СПОСОБ ЦИФРОВОГО ФОРМИРОВАНИЯ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АКТИВНОЙ ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ ПРИ ИЗЛУЧЕНИИ И ПРИЕМЕ ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА Российский патент 2014 года по МПК H01Q21/00 G01S13/26 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных системах (РЛС) с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) и применении в качестве зондирующих импульсных широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов.

В настоящее время РЛС с фазированными антенными решетками (ФАР) получают все большее распространение. Способность быстро и с высокой точностью изменять положение ДН в пространстве, выполнять множество задач по пространственно-временной обработке сигналов и адаптации к помехово-целевой обстановке сделали РЛС с ФАР предпочтительнее РЛС с другими типами антенных систем. Значительные преимущества получают РЛС при переходе к АФАР, которые образуют новый, перспективный класс антенных систем [АФАР / Под ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004, с.12, 13, 65, 66; Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток / Под. ред. Д.И.Воскресенского. М., Радиотехника, 2003, с.9, 11, 12, 417, 439].

Вместе с тем для решения задач, стоящих перед современными РЛС, требуется использование сигналов с широким спектром (до десятков процентов от значения несущей частоты). К таким задачам можно отнести повышение разрешающей способности РЛС, улучшение ее помехозащищенности, распознавание образа обнаруженного объекта и др. [Проблемы антенной техники / Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.67; Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.137].

При электронном сканировании в РЛС с ФАР и АФАР возникает известное противоречие, заключающееся, с одной стороны, в ограниченной ширине полосы пропускания антенной решетки и, с другой стороны, в необходимости применения в качестве зондирующих импульсных сигналов с широким спектром [Проблемы антенной техники / Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.67, 68, 72, 81; Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.176; 3]. Указанное противоречие приводит к тому, что при широком спектре излучаемого сигнала существенно искажается ДН. При формировании ДН на передачу такое искажение проявляется в смещении максимума ДН, расширении главного лепестка и снижении коэффициента усиления антенны в заданном направлении. При приеме и обработке сигналов изменяются их форма и частотно-временная структура, уменьшается отношение сигнал-шум (ОСШ) и нарушаются условия оптимального приема [Проблемы антенной техники / Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.68, 100].

Известен ряд источников [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.175-190; Мейлукс Р.Д. Теория и техника ФАР // ТИИЭР. 1982, т.70, №3; Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник / Я.Д.Ширман, Ю.И.Лосев, Н.Н.Минервин, С.В.Москвитин / Под ред. Я.Д.Ширмана. М., ЗАО "МАКИС". 1988, с.118, 119], описывающих способы ослабления указанного противоречия.

Один из таких способов заключается в ограничении ширины спектра частот излучаемого сигнала заданными пределами.

Например, в РЛС, использующих ФАР с последовательным питанием со стороны края структуры, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот излучаемого сигнала, измеряемая в процентах относительно несущей частоты, должна быть примерно в два раза меньше ширины луча в градусах [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.182].

В РЛС, использующих ФАР с параллельным питанием, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот зондирующего сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна ширине луча в градусах [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.177].

Другой способ заключается в том, что для расширения полосы пропускания ФАР одновременно используются два метода управления лучом - путем введения временных задержек и фазовый метод [Мейлукс Р.Д. Теория и техника ФАР // ТИИЭР. 1982, т.70, №3]. Решетка в этом случае разбивается на N частных подрешеток, на входах которых устанавливаются управляемые устройства временной задержки сигналов, а для управления фазой излучения всех антенных элементов используются фазовращатели. Результирующая ширина полосы частот такой ФАР определяется компромиссом между высокой стоимостью линий задержки при большом числе подрешеток и допустимым уровнем искажений ДН, а также ограничениями полосы пропускания при слишком малом числе подрешеток, на которые разбита ФАР. Например, в ФАР с N частными подрешетками, в каждой из которых используется устройство временной задержки, допустимая ширина спектра частот зондирующего сигнала при секторе сканирования ±60° возрастает в N раз [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.179]. Однако разбиение ФАР на подрешетки приводит к резкому ухудшению результирующей ДН из-за дифракционных лепестков, уровень которых возрастает при изменении частоты излучаемого сигнала.

