СПОСОБ ОБНАРУЖЕНИЯ ТЕРПЯЩИХ БЕДСТВИЕ Российский патент 2014 года по МПК G08B21/02 G01S7/00 H04W8/18 

Предлагаемый способ относится к радиолокационной технике и может найти применение в горноспасательных работах для дистанционного обнаружения жертв аварий, поиска заблудившихся и потерявшихся в лесу, терпящих бедствие в морских условиях рыбаков, особенно при плохой видимости, для поиска туристов, геологов, а также для дистанционного обнаружения пострадавших при чрезвычайных и иных обстоятельствах (несчастные случаи, боевые действия, катастрофы, стихийные бедствия, природные катаклизмы и т.д.).

Известны способы обнаружения терпящих бедствие (авт. свид. СССР №988655, 1.348.256, 1.505.840, 1.588.636, 1.615.054, 1.664.653, 1.832.237; патенты РФ №2.000.995, 2.009.956, 2.038.259, 2.043.259, 2.051.956, 2.206.902, 2.346.290; патенты США №3.621.501, 4.646.090, 4.889.511; патент Великобритании №1.145.051; патент ФРГ №2.555.505, Дикарев В.И. Безопасность, защита и спасение человека. СПб, 2007, с.61-73 и другие).

Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является «Способ обнаружения терпящих бедствие» (патент РФ №2.346.290, G01S 7/292, 2007), который и выбран в качестве прототипа.

Указанный способ реализуется приемоответчиком и сканирующим устройством. Принцип действия приемоответчика основан на акустической обработке сложных сигналов с фазовой манипуляцией с помощью встречно-штыревого преобразователя (ВШП) поверхностных акустических волн (ПАВ).

Приемник сканирующего устройства содержит пять приемных антенн, которые располагаются в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают приемную антенну измерительного канала, общую для четырех пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, по два на каждую плоскость, образуя тем самым в каждой плоскости две измерительные базы d₁ и d₂, между которыми устанавливают неравенство:

d₁/λ<1/2<d₂/λ,

где λ - длина волны.

При этом меньшие базы d₁ образуют грубые, но однозначные шкалы отсчета углов, а большие базы d₂, образуют точные, но неоднозначные шкалы отсчета углов.

В ряде случаев на борту летательного аппарата при больших диапазонах однозначного измерения углов α и β грубые базы d₁ могут быть столь малы, что на них физически невозможно разместить две антенны.

В таких случаях возможно образование грубых баз косвенным методом.

В известном способе измеряют фазовые сдвиги:

$$\Delta {\varphi }_1=2\pi \frac{d_1}{\lambda }\cos \alpha$$ ;

$$\Delta {\varphi }_2=2\pi \frac{d_2}{\lambda }\cos \alpha$$ ;

$$\Delta {\varphi }_3=2\pi \frac{d_3}{\lambda }\cos \beta$$ ;

$$\Delta {\varphi }_4=2\pi \frac{d_4}{\lambda }\cos \beta$$ ,

где d₁, d₂, d₃, d₄ - измерительные базы;

α, β - угловые координаты потерпевшего бедствие (азимут и угол места).

Измерение разности разностей фаз

$$\Delta {\varphi }_{p1}=\Delta {\varphi }_2-\Delta {\varphi }_1$$ ,

$$\Delta {\varphi }_{p2}=\Delta {\varphi }_4-\Delta {\varphi }_3$$ ,

эквивалентно измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых d₅=d₂-d₁ d₆=d₄-d₃.

Таким образом, выбирая разность измерительных баз d₅, d₆ достаточно малой, можно обеспечить формирование соответствующих грубых измерительных шкал.

Следует заметить, что суммарные фазовые сдвиги

$$\Delta {\varphi }_{{\Sigma }_1}=\Delta {\varphi }_1+\Delta {\varphi }_2$$ ,

$$\Delta {\varphi }_{{\Sigma }_2}=\Delta {\varphi }_3+\Delta {\varphi }_4$$ ,

могут использоваться для формирования измерений, эквивалентных измерению разности фаз на измерительных базах d₇ и d₈, длина которых равна сумме двух исходных баз

d₇=d₁+d₂, d₈=d₃+d₄.

