СПОСОБ ОБНАРУЖЕНИЯ ОДНОКОНТУРНЫХ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ РАССЕИВАТЕЛЕЙ Российский патент 2011 года по МПК G01S13/74 

Изобретение относится к способам обнаружения параметрических рассеивателей.

Известен по [Радиокомплекс розыска маркеров, патент RU 2108596 С1] способ обнаружения параметрических рассеивателей. Способ позволяет решать задачу обнаружения объектов, в частности людей, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются параметрические рассеиватели. Способ состоит в том, что на объекте поиска предварительно размещается параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаруже6бния объекта поиска.

Данный способ обладает существенным недостатком, а именно недостаточной эффективностью, поскольку либо нет возможности использовать импульсный зондирующий сигнал, либо не обеспечивается когерентный прием рассеянного сигнала. Это связано с тем, что при возбуждении каждого радиоимпульса, рассеянного маркером сигнала на частоте субгармоники, возможны два равновероятных значения фазы, отличающиеся на π [Горбачев П.А. Формирование сигналов системой пассивных субгармонических рассеивателей. // Радиотехника и электроника, 1995, т 40, №11, стр.1606-1610]. В результате рассеянный на субгармонике сигнал не когерентен, даже при когерентном зондирующем сигнале. Кроме того, жесткое соотношение частот принимаемого и зондирующего сигнала ограничивает возможность использования частотного ресурса.

Также известен способ обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей по [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 С2]. Способ состоит в том, что на объекте поиска, а именно на спасательном жилете, предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель. Область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом на частоте f, принимается рассеянный маркером сигнал на частоте субгармоники, равной 0,5f. В случае превышения порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружебния объекта поиска.

Способ не позволяет использовать когерентное накопление сигнала в приемнике, так как фаза генерируемого сигнала на частоте параметрической генерации случайна.

Указанные недостатки преодолены в способе обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей [Ларцов С.В. Зондирующий сигнал для обнаружения параметрических рассеивателей. // «Радиотехника», 2000, №5, стр.8-12]. Метод позволяет решать задачу обнаружения объектов, маркированных с помощью пассивных нелинейных маркеров-ответчиков, в качестве которых используются одноконтурные параметрические рассеиватели.

Этот способ выбран прототипом и заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того, зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₁ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного закона манипуляции, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время, не превышающее τ₁, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же, что и у синхронизирующего радиоимпульса, амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска.

Способ-прототип позволяет обеспечивать когерентное накопление сигнала в приемном устройстве, однако при его реализации для обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей используются синхронизирующие радиоимпульеы на частоте 0,5f, которые являются когерентной помехой радиоприему.

Недостаток прототипа устраняется в предлагаемом способе обнаружения одноконтурных или двухконтурных параметрических рассеивателей, который заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того, зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₁ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного закона манипуляции, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время, не превышающее τ₁, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же что и у синхронизирующего радиоимпульса амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, при этом либо частота высокочастотного заполнения синхронизирующих радиоимпульсов f₁ равна 1,5f, при этом длительность компенсирующего радиоимпульса τ₂ равна времени перекрытия синхронизирующего радиоимпульса и радиоимпульса накачки, либо одновременно и синхронно с синхронизирующим и компенсирующим радиоимпульсами излучаются дополнительные радиоимпульсы с частотой высокочастотного заполнения f₃, с постоянной фазой, и такой же формой, как у излучаемых одновременно с ними синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов, при этом частота одного из комбинационных нелинейных продуктов, образованного сигналами на частотах f₁ и f₃, равна 0,5f, а длительность компенсирующего радиоимпульса τ₂ равна длительности синхронизирующего радиоимпульса τ₁.

Суть изобретения заключается в том, что устраняется помеховое действие синхронизирующего радиоимпульса, так как он излучается на частоте, отличающейся от 0,5f и не воздействует непосредственно на вход приемника. Это достигается за счет того, что синхронизация происходит от колебания, которое появляется в результате нелинейных искажений непосредственно на нелинейном элементе параметрического рассеивателя, в конструкцию которого принципиально входит нелинейная емкость. Этот синхронизирующий сигнал может быть образован радиосигналом накачки с частотой f и синхронизирующим радиосигналом на частоте f₁=1,5f. Частота их разностного комбинационного нелинейного продукта 1,5f-f=0,5f и равна значению возбуждаемого в параметрическом контуре колебания и будет выступить синхронизирующим колебанием. Другим вариантом формирования синхронизирующего сигнала в результате нелинейных искажений непосредственно на нелинейном элементе параметрического рассеивателя является излучение одновременно с синхронизирующим и компенсирующим радиоимпульсами дополнительных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₃ и с постоянной фазой, и такой же формой, как у излучаемых одновременно с ними синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов, при этом частота одного из комбинационных нелинейных продуктов, образованного сигналами на частотах и равна 0,5f=nf₁±mf₃, где n, m целые числа.

Для устранения нелинейных помех, которые могут возникать при нелинейном рассеивании сигналов на частотах f₁ и f₃ на объектах, содержащих нелинейные компоненты, вслед за синхронизирующим радиоимпульсом излучается компенсирующий радиоимпульс с противоположной фазой.

Предлагаемый способ обнаружения может быть реализован в системе поиска, блок-схема которой представлена на фиг.1, где 1, 2, 3-генераторы синусоидального сигнала, 4, 6 - высокочастотные ключи, 5 - фазово-импульсный модулятор, 7 - генератор тактовых импульсов, 8 формирователь, 9, 10, 11 - усилители радиоимпульсов, 12, 13, 14, 16 - антенны, 15 - параметрический рассеиватель, 17-высокочастотный усилитель, 18-аналого-цифровой преобразователь, 19 - сигнальный процессор, 20 - индикатор.

Выход генератора 1 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 высокочастотного ключа 4. Выход генератора 2 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 фазово-импульсного модулятора 5. Выход генератора 3 синусоидального сигнала соединен с сигнальным входом 1 высокочастотного ключа 5. Выход генератора тактовых импульсов 7 соединен с входом формирователя 8. Выход 1 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 высокочастотного ключа 4. Выход 3 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 фазово-импульсного модулятора 5. Выход 2 формирователя 8 соединен с управляющим входом 2 высокочастотного ключа 6. Выход 4 формирователя 8 соединен с синхронизирующим входом 2 сигнального процессора 19. Выход высокочастотного ключа 4 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 9. Выход фазово-импульсного модулятора 5 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 10. Выход высокочастотного ключа 6 соединен с входом усилителя радиоимпульсов 11. Выходы усилителей радиоимпульсов 9, 10, 11 соединены с входами антенн 12, 13, 14 соответственно. Антенны 12, 13, 14, 16 направлены в направлении параметрического рассеивателя 15. Выход антенны 16 соединен со входом высокочастотного усилителя 17. Выход высокочастотного усилителя 17 соединен со входом аналого-цифрового преобразователя 18. Выход аналого-цифрового преобразователя 18 соединен со входом сигнального процессора 19. Выход сигнального процессора 19 соединен со входом индикатора 20.

Система поиска может работать в 2-х режимах.

При 1-м режиме на объекте поиска предварительно размещается однонтурный параметрический рассеиватель с частотой параметрической генерации 0,5f.

Генератор 1 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 4.

Генератор 2 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте 1,5f, который поступает на сигнальный вход 1 фазово-импульсного модулятора 5.

Генератор тактовых импульсов 7 формирует на своем выходе опорную импульсную последовательность коротких видеоимпульсов, осциллограмма которой представлена на фиг.2, кривая 1.

Опорная импульсная последовательность с выхода генератора тактовых импульсов 7 поступает на вход формирователя 8.

В формирователе 8 формируется последовательность видеоимпульсов тактов работы системы поиска, которая соответствует определенному кодирующему закону. На фиг.2, кривая 2 представлена формируемая пачка видеоимпульсов тактов работы системы поиска, соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов.

На выходе 3 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 фазово-импульсного модулятора 5, последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с периодом повторения Т, представленная на фиг.2, кривая 3. Последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов формируется синхронной к опорной импульсной последовательности и является кодирующей последовательностью. На фиг.2, кривая 3 представлена формируемая пачка видеоимпульсов соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов. Второй видеоимпульс всегда имеет полярность противоположную первому. Длительность второго видеоимпульса короче длительности первого и соответствует времени перекрытия первого синхронизирующего видеоимпульса и видеоимпульса огибающей радиоимпульса сигнала накачки.

На выходе 1 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 4 последовательность огибающих радиоимпульсов сигнала накачки, представленная на фиг.2, кривая 4. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность, период повторения равен Т. Представленная фиг.2, кривая 4 последовательность видеоимпульсов соответствует одной пачке из 3-х видеоимпульсов.

На выходе 4 формирователя 8 формируется и поступает на синхронизирующий вход 2 сигнального процессора 19 опорный короткий видеоимпульс, совпадающий с передним фронтом видеоимпульса огибающей накачки.

На выходе фазово-импульсного модулятора 5 формируется последовательность синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения 1,5f, представленная на фиг.2, кривая 5, которая усиливается в усилители радиоимпульсов 10 и излучается антенной 13 в направлении параметрического рассеивателя 15. Последовательность радиоимпульсов, представленная на фиг.2, кривая 5 соответствует одной пачке радиоимпульсов, которая в свою очередь соответствует бинарной последовательности Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Разным символам соответствует отличающиеся на π фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов.

На выходе высокочастотного ключа 4 формируется последовательность радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f, представленная на фиг.2, кривая 6, которая усиливается усилителем радиоимпульсов 9 и излучается антенной 12 в направлении параметрического рассеивателя 15. Все радиоимпульсы имеют одинаковую начальную фазу. На фиг.2, кривая 6 представлена одна пачка радиоимпульсов.

На параметрическом рассеивателе 15 формируется последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения 0,5f, каждый радиоимпульс которой соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, символы которой соответствуют, отличающимся на π, значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, представленную на фиг.2 кривая 7. Определенным кодирующим законом является бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0».

На фиг.2 кривая 8 представлена последовательность, образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f. Последовательность состоит из парных радиоимпульсов с равной амплитудой и длительностью, но с противоположными фазами высокочастотного заполнения. Общая длительность помеховой последовательности меньше τ.

Последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала от двухконтурного параметрического рассеивателя 15 принимается приемной антенной 16, проходит через высокочастотный усилитель 17 и поступает на вход аналого-цифрового преобразователя 18.

После оцифровки в аналого-цифровом преобразователе 18 последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала обрабатывается в сигнальном процессоре 19, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления принимаемого сигнала, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, которое индицируется на индикаторе 20.

Сигнальный процессор 19 работает в соответствии с алгоритмом, представленным на фиг.3, где 21 - разветвитель, 22, 24 - инверторы, 23 - линия задержки на время, равное периоду следования импульсов Т, 25 - линия задержки на время, равное двум периодам следования импульсов 2Т, 26 - сумматор, 27 - оптимальный фильтр на радиоимпулье, с длительностью τ, 28 - пороговое устройство, 29 - блок определения дальности.

Сигнальный процессор 19 функционирует следующим образом. При помощи разветвителя 21 инверторов 22 и 24, линий задержек 23, 25 и сумматора 26 производится оптимальное когерентное сложение входного сигнала в виде последовательности Баркера из 3-х элементов. Далее сигнал проходит через оптимальный фильтр 27, настроенный на радиоимпульс, с длительностью τ, где детектируется и с выхода 2 оптимального фильтра 27 поступает на сигнальный вход 1 порогового устройства 28. На вход 2 порогового устройства 28 поступает значение порога обнаружения. При превышении сигнала результата детектирования порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска и сигнал об обнаружении с выхода порогового устройства 28 поступает на индикатор 20. Одновременно момент максимума сигнала результата детектирования с выхода 1 оптимального фильтра 27 сравнивается с моментом прихода опорного короткого видеоимпульс с выхода 4 формирователя 8. По разнице времени между моментом максимума сигнала результата детектирования и опорного короткого видеоимпульса определяют дальность до объекта поиска, которая индицируется на индикаторе 20.

Парные радиоимпульсы последовательности, образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f взаимокомпенсируются в оптимальном фильтре 27.

Генератор синусоидального сигнала 3, высокочастотный ключ 6, усилитель радиоимпульсов 11, антенна 14 в 1-м режиме не функционируют.

Для 2-го режима на объекте поиска предварительно размещается, как и во 2-м режиме, однонтурный параметрический рассеиватель с частотой параметрической генерации 0,5f. Соответственно частота высокочастотного заполнения последовательности узкополосных когерентных принимаемых радиоимпульсов рассеянного сигнала равна 0,5f. Отличие этого режима от 1-го режима заключается в том, что функционируют генератор синусоидального сигнала 3, высокочастотный ключ 6, усилитель радиоимпульсов 11, антенна 14. Система поиска в 3-м режиме работает следующим образом.

Генератор 1 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 4.

Генератор 2 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте f₁, при этом f₁ не равна 0,5f. Этот непрерывный сигнал поступает на сигнальный вход 1 фазово-импульсного модулятора 5.

Генератор 3 синусоидального сигнала формирует на своем выходе непрерывный синусоидальный сигнал на частоте зондирующего сигнала f₃, который поступает на сигнальный вход 1 высокочастотного ключа 6. При этом f₃ и f₁ выбирают так, что f₃-f₁=0,5f.

Генератор тактовых импульсов 7 формирует на своем выходе опорную импульсную последовательность коротких видеоимпульсов, осциллограмма которой представлена на фиг.4, кривая 1.

Опорная импульсная последовательность с выхода генератора тактовых импульсов 7 поступает на вход формирователя 8.

На выходе 1 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 4 последовательность огибающих радиоимпульсов сигнала накачки, представленная на фиг.4, кривая 2. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность, период повторения равен Т. Представленная фиг.4, кривая 2 последовательность видеоимпульсов соответствует одной пачке из 3-х видеоимпульсов.

На выходе 2 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 фазово-импульсного модулятора 5, последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с периодом повторения Т, представленная на фиг.4, кривая 3. Последовательность огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов формируется синхронной к опорной импульсной последовательности и является кодирующей последовательностью. На фиг.4, кривая 3 представлена формируемая пачка видеоимпульсов, соответствующая кодовому слову определенного кодирующего закона. В качестве кодового слова определенного кодирующего закона выбрана бинарная последовательность Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Бинарные символы соответствуют разной полярности первых видеоимпульсов. Второй видеоимпульс всегда имеет полярность, противоположную первому. Длительность второго видеоимпульса равна длительности первого видеоимпульса, то есть длительности огибающей синхронизирующего радиоимпульса и видеоимпульса огибающей компенсирующего радиоимпульса равны.

На выходе 3 формирователя 8 формируется и поступает на вход 2 высокочастотного ключа 6 последовательность огибающих дополнительных радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 4. Все видеоимпульсы имеют одинаковую полярность и синхронны с последовательностью огибающих синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов.

На выходе 4 формирователя 8 формируется и поступает на синхронизирующий вход 2 сигнального процессора 19 опорный короткий видеоимпульс, совпадающий с передним фронтом видеоимпульса огибающей накачки.

На выходе высокочастотного ключа 4 формируется последовательность радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f, представленная на фиг.4, кривая 5, которая усиливается усилителем радиоимпульсов 9 и излучается антенной 12. Все радиоимпульсы имеют одинаковую начальную фазу. На фиг.4, кривая 5 представлена одна пачка радиоимпульсов.

На выходе фазово-импульсного модулятора 5 формируется последовательность синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁, представленная на фиг.4, кривая 6, которая усиливается в усилители радиоимпульсов 10 и излучается антенной 13. Последовательность радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 6 соответствует одной пачке радиоимпульсов, которая в свою очередь соответствует бинарной последовательности Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Разным символам соответствует отличающиеся на π фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов.

На выходе фазово-импульсного модулятора 6 формируется последовательность дополнительных радиоимпульсов, представленная на фиг.4, кривая 7. Все радиоимпульсы имеют одинаковую полярность и синхронны с последовательностью синхронизирующих и компенсирующих радиоимпульсов.

На нелинейном элементе параметрического рассеивателя формируется последовательность когерентных двойных радиоимпульсов на частое f₃-f₁=0,5f. При этом первый радиоимпульс соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, символы которой соответствуют отличающимся на π значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, и являются бинарной последовательностью Баркера из 3-х символов «1», «1», «0». Эта последовательность представлена на фиг.4, кривая 8.

На фиг.4 кривая 9 представлена последовательность рассеянных радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения 0,5f.

Образующаяся от помеховых нелинейных рассеивателей на частоте высокочастотного заполнения 0,5f представлена на фиг.4, кривая 10. Последовательность состоит из парных радиоимпульсов с равной амплитудой и длительностью, но с противоположными фазами высокочастотного заполнения. Общая длительность помеховой последовательности меньше т, что обеспечивает их взаимокомпенсацию в приемнике.

Последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала от одноконтурного параметрического рассеивателя 15 принимается приемной антенной 16, проходит через высокочастотный усилитель 17 и поступает на вход аналого-цифрового преобразователя 18.

После оцифровки в аналого-цифровом преобразователе 18 последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала обрабатывается в сигнальном процессоре 19, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления принимаемого сигнала, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, которое индицируется на индикаторе 20.

В качестве генераторов синусоидального сигнала 1, 2, 3 могут быть использованы стандартные генераторы Г4-164. Фазово-импульсный модулятор 5 может быть реализован по [С.А.Дробов, С.И.Бычков Радиопередающие устройства. // Сов.Радио, - M. 1968 г., стр.329-335]. Амплитудные модуляторы 4,6 могут быть реализованы по [С.А.Дробов, С.И.Бычков Радиопередающие устройства. // Сов.Радио, - M. 1968 г., стр.240-277]. В качестве генератора тактовых импульсов 7 может быть использован стандартный генератор Г5-28, формирователь 8 может быть реализован по [В.Г.Гусев, Ю.М.Гусев Электроника. // - М. Высшая школа, 1991, издание 2-е переработанное и дополненное, стр.489-585]. В качестве усилителей радиоимпульсов 9, 10, 11 могут быть использованы усилители от стандартного генератора Г4-128. В качестве антенн 12, 13, 14, 16 могут быть использованы антенны П6-33. Двухконтурный или одноконтурный параметрический рассеиватель может быть изготовлен на основе патента [Нелинейный пассивный маркер - параметрический рассеиватель, патент RU 2336538 С2].

В качестве высокочастотного усилителя 17 может быть использован стандартный малошумящий усилитель МАХ 2640. В качестве аналого-цифрового преобразователя 18 может быть использован АЦП ZET 230, В качестве сигнального процессора 19 может быть использован сигнальный процессор TMS 320 С 2000. В качестве индикатора 20 может быть использован компьютер типа Pentium 4.

Таким образом, предлагаемое техническое решение при обнаружении одноконтурных или двухконтурных параметрических рассеивателей позволяет реализовать взаимокомпенсацию нелинейных помех, возникающих от нелинейных рассеивателей, кроме того, при обнаружении одноконтурных параметрических рассеивателей может быть применена частотная селекция синхронизирующих и дополнительных импульсов.

Изобретение относится к способам обнаружения пассивных маркеров-ответчиков, являющимся вторичными источниками электромагнитного излучения. Достигаемый технический результат - повышение помехоустойчивости. Указанный результат достигается за счет того, что при обнаружении одноконтурных параметрических рассеивателей с собственной частотой параметрического возбуждения 0,5f синхронизирующий радиоимпульс излучается на частоте 1,5f, при этом синхронизация происходит от образовавшегося на нелинейной емкости параметрического рассеивателя разностного комбинационного нелинейного продукта, образованного радиоимпульсами накачки и синхронизирующего сигнала 1,5f-f=0,5f, либо вместе с синхронизирующим сигналом на частоте f2 излучается дополнительный радиоимпульс на частоте f3, при этом один из комбинационных нелинейных продуктов удовлетворяет условию nf±mf=0,5f, где n, m - целые числа. Синхронизирующий и дополнительный радиоимпульсы излучаются одновременно или несколько раньше радиоимпульса накачки. При воздействии этих радиоимпульсов на помеховые нелинейные рассеиватели могут появиться комбинационные нелинейные помехи на частоте принимаемого сигнала 0,5f. Для компенсации этой помехи вслед за синхронизирующем радиоимпульсом на той же частоте излучается компенсирующий радиоимпульс с длительностью, равной времени перекрытия синхронизирующего радиоимпульса и радиоимпульса накачки. Для случая применения дополнительного радиоимпульса он тоже излучается одновременно с компенсирующим радиоимпульсом. 4 ил.

Способ обнаружения одноконтурных параметрических рассеивателей, который заключается в том, что на объекте поиска предварительно размещается одноконтурный параметрический рассеиватель, область пространства, в которой может находиться объект поиска, облучается зондирующим сигналом, формирующим в результате параметрической генерации в одноконтурном параметрическом рассеивателе последовательность пачек узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала, при этом каждая пачка соответствует кодовому слову, а каждый радиоимпульс пачки соответствует символу выбранного закона кодирования, представляющего собой бинарную последовательность, элементы которой соответствуют отличающимся на π, значениям фазы высокочастотного заполнения радиоимпульсов, для этого зондирующий сигнал включает последовательность пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов сигнала накачки с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью импульсов τ, кроме того, зондирующий сигнал включает последовательность узкополосных когерентных синхронизирующих радиоимпульсов с частотой высокочастотного заполнения f₁ и длительностью радиоимпульса τ₁, при этом τ₁ существенно меньше τ, фаза высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса соответствует текущему порядковому символу выбранного закона манипуляции, а передний фронт синхронизирующего импульса совпадает с передним фронтом импульса накачки либо опережает его на время, не превышающее τ₁, после синхронизирующего радиоимпульса излучается компенсирующий радиоимпульс, имеющий такие же что и у синхронизирующего радиоимпульса амплитуду и частоту высокочастотного заполнения, при этом фаза высокочастотного заполнения компенсирующего радиоимпульса отличается на π от фазы высокочастотного заполнения синхронизирующего радиоимпульса, а принимается последовательность узкополосных когерентных радиоимпульсов рассеянного сигнала с частотой высокочастотного заполнения, равной частоте параметрической генерации параметрического рассеивателя 0,5f, при этом производится когерентное накопление по алгоритму, обеспечивающему максимальный уровень когерентного накопления, соответствующего выбранному закону манипуляции, при превышении порога обнаружения принимается решение о наличии в зоне обнаружения объекта поиска, отличающийся тем, что либо частота высокочастотного заполнения синхронизирующих радиоимпульсов f₁ равна 1,5f, при этом длительность компенсирующего радиоимпульса τ₂ равна времени перекрытия синхронизирующего радиоимпульса и радиоимпульса накачки, либо одновременно и синхронно с синхронизирующим и компенсирующим радиоимпульсами излучаются дополнительные радиоимпульсы с частотой высокочастотного заполнения f₃, с постоянной фазой, и такой же формой как у излучаемых одновременно с ними синхронизирующего и компенсирующего радиоимпульсов, при этом частота одного из комбинационных нелинейных продуктов, образованного сигналами на частотах f₁ и f₃, равна 0,5f, а длительность компенсирующего радиоимпульса τ₂ равна длительности синхронизирующего радиоимпульса τ₁.