Существенное расширение полосы пропускания обеспечивается в ФАР, в которых для формирования ДН применяются устройства с управляемыми временными задержками [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.138, 179-181; Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник / Я.Д.Ширман, Ю.И.Лосев, Н.Н.Минервин, С.В.Москвитин / Под ред. Я.Д.Ширмана. М., ЗАО "МАКИС". 1988, с.119]. Однако при больших размерах апертуры антенны устройства временной задержки становятся слишком сложны, вносят большие потери энергии, являются частотно-зависимыми, а также дорогими и не могут применяться для управления каждым излучающим элементом [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.138, 181]. Как отмечено в [Проблемы антенной техники / Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.86], этот способ редко применяется на практике в связи со значительным увеличением габаритов системы управления лучом, существенным ростом потерь энергии, превышающим 10 дБ при больших углах сканирования и, следовательно, при больших длинах линий задержек.

Наиболее близким к заявляемому способу является способ цифрового формирования ДН антенной решетки с введением фазового сдвига в сигнал [Проблемы антенной техники / Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.96; АФАР / Под. ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004, с.120, 121]. Он может быть использован в АФАР при цифровом формировании ДН как на прием, так и на передачу.

При цифровом формировании ДН АФАР на передачу осуществляется введение фазового сдвига в зондирующий сигнал [АФАР / Под. ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004, с.151]. Способ заключается в том, что получают квадратурные составляющие комплексной огибающей сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, в каждом антенном элементе сигнал умножают на комплексный коэффициент $$e^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}$$ , где φ_m(θ_ф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН в направлении θ_ф относительно нормали антенны, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос спектра сигнала в область несущих частот, далее сигнал усиливают и излучают антенным элементом, формируя тем самым суммарную ДН на передачу F_п(θ):

$$F_{п}\left(\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{u}_m\left(t,\theta \right)e^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}}$$ ,

где u_m(t,θ) - зондирующий сигнал с выхода m-го антенного элемента; θ - угол распространения фронта электромагнитной волны относительно нормали антенны; $$m=\overline{\mathrm{0,}\left(M-1\right)}$$ , М - количество антенных элементов; θ_ф - угол формирования ДН относительно нормали антенны (направление фазирования).

При цифровом формировании ДН АФАР на прием осуществляется введение фазового сдвига в принятый сигнал [Проблемы антенной техники / Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.96]. Способ заключается в том, что принятые в каждом m-ом антенном элементе сигналы усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, умножают сигналы от каждого антенного элемента на величину $$e^{j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}$$ , где φ_m(θ_ф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН с направления θ_ф относительно нормали антенны, получают результирующую ДН (на передачу и прием) F_∑(s,θ) путем суммирования полученных произведений для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала согласно выражению

$$F_{\Sigma }\left(s,\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{y}_m\left(s,\theta \right)e^{j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}}$$ ,

где y_m(s,θ) - s-й цифровой отсчет комплексной огибающей принятого сигнала на выходе m-го антенного элемента.

Недостатком способа-прототипа является то, что при цифровом формировании ДН путем введения фазового сдвига полоса пропускания антенной решетки по-прежнему остается узкой. Например, при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ ширина спектра частот сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах [Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского М., Радиотехника, 2003, с.93]. С расширением спектра частот появляются искажения ДН [Проблемы антенной техники / Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.68, 100]. Как следствие, при излучении сигнала с широким мгновенным спектром происходит смещение максимума ДН, расширение главного лепестка и снижение коэффициента усиления антенны, а при приеме и обработке изменяется частотно-временная структура сигнала, его форма, уменьшается ОСШ, нарушаются условия оптимального приема. В результате задачи, стоящие перед РЛС, оказываются невыполненными.

Целью изобретения является расширение полосы пропускания АФАР при цифровом формировании ее ДН как на передачу, так и на прием и использовании в качестве зондирующего импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала.

Способ заключается в том, что в цикле работы АФАР на передачу получают квадратурные составляющие комплексной огибающей ЛЧМ сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, в каждом антенном элементе сигнал умножают на комплексный коэффициент $$e^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}$$ , где φ_m(θ_ф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН в направлении θ_ф относительно нормали антенны, сигнал в каждом m-ом антенном элементе дополнительно умножают на известный комплексный коэффициент $$e^{-j{\stackrel{⌣}{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}$$ , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос его спектра в область несущих частот, усиливают и излучают антенным элементом, формируя тем самым суммарную ДН (на передачу)

$$F_{п}\left(\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{u}_m\left(t,\theta \right)e^{-j{\stackrel{⌣}{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}{e}^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}}$$ ,