Приемник сканирующего устройства содержит один измерительный канал и четыре пеленгационных каналов. Причем измерительный канал построен по супергетеродинной схеме, в которой одно и то же значение промежуточной частоты ω_пр может быть получено в результате приема сигналов на двух частотах ω_с и ω₃:

ω_пр=ω_с-ω_г и ω_пр=ω_г-ω_з.

Следовательно, если частоту настройки ω_с принять за основной канал приема, то наряду с ним будет иметь место зеркальный канал приема, частота ω_з которого отличается от частоты ω_с на удвоенное значение промежуточной частоты ω_с-ω_з=2ω_пр и выбрана симметрично (зеркально) относительно частоты ω_г гетеродина ω_с-ω_г=ω_г-ω_з=ω_пр (фиг.5). Преобразование по зеркальному каналу приема происходит с тем же коэффициентом преобразования К_пр, что и по основному каналу. Поэтому зеркальный канал приема наиболее существенно влияет на помехоустойчивость и избирательность приемника.

Кроме зеркального канала приема существуют и другие дополнительные (комбинационные) каналы приема. В общем виде любой комбинационный канал приема имеет место при выполнении условия:

$${\omega }_{пр}=\left|\pm m{\omega }_{ki}\pm n{\omega }_{г}\right|$$ ,

где ω_ki - частота i-го комбинационного канала приема;

m, n, i - целые положительные числа.

Наиболее вредными комбинационными каналами приема являются каналы, образующиеся при взаимодействии первой гармоники частоты сигнала с гармониками частоты гетеродина малого порядка (второй, третьей и т.д.), так как чувствительность измерительного канала приемника на по этим каналам близки к чувствительности основного канала. Так, двум комбинационным каналам при m=1 и n=2 соответствуют частоты:

ω_k1=2ω_г-ω_пр и ω_k2=2ω_г+ω_пр.

Наличие ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам, приводят к снижению избирательности и помехоустойчивости приемника сканирующего устройства.

Технической задачей изобретения является повышение избирательности и помехоустойчивости приемника сканирующего устройства путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам.

Поставленная задача решается тем, что согласно способу обнаружения терпящих бедствие, заключающегося, в соответствии с ближайшим аналогом, в излучении сигнала, приеме переизлученного приемопередатчиком, размещенным на терпящем бедствие, сигнала в заданной полосе приема Δf_пр с последующим его обнаружением, при этом в качестве зондирующего сигнала, излучаемого передатчиком сканирующего устройства, используют широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией, а в качестве приемоответчика используют линию задержки на поверхностных акустических волнах (ПАВ) и интегрированную с ней приемопередающую антенну, принимаемый приемником сканирующего устройства, содержащим измерительный и четыре пеленгационных канала, широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте в измерительном канале, с использованием частоты ω_Г1 первого гетеродина, выделяют первое напряжение промежуточной частоты, умножают его по фазе на два, измеряют ширину спектра преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией и его второй гармоники, сравнивают их между собой и по результатам сравнения разрешают дальнейшую обработку преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, делят фазу второй гармоники на два, выделяют полученное гармоническое напряжение узкополосным фильтром и используют его для синхронного детектирования преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, одновременно преобразованный по частоте широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией перемножают с принимаемыми в четырех пеленгационных каналах широкополосными сигналами с фазовой манипуляцией, выделяют гармонические сигналы на частоте гетеродина, измеряют между ними и напряжением гетеродина фазовые сдвиги:

$$\Delta {\varphi }_1={\varphi }_2-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_1}{\lambda }\cos \alpha$$ ;

$$\Delta {\varphi }_2={\varphi }_3-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_2}{\lambda }\cos \alpha$$ ;

$$\Delta {\varphi }_3={\varphi }_4-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_3}{\lambda }\cos \beta$$ ;

$$\Delta {\varphi }_4={\varphi }_5-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_4}{\lambda }\cos \beta$$ ;

где d₁, d₂, d₃, d₄ - измерительные базы;

λ - длина волны;

α, β - азимут и угол места, приемные антенны измерительного и пеленгационных каналов размещают в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну измерительного канала, при этом в каждой плоскости формируют две неравные измерительные базы d₁ и d₂, и d₄, определяют разности разностей фаз:

$$\Delta {\varphi }_{p1}=\Delta {\varphi }_2-\Delta {\varphi }_1$$ ,

$$\Delta {\varphi }_{p2}=\Delta {\varphi }_4-\Delta {\varphi }_3$$ ,

эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых равна

d₅=d₂-d₁,

d₆=d₄-d_3,

формируют с использованием разности разностей фаз грубые, но однозначные шкалы отсчета углов аир, соответствующие малым измерительным базам d₅ и d₆, определяют сумму разностей фаз

$$\Delta {\varphi }_{{\Sigma }_1}=\Delta {\varphi }_1+\Delta {\varphi }_2$$ ,

$$\Delta {\varphi }_{{\Sigma }_2}=\Delta {\varphi }_3+\Delta {\varphi }_4$$ ,

эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых

d₇=d₁+d₂,

d₈=d₃+d₄,

формируют с использованием суммы разностей фаз точные, но неоднозначные шкалы отсчета углов α и β, соответствующие большим измерительным базам d₇ и d₈, отличается от ближайшего аналога тем, что широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте в измерительном канале с использованием частоты ω_Г2 второго гетеродина, выделяют второе напряжение промежуточной частоты, перемножают первое и второе напряжения промежуточной частоты между собой, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное корреляционной функции R(τ) канальных напряжений промежуточной частоты, сравнивают его с пороговым напряжением и в случае его превышения формируют управляющее напряжение и разрешают перемножение первого напряжения промежуточной частоты с принимаемыми в четырех пеленгационных каналах широкополосными сигналами с фазовой манипуляцией, причем частоты ω_Г1 и ω_Г2 первого и второго гетеродинов разносят на удвоенное значение промежуточной частоты ω_Г2-ω_Г1=2ω_пр и выбирают симметричными относительно частоты ω_с основного канала приема

ω_С-ω_Г1=ω_Г2-ω_С=ω_пр.

Структурная схема передатчика сканирующего устройства представлена на фиг.1. Структурная схема приемоответчика изображена на фиг.2. Структурная схема приемника сканирующего устройства представлена на фиг.3. Взаимное расположение приемных антенн на борту летательного аппарата показана на фиг.4. Частотные диаграммы, иллюстрирующие процесс преобразования сигналов по частоте изображена на фиг.5 и 6.

Передатчик сканирующего устройства содержит последовательно включенные задающий генератор 1, фазовый манипулятор 3, второй вход которого соединен с выходом генератора 2 модулирующего кода, усилитель 4 мощности и передающую антенну 5.

Приемоответчик представляет собой встречно-штыревой преобразователь поверхностных акустических волн (ПАВ), который содержит две гребенчатые системы электродов 8, шины 9 и 10, которые соединяют электроды каждой из гребенок между собой. Шины в свою очередь связаны с микрополосковой антенной 7. Электроды 8, шины 9, 10, отражатели 11 и микрополосковая антенна 7 нанесены на поверхность пьезокристалла 6.

Приемник сканирующего устройства содержит измерительный и четыре пеленгационных канала.

Измерительный канал содержит последовательно включенные приемную антенну 12, усилитель 17 высокой частоты, первый смеситель 23, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина 22, первый усилитель 24 промежуточной частоты, коррелятор 53, пороговый блок 54, ключ 55, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя 24 промежуточной частоты, удвоителя 26 фазы, второй анализатор 27 спектра. Блок 28 сравнения, второй вход которого через первый анализатор 25 спектра соединен с выходом усилителя 24 промежуточной частоты, ключ 29, второй вход которого соединен с выходом ключа 55, фазовый детектор 32, второй вход которого через последовательно включенные делитель 30 фазы на два и узкополосный фильтр 31 соединен с выходом удвоителя 26 фазы, и блок 49 регистрации. К выходу усилителя 17 высокой частоты последовательно подключены второй смеситель 51, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина 50, и второй усилитель 52 промежуточной частоты, выход которого соединен с вторым входом коррелятора 53.

Каждый пеленгационный канал состоит из последовательно включенных приемной антенны 13 (14, 15, 16), усилителя 18 (19, 20, 21) высокой частоты, перемножителя 33 (34, 35, 36), второй вход которого соединен с выходом ключа 29, узкополосного фильтра 37(38, 39, 40) и фазометра 41 (42,43, 44). Выходы фазометров 41 и 42 (43 и 44) через вычитатель 45 (46) и сумматор 47 (48) подключены к соответствующим входам блока 49 регистрации.

Предлагаемый способ реализуется следующим образом.

Все люди риска снабжаются пассивными приемоответчиками, которые могут быть выполнены в виде брелков, колец или медальонов.

Передатчик сканирующего устройства формирует сигнал запроса. С этой целью задающий генератор 1 генерирует высокочастотные колебания

u_c(t)=U_ccos((ω_ct+φ_с), 0≤t≤Т_с,

которые поступают на первый вход фазового манипулятора 3, на второй вход которого подается модулирующий код M(t) с выхода генератора 2 модулирующего кода. На выходе фазового манипулятора 3 образуется фазоманипулированный (ФМн) сигнал

u₁(t)=U_ccos[ω_ct+φ_k1(t)+φ_c], 0≤t≤Т_с,

где φ_k1(t)={0, π},

который после усиления в усилителе 4 мощности излучается передающей антенной 5 в эфир, улавливается антенной 7 приемопередатчика. Затем ФМн-сигнал u₁(t) преобразуется в акустическую волну, которая распространяется по поверхности пьезокристалла 6, отражается от отражателей 11 и опять преобразуется в электромагнитный сигнал с фазовой манипуляцией

u₂(t)=U₂cos[ω_ct+φ_k2(t)+φ_c], 0≤t≤Т_с,

где φ_k2(t)={0, π}.

При этом внутренняя структура сформированного ФМн-сигнала определяется топологией встречно-штыревого преобразователя, имеет индивидуальный характер и содержит всю необходимую уникальную информацию о владельце, например фамилия, имя, отчество, год рождения и т.п.

Сформированный ФМн-сигнал u₂(t) излучается микрополосковой антенной 7 в эфир и улавливается приемными антеннами 12…16:

u₃(t)=U₃cos[(ω_c±Δω)t+φ_k2(t)+φ₁],

u₄(t)=U₄cos[(ω_c±Δω)t+φ_k2(t)+φ₂],

u₅(t)=U₅cos[(ω_c±Δω)t+φ_k2(t)+φ₃],

u₆(t)=U₆сos[(ω_c±Δω)t+φ_k2(t)+φ₄],

u₇(t)=U₇cos[(ω_c±Δω)t+φ_k2(t)+φ₅],

где ±Δω - нестабильность несущей частоты, вызванная различными дестабилизирующими факторами, в том числе и эффектом Доплера.

Причем приемные антенны 12-16 располагаются в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают приемную антенну 12 измерительного канала, общую для четырех пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, по две на каждую плоскость.

Сканирующее устройство может быть установлено на транспортном средстве, вертолете, самолете или космическом аппарате.

Напряжение u₃(t) с выхода приемной антенны 12 через усилитель 17 высокой частоты поступает на первые входы смесителей 23 и 51, на вторые входы которых подаются напряжения первого и второго гетеродинов 22 и 50 соответственно:

u_Г1(t)=U_Г1cos((ω_Г1t+φ_Г1),

u_Г2(t)=U_Г2cos(ω_Г2t+φ_Г2),

причем частоты ω_Г1 и ω_Г2 гетеродинов 22 и 50 разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты

ω_Г1-ω_Г2=2ω_пр

и выбраны симметричными относительно несущей частоты ω_с основного канала приема (фиг.6)

ω_с-ω_Г2=ω_Г2-ω_с=ω_пр.

Это обстоятельство приводит к удвоению числа дополнительных каналов приема, но создает благоприятные условия для их подавления за счет корреляционной обработки канальных напряжений.

На выходах смесителей 23 и 51 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 24 и 52 выделяются напряжения промежуточной (разностной) частоты:

u_пр1(t)=U_пр1cos[(ω_пр±Δω)t+φ_k2(t)+φ_пр1],

u_пр2(t)=U_пр2cos[(ω_пр±Δω)t0-φ_k2(t)+φ_пр2],

$$U_{пр1}=\frac{1}{2}{K}_1{U}_3{U}_{Г1}$$ ;

где

$$U_{пр2}=\frac{1}{2}{K}_1{U}_2{U}_{Г2}$$ ;

K₁ - коэффициент передачи смесителей;

ω_пр-ω_с-ω_Г1=ω_Г2-ω_с - промежуточная (разностная) частота;

ω_пр1=φ₁-φ_Г1; φ_пр2=φ_пр2-φ_Г2,

которые поступают на два входа коррелятора 53. Последний представляет собой последовательно включенные перемножитель и фильтр нижних частот. На выходе коррелятора 53 образуется напряжение U(τ), пропорциональное корреляционной функции R(τ), которое сравнивается с пороговым напряжением и_пор в пороговом блоке 54. Пороговый уровень U_пор в пороговом блоке 54 выбран таким, чтобы его превышало только максимальное выходное напряжение U(τ)_max коррелятора 53. Так как канальные напряжения u_пр1(t) и u_пр2(t) образованы одним и тем же ФМн-сигналом u₃(t), принимаемым по основному каналу на частоте сω_с, то между ними существует сильная корреляционная связь, выходное напряжение коррелятора 53 достигает максимального значения и превышает пороговый уровень U_пор в пороговом блоке 54.

Следует также отметить, что корреляционная функция R(τ) сложных ФМн-сигналов обладает замечательным свойством, она имеет ярко выраженный главный лепесток и относительно низкий уровень боковых лепестков.

При превышении порогового напряжения U_пор в пороговом блоке 54 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход блока 55 и открывает его.

В исходном состоянии ключ 55 всегда закрыт. При этом напряжение u_np1(t) с выхода усилителя 24 промежуточной частоты через открытый ключ 55 поступает на вход удвоителя 26 фазы, на выходе которого образуется гармоническое напряжение

u₈(t)=U_прcos[2(ω_пр±Δω)t+2φ_пр], 0≤t≤Т_с, в котором фазовая манипуляция уже отсутствует [2φ_k2(t)={0,2π}].

Ширина спектра сложного ФМн-сигнала определяется длительностью τ_Э его элементарных посылок $$\left(\Delta f_c=\frac{1}{{\tau }_{э}}\right)$$ . Тогда как ширина спектра его второй гармоники определяется длительностью сигнала $${Т}_{с}\left(\Delta f_c=\frac{1}{T_c}\right)$$ . Следовательно, при умножении фазы на два широкополосного ФМн-сигнала его спектр сворачивается в N раз

$$\frac{\Delta f_c}{\Delta f_2}=N$$ .

Это обстоятельство позволяет обнаружить и отселектировать широкополосный ФМн-сигнал среди других сигналов и помех.

Ширина спектра широкополосного ФМн-сигнала измеряется с помощью анализатора 25 спектра, а ширина спектра Δf₂ его второй гармоники измеряется с помощью анализатора 27 спектра.

Напряжения U₀ и U₂, пропорциональные Δf_c и Δf₂ соответственно, с входов анализаторов 25 и 27 спектра поступают на два входа блока 28 сравнения.

Если на два входа блока 28 сравнения поступают приблизительно одинаковые по интенсивности напряжения, то на его выходе напряжение отсутствует. Если на два входа блока 28 сравнения поступают разные по интенсивности напряжения, то на его выходе появляется постоянное напряжение.

Так как U₀>>U₂, то на выходе блока 28 сравнения формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход ключа 29, открывая его. В исходном состоянии ключ 29 всегда закрыт.

При этом ФМн-сигнал u_пр(t) на промежуточной частоте через открытый ключ 29 поступает на первый (информационный) вход фазового детектора 32. Напряжение u₈(t) с выхода удвоителя 26 фазы поступает на вход делителя 30 фазы на два, на выходе которого образуется гармоническое напряжение u₉(t)=U_прcos[(ω_пр±Δω)t+φ_пр], 0≤t≤Т_с,

которое выделяется узкополосным фильтром 31, используется в качестве опорного напряжения и подается на второй (опорный) вход фазового детектора 32.

На выходе фазового детектора 32 образуется низкочастотное напряжение

u_н(t)=U_нcosφ_k2(t),

где $$U_{н}=\frac{1}{2}{K}_2{U}_{пр}^2$$ ;

К₂ - коэффициент передачи фазового детектора, которое фиксируется блоком 49 регистрации. В низкочастотном напряжении u_н(t) содержатся паспортные данные о потерпевшем бедствие. Напряжение u_пр(t) с выхода усилителя 24 промежуточной частоты через открытый ключ 29 одновременно подается на вторые входы перемножителей 33…36, на первые входы которых поступают принимаемые ФМн-сигналы u₄(t)-u₇(t) с выходов усилителей 18-21 высокой частоты. На выходах перемножителей 33-36 образуются следующие гармонические колебания:

u₁₀(t)=U₁₀cos(ω_гt+φ_г+Δφ₁);

u₁₁(t)=U₁₁cos(ω_гt+φ_г+Δφ₂);

u₁₂(t)=U₁₂cos(ω_гt+φ_г+Δφ₃);

u₁₃(t)=U₁₃cos(ω_гt+φ_г+Δφ₄);

$$U_{10}=\frac{1}{2}{K}_3{U}_4{U}_{пр}$$ ;

$$U_{11}=\frac{1}{2}{K}_3{U}_5{U}_{пр}$$ ;

где

$$U_{12}=\frac{1}{2}{K}_3{U}_6{U}_{пр}$$ ;

$$U_{13}=\frac{1}{2}{K}_3{U}_7{U}_{пр}$$ ;

K₃ - коэффициент передачи перемножителей;

$$\Delta {\varphi }_1={\varphi }_2-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_1}{\lambda }\cos \alpha$$ ;

$$\Delta {\varphi }_2={\varphi }_3-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_2}{\lambda }\cos \alpha$$ ;

$$\Delta {\varphi }_3={\varphi }_4-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_3}{\lambda }\cos \beta$$ ;

$$\Delta {\varphi }_4={\varphi }_5-{\varphi }_1=2\pi \frac{d_4}{\lambda }\cos \beta$$ ;

где d₁, d₂, d₃, d₄ - измерительные базы;

α, β - угловые координаты потерпевшего бедствие (азимут и угол места), которые выделяются узкополосными фильтрами 37-40 и поступают на первые входы фазометров 41-44, на вторые входы которых подается напряжение u_г(t) гетеродина 22.

Измеренные сдвиги фаз Δφ₁ и Δφ₂ с выходов фазометров 41 и 42 поступают на два входа вычитателя 45 и сумматора 47.

На выходе вычитателя 45 формируется разность разностей фаз

Δφ_р1=Δφ₂-Δφ₁,

эквивалентная измерению фазового сдвига на измерительной базе, длина которой

d₅=d₂-d₁.

Таким образом, выбирая разность баз d₅ достаточно малой, можно обеспечить формирование грубой, но однозначной шкалы отсчета азимута α.

На выходе сумматора 47 формируется сумма разностей фаз

$$\Delta {\varphi }_{{\Sigma }_1}=\Delta {\varphi }_1+\Delta {\varphi }_2$$ ,

эквивалентная измерению фазового сдвига на измерительной базе, длина которой

d₇=d₁+d₂.

Так формируется точная, но неоднозначная шкала отсчета азимута α.

Измеренные сдвиги фаз Δφ₃ и Δφ₄ с выходов фазометров 43 и 44 поступают на два входа вычитателя 46 и сумматора 48.

На выходе вычитателя 46 формируется разность разностей фаз

Δφ_p2=Δφ₄-Δφ₃,

эквивалентная измерению фазового сдвига на измерительной базе, длина которой

d₆=d₄-d₃.

Таким образом, выбирая разность баз d₆ достаточно малой, можно обеспечить формирование грубой, но однозначной шкалы отсчета угла места β.

На выходе сумматора 48 формируется сумма разностей фаз

Δφ_Σ2=Δφ₃+Δφ₄,

эквивалентная измерению фазового сдвига на измерительной базе, длина которой

d₈=d₃+d₄.

Так формируется точная, но неоднозначная шкала отсчета угла места β.

Между сформированными измерительными базами устанавливают неравенства

$$\frac{d_5}{\lambda }<\frac{1}{2}\le \frac{d_7}{\lambda }$$ , $$\frac{d_6}{\lambda }<\frac{1}{2}\le \frac{d_8}{\lambda }$$ .

Способ обеспечивает не только обнаружение терпящих бедствие, но и их пеленгацию, а также дистанционное опознание терпящих бедствие. Причем пеленгация осуществляется на стабильной частоте гетеродина, способ инвариантен к виду модуляции и нестабильности несущей частоты используемых широкополосных сигналов.

С точки зрения обнаружения указанные сигналы обладают высокой энергетической и структурной скрытностью.

Энергетическая скрытность широкополосных ФМн-сигналов обусловлена их высокой сжимаемостью во времени или по спектру при оптимальной обработке, что позволяет снизить мгновенную излучаемую мощность. Вследствие этого широкополосный ФМ-сигнал в точке приема может оказаться замаскирован шумами и помехами. Причем энергия широкополосного сигнала отнюдь не мала, оно просто распределена по частотно-временной области так, что в каждой точке этой области мощность сигнала меньше мощности шумов и помех.

Структурная скрытность широкополосных ФМн-сигналов обусловлена большим разнообразием их форм и значительными диапазонами изменения значений параметров, что затрудняет оптимальную или хотя бы квазиоптимальную обработку широкополосных сигналов априорно неизвестной структуры с целью повышения чувствительности приемного устройства.

Широкополосные ФМн-сигналы позволяют применять новый вид селекции - структурную селекцию. Это значит, что появляется новая возможность выделять эти сигналы среди других сигналов и помех, действующих в той же полосе частот и в те же промежутки времени.

Положительным свойством приемоответчика на ПАВ является отсутствие источников питания и малые габариты.

Достоинством способа является также высокая эффективность использования частотного диапазона, так как для обнаружения многих терпящих бедствие может быть использован радиоканал одной частоты, например f_c=26,945 КГц, выделенной для дистанционной охранной сигнализации.

Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивает повышение избирательности и помехоустойчивости приемника сканирующего устройства. Это достигается подавлением ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам за счет корреляционной обработки канальных напряжений.

Изобретение относится к радиолокационной технике. Технический результат изобретения заключается в повышении избирательности и помехоустойчивости приемника сканирующего устройства путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам. Для реализации предлагаемого способа используются приемоответчик, передатчик и приемник сканирующего устройства. Передатчик сканирующего устройства содержит задающий генератор 1, генератор 2 модулирующего кода, фазовый манипулятор 3, усилитель 4 мощности и передающую антенну 5.

Приемоответчик представляет собой встречно-штыревой преобразователь (ВШП) поверхностных акустических волн (ПАВ) и содержит две гребенчатые системы электродов 8, шины 9 и 10, отражатели 11 и микрополосковую антенну 7. Микрополосковая антенна 7, электроды 8, шины 9 и 10, отражатели 11 нанесены на поверхность пьезокристалла 6. Приемник сканирующего устройства содержит приемные антенны 12-16, усилители 17-21 высокой частоты, гетеродины 22 и 50, смесители 23 и 51, усилители 24 и 52 промежуточной частоты, анализаторы 25 и 27 спектра, удвоитель 26 фазы, блок 28 сравнения, ключи 29 и 55, делитель 30 фазы на два, узкополосные фильтры 31, 37, 38, 39 и 40, фазовый детектор 32, перемножители 33-36, фазометры 41-44, вычитатели 45 и 46, сумматоры 47 и 48, блок 49 регистрации, коррелятор 53, пороговый блок 54. 6 ил.

Способ обнаружения терпящих бедствие, заключающийся в излучении сигнала, приеме переизлученного приемоответчиком, размещенным на терпящем бедствие, сигнала в заданной полосе приема Δf_пр с последующим его обнаружением, при этом в качестве зондирующего сигнала, излучаемого передатчиком сканирующего устройства, используют широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией, а в качестве приемоответчика используют линию задержки на поверхностных акустических волнах и интегрированную с ней приемопередающую антенну, принимаемый приемником сканирующего устройства, содержащим измерительный и четыре пеленгационных канала, широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте в измерительном канале, с использованием частоты первого гетеродина, выделяют первое напряжение промежуточной частоты, умножают его по фазе на два, измеряют ширину спектра преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией и его второй гармоникой, сравнивают их между собой и по результатам сравнивания разрешают дальнейшую обработку преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, делят фазу второй гармоники на два, выделяют полученное гармоническое напряжение узкополосным фильтром и используют его для синхронного детектирования преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, одновременно преобразованный по частоте широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией перемножают с принимаемыми в четырех пеленгационных каналах широкополосными сигналами с фазовой манипуляцией, выделяют гармонические сигналы на частоте гетеродина, измеряют между ними и напряжением гетеродина фазовые сдвиги
;
;
;
;
где d₁, d₂, d₃, d₄ - измерительные базы;
λ - длина волны;
α, β - азимут и угол места,
приемные антенны измерительного и пеленгационных каналов размещают в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну измерительного канала, при этом в каждой плоскости формируют две измерительные базы d₁ и d₂, d₃ и d₄, определяют разности разностей фаз:
,
,
эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых
d₅=d₂-d_1,
d₆=d₄-d₃,
формируют с использованием разности разностей фаз грубые, но однозначные шкалы отсчета углов α и β, соответствующие малым измерительным базам d₅ и d₆, определяют сумму разностей фаз:
,
,
эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых
d₇=d₁+d₂,
d₈=d₃+d₄,
формируют с использованием суммы разностей фаз точные, но неоднозначные шкалы отсчета углов α и β, соответствующие большим измерительным базам d₇ и d₈, отличающийся тем, что широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте в измерительном канале с использованием частоты ω_Г2 второго гетеродина, выделяют второе напряжение промежуточной частоты, перемножают первое и второе напряжения промежуточной частоты между собой, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное корреляционной функции R(τ) канальных напряжений промежуточной частоты, сравнивают его с пороговым напряжением и в случае его превышения формируют управляющее напряжение и разрешают перемножение первого напряжения промежуточной частоты с принимаемыми в четырех пеленгационных каналах широкополосными сигналами с фазовой манипуляцией, причем частоты ω_Г1 и ω_Г2 первого и второго гетеродинов разносят на удвоенное значение промежуточной частоты ω_Г2-ω_Г1=2ω_пр и выбирают симметричными относительно частоты ω_с основного канала приема ω_С-ω_Г1=ω_Г2-ω_С=ω_пр.