УУ 16 производится сброс (обнуление) счетчика 13 и открытие коммутаторов 17 и 19 для подачи синфазных и квадратурных отсчетов, соответственно, в БОЗУ 18 и 20. После накопления в БОЗУ 18 и 20 N отсчетов сигнала УУ 16 определяет, что в счетчике 13 содержится число N и со следующего такта ТГ 12 закрывает коммутаторы 17 и 19 и приостанавливает подачу данных в БОЗУ 18 и 20. Как только состояние счетчика становится равным N+L, то со следующего такта ТГ 12 УУ 16 вновь открывает коммутаторы 17, 19 и возобновляет подачу синфазных и квадратурных отсчетов, соответственно, в БОЗУ 18 и 20. После накопления в БОЗУ 18 и 20 2N отсчетов сигнала УУ 16 определяет, что состояние счетчика становится равным 2N+L и со следующего такта ТГ 12 закрывает коммутаторы 17 и 19. Накопленные данные с выходов БОЗУ 18 и 20 подаются в ПЗУ 9. В ПЗУ 9 получают текущую фазу сигнала, как аргумент комплексного числа, в качестве действительной части которого используют синфазные отсчеты, а в качестве мнимой - квадратурные отсчеты. Далее получают разности смежных текущих фаз сигнала ψ_i, как результат вычитания текущей фазы с выхода ПЗУ 9 в устройстве вычитания 10 с предыдущим значением фазы, задержанным в элементе памяти 11.

В первом АУ 14 на основе разности ψ_i смежных текущих фаз сигнала, полученной с выхода устройства вычитания 10, на основе индексной переменной i, поступающей на третий вход АУ 13 от УУ 16, а также на основе коэффициентов весовых функций w(i), получаемых, соответственно, из второго ПЗУ 15 и сформированных согласно выражению

определяют оценку частоты сигнала в соответствии с формулой

Накопление суммы в АУ 14 согласно последней формуле осуществляется по мере роста индексной переменной i, и после поступления в АУ 14 2N-1 разности ψ_i смежных текущих фаз сигнала, оценка частоты сигнала _{из АУ 14 подается на выход предлагаемого устройства.}

Работа второго варианта предлагаемого устройства (фиг.2) отличается от работы первого тем, что во втором АУ 21 на основе оценки частоты сигнала , полученной из АУ 14, и на основе индексной переменной i, подаваемой на второй вход АУ 21 через УУ 16, определяют функцию приращения фазы сигнала в соответствии со следующим выражением

Полученные результаты могут быть использованы, в частности, для повышения точности измерения частоты и других параметров когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов (локаторы с синтезированной апертурой, когерентные доплеровские РЛС и др. [3, 15-16, 18]).

Способ измерения частоты синусоидальных сигналов и устройство для его реализации относятся к технике связи и могут использоваться для измерения частоты синусоидальных сигналов в информационно-измерительных устройствах. Предлагаемый способ позволяет по результатам вычислительно эффективной обработки разностно-фазовой статистики сигнала с использованием оптимального взвешивания данных согласно изобретению повысить точность измерения частоты и других параметров, когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов. В частности, возможно повышение точности измерения параметров сигналов для локаторов с синтезированной апертурой и когерентных доплеровских РЛС. Полученные оценки параметров являются наилучшими в среднеквадратическом смысле оценками. Техническим результатом изобретения является повышение точности измерения частоты синусоидальных сигналов на фоне шумов за счет синтеза статистически оптимального, вычислительно эффективного оценивания когерентных на интервале измерения пакетов синусоидальных сигналов. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 2 ил.

1. Способ измерения частоты синусоидальных сигналов, включающий получение текущей фазы сигнала как аргумента комплексного числа, в качестве действительной части которого используют синфазные отсчеты, а в качестве мнимой - квадратурные отсчеты, преобразованных в цифровую форму, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала, получение разностей Ψ_i смежных текущих фаз сигнала, где i=1, 2, ... - индексная переменная, означающая порядковый номер текущей разности фаз Ψ_i, отличающийся тем, что накапливают блоки данных отфильтрованных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N, пропускают L отсчетов, отфильтрованных составляющих квадратурного разложения сигнала, накапливают вторые блоки данных отфильтрованных синфазных и квадратурных отсчетов сигнала длиной N, последовательно объединяют накопленные блоки данных синфазных отсчетов в один блок данных длиной 2N, а накопленные блоки данных квадратурных отсчетов - в другой блок данных длиной 2N, для объединенных блоков синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, каждый длиной 2N, по каждой паре синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, соответствующих одному моменту времени, получают текущие фазы сигнала, из которых формируют (2N-1) разность Ψ_i, смежных текущих фаз объединенного сигнала, для последовательных текущих разностей фазы сигнала Ψ_i, i=1, 2, ..., (2N-1), полученных по выборке из

объединенных 2N синфазных и квадратурных отсчетов сигнала, формируют весовую функцию в соответствии со следующим выражением

а оценку частоты сигнала определяют в соответствии с формулой

где f_s - частота выборки отсчетов сигнала.

ϕ(i)=2πf₀i.

где f_s - частота ТГ, а второе ПЗУ формирует весовую функцию из (2N-1) коэффициента согласно следующей формуле

где N - количество синфазных и квадратурных отсчетов (их длина), L-количество пропускаемых отсчетов.