где u_m(t,θ) - зондирующий сигнал с выхода m-го антенного элемента; θ - угол распространения фронта электромагнитной волны относительно нормали антенны; $$m=\overline{\mathrm{0,}\left(M-1\right)}$$ , М - количество антенных элементов; θ_ф - угол формирования ДН относительно нормали антенны (направление фазирования), а в цикле работы АФАР на прием сигналы, принятые в каждом m-ом антенном элементе, усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, умножают сигналы от каждого антенного элемента на величину $$e^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}$$ , где φ_m(θ_ф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при приеме сигнала с направления θ_ф относительно нормали антенны, дополнительно умножают сигналы от каждого m-то антенного элемента на известный комплексный коэффициент $$e^{-j{\tilde{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}$$ , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, получают результирующую ДН (на передачу и прием) путем суммирования полученных произведений для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала согласно выражению

$$F_{п}\left(s,\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{y}_m\left(s,\theta \right)e^{-j{\tilde{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}{e}^{j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}}$$ ,

где y_m(s,θ) - s-й цифровой отсчет комплексной огибающей принятого сигнала на выходе m-го антенного элемента.

Изобретение поясняется чертежами. На фиг.1 изображена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН АФАР, где 1 - цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала, 2 - процессор формирования ДН, 3 - блок цифровых приемопередающих модулей (ППМ). Блок цифровых ППМ 3 включает М цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М. Каждый цифровой ППМ включает квадратурные модуляторы 3.1.1, 3.2.1-3.M.1, цифроаналоговые преобразователи (ЦАП) 3.1.2, 3.2.2-3.M.1, преобразователи частоты вверх 3.1.3, 3.2.3-3.М.3, усилители 3.1.4, 3.2.4-3.М.4, переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.М.5, антенные элементы 3.1.6, 3.2.6-3.М.6, квадратурные демодуляторы 3.1.7, 3.2.7-3.М.7, аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 3.1.8, 3.2.8-3.М.8, преобразователи частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9, малошумящие усилители 3.1.10, 3.2.10-3.M.10 и устройства защиты 3.1.11, 3.2.11-3.М.11. Причем 1-й, 2-й, …, М-й выход процессора формирования ДН 2 соединен соответственно со входами квадратурных модуляторов 3.1.1, 3.2.1-3.М.1 цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М, а выходы квадратурных демодуляторов 3.1.7, 3.2.7-3.М.7 соединены соответственно с 1-м, 2-м, …., М-м входами процессора формирования ДН 2.

На фиг.2, 3 представлены нормированные сечения ДН на передачу 128-элементной АФАР, возбуждаемой ЛЧМ сигналом, при использовании предлагаемого способа формирования ДН - F_п1(θ) и способа-прототипа - F_п2(θ) для направления фазирования θ_ф=60° и значений относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала, равных ∆f/f₀=2% и ∆f/f₀=10%.

На фиг.4, 5 представлены нормированные сечения результирующей ДН 128-элементной АФАР после излучения и приема ЛЧМ сигнала для предлагаемого способа формирования ДН - F_∑1(θ) и способа-прототипа - F_∑2(θ) для направления фазирования θ_ф=60° и значений относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала, равных ∆f/f₀=2% и ∆f/f₀=10%.

На фиг.6, 7 представлены сечения сжатого ЛЧМ сигнала Y(s∆T) в максимуме результирующей ДН 128-элементной АФАР после излучения и приема ЛЧМ сигнала при использовании предлагаемого способа формирования ДН и способа-прототипа для направления фазирования θ_ф=60° и значений относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀=2% и ∆f/f₀=10%.

Суть изобретения состоит в следующем. Пусть имеется линейная эквидистантная решетка, содержащая М ненаправленных антенных элементов. Антенные элементы расположены относительно друг друга на расстоянии d.

Рассмотрим процесс излучения ЛЧМ сигнала в направлении θ относительно нормали к решетке. Сигнал, излучаемый антенным элементом, можно записать в виде

$$u\left(t\right)=a{e}^{j\varphi \left(t\right)}{e}^{j2\pi f_{0}t},0\le t<\tau ,\left(1\right)$$

где a - амплитуда ЛЧМ сигнала, φ(t) - закон изменения фазы ЛЧМ сигнала, f₀ - несущая частота, τ - длительность ЛЧМ сигнала.

Из-за пространственного разнесения антенных элементов излучение сигнала каждым элементом происходит со своей задержкой, обусловленной разностью хода ∆R. Разность хода ∆R между 0-м и m-м антенными элементами и соответственно задержка во времени составляют

$$\Delta R_m=md\sin \theta и\Delta t_m=\frac{\Delta R_m}{c}=m\frac{d}{c}\sin \theta .\left(2\right)$$

Тогда сигнал на выходе m-го антенного элемента равен

$$u_m\left(t,\theta \right)=a{e}^{j\varphi \left(t+\Delta t_m\right)}{e}^{j2\pi f_0\left(t+\Delta t_m\right)}.\left(3\right)$$

Для ЛЧМ сигнала закон изменения фазы $$\varphi \left(t\right)=\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2$$ , поэтому выражение (3) запишем в виде

$$u_m\left(t,\theta \right)=a{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{\left(t+\Delta t_m\right)}^2}{e}^{j2\pi f_0\left(t+\Delta t_m\right)}=$$

$$\begin{array}{l}=a{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2}{e}^{j2\pi \frac{\Delta f}{\tau }t\Delta t_m}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }\Delta t_m^2}{e}^{j2\pi f_{0}t}{e}^{j2\pi f_0\Delta t_m}=\hfill \\ =a{e}^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right)}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }\Delta t_m\left(\Delta t_m+2t\right)}{e}^{j2\pi f_0\Delta t_m}.\left(4\right)\hfill \end{array}$$

С учетом формулы (2) выражение (4) примет вид

$$u_m\left(t,\theta \right)=a{e}^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right)}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta +2t\right)}{e}^{j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }.\left(5\right)$$

Для формирования ДН необходимо скомпенсировать разность фаз сигналов u_m(t,θ), излучаемых разными антенными элементами, согласно выражению (5). Вместе с тем, анализ формулы (5) показывает, что множитель $$e^j{}^{\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right)}$$ не зависит ни от номера антенного элемента, ни от направления излучения ЛЧМ сигнала θ, а его показатель экспоненты является общим для всех антенных элементов законом изменения фазы ЛЧМ сигнала. Показатель экспоненты множителя $$e^{j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }$$ характеризует набег фазы по раскрыву решетки между антенными элементами при излучении ЛЧМ сигнала в направлении θ. Для формирования ДН указанный набег фаз компенсируют в способе-прототипе комплексным множителем $$e^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}=e^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}}$$ , зависящим только от номера антенного элемента m и выбранного направления фазирования θ_ф. Показатель экспоненты множителя $$e^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta +2t\right)}$$ характеризует изменение фазы ЛЧМ сигнала в течение его длительности τ для m-го антенного элемента и направления излучения θ за счет девиации частоты ∆f ЛЧМ сигнала.

Рассмотрим его подробнее. При отсутствии частотной девиации (∆f=0) показатель экспоненты $$e^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta +2t\right)}$$ для любого направления излучения ЛЧМ сигнала равен нулю, а сам множитель равен единице, что соответствует излучению узкополосного сигнала. Выражение (5) при этом сводится к виду

$$u_m\left(t,\theta \right)=a{e}^{j2\pi f_{0}t}{e}^{j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }.\left(6\right)$$

Для формирования ДН в способе-прототипе набег фаз в показателе экспоненты $$e^{j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }$$ компенсируют комплексным множителем $$e^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}}$$ . При введении частотной девиации (∆f≠0) показатель экспоненты $$e^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta +2t\right)}$$ становится отличным от нуля при излучении ЛЧМ сигнала на угол θ≠0, что приводит к дополнительному изменению фазы излучаемого сигнала, зависящему от номера m антенного элемента, направления излучения ЛЧМ сигнала θ, девиации частоты ∆f, длительности импульса τ, расстояния между антенными элементами d и времени t, 0≤t<τ. В способе-прототипе указанный набег фаз не компенсируется, что приводит к искажению ДН. Причем искажения тем существеннее, чем больше девиация частоты ∆f ЛЧМ сигнала и отклонение направления излучения θ сигнала от нормали к решетке.

Таким образом, для формирования ДН АФАР при излучении ЛЧМ сигнала необходимо в каждом m-ом антенном элементе для выбранного направления фазирования θ_ф скомпенсировать изменение фазы сигнала за счет девиации частоты ∆f излучаемого ЛЧМ сигнала, что эквивалентно умножению на комплексный коэффициент $$e^{-j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+2е\right)}$$ . При цифровом формировании ДН выражение для компенсации дополнительного фазового сдвига в зондирующем сигнале имеет вид

$$e^{-j{\stackrel{⌣}{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}=e^{-j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+2s\Delta T\right)},\left(7\right)$$

где s - номер цифрового отсчета, $$s=\overline{\mathrm{0,}S-1}$$ , S - количество отсчетов, приходящихся на длительность ЛЧМ сигнала; ∆T - период дискретизации сигнала.

После преобразования сигналов в каждом m-ом антенном элементе в аналоговую форму, переноса их спектра в область несущих частот, усиления и излучения антенными элементами происходит формирование суммарной ДН на передачу:

$$F_{п}\left(\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{u}_m\left(t,\theta \right)e^{-j{\stackrel{⌣}{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}{e}^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}}.\left(8\right)$$

Рассмотрим процесс формирования ДН АФАР на прием при условии, что ДН на передачу при излучении ЛЧМ сигнала была сформирована предлагаемым выше способом.

Сигнал, принятый m-ым антенным элементом с направления θ относительно нормали к решетке, представим в виде

$$y_m\left(t,\theta \right)=b{e}^{j\varphi \left(t-\Delta t_m\right)}{e}^{j2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)\left(t-\Delta t_m\right)},t_3\le t<t_3+\tau ,\left(9\right)$$

где b - амплитуда сигнала, t₃ - время запаздывания сигнала, f_д - частота Доплера сигнала. Для закона изменения фазы ЛЧМ сигнала вида $$\varphi \left(t\right)=\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2$$ выражение (9) запишем следующим образом

$$\begin{array}{c}{y}_m\left(t,\theta \right)=b{e}^{j\varphi \left(t-\Delta t_m\right)}{e}^{j2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)\left(t-\Delta t_m\right)}=b{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{\left(t-\Delta t_m\right)}^2}{e}^{j2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)\left(t-\Delta t_m\right)}=\\ =b{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2}{e}^{-j2\pi \frac{\Delta f}{\tau }t\Delta t_m}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }\Delta t_m^2}{e}^{j2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)t}{e}^{-j2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)\Delta t_m}=\\ =b{e}^{j\left[2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right]}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }\Delta t_m\left(\Delta t_m-2t\right)}{e}^{-j2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)\Delta t_m}.\left(10\right)\end{array}$$

С учетом формулы (2) выражение (10) примет вид

$$y_m\left(t,\theta \right)=b{e}^{j\left[2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right]}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta -2t\right)}{e}^{-j2\pi \left(f_0\pm f_{д}\right)m\frac{d}{c}\sin \theta }.\left(11\right)$$

Как правило, достаточно корректно условие f₀>>f_д, тогда выражение (11) окончательно запишем в виде

$$y_m\left(t,\theta \right)=b{e}^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right)}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta -2t\right)}{e}^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }.\left(12\right)$$

Анализ формулы (12) показывает, что множитель $$e^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right)}$$ не зависит ни от номера антенного элемента, ни от направления фазирования, а показатель экспоненты определяет общий для всех антенных элементов закон изменения фазы ЛЧМ сигнала. Показатель экспоненты множителя $$e^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }$$ характеризует набег фазы по раскрыву АФАР между антенными элементами решетки, на которую падает электромагнитная волна под углом θ относительно нормали. Для формирования ДН на прием указанный набег фаз компенсируют в способе-прототипе комплексным множителем $$e^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}}$$ , зависящим только от номера антенного элемента m и выбранного направления фазирования θ_ф. Показатель экспоненты множителя $$e^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta -2t\right)}$$ характеризует изменение фазы ЛЧМ сигнала в течение его длительности τ для m-го антенного элемента, принимаемого с направления θ, за счет девиации частоты ∆f ЛЧМ сигнала. В способе-прототипе указанный набег фаз при формировании ДН на прием не компенсируется, что приводит к ее искажению. Причем искажения тем существеннее, чем больше девиация частоты ∆f ЛЧМ сигнала и отклонение направления его приема θ от нормали к решетке.

Таким образом, для формирования ДН АФАР на прием необходимо в каждом m-ом антенном элементе для выбранного направления фазирования θ_ф скомпенсировать изменение фазы сигнала за счет девиации частоты ∆f ЛЧМ сигнала, что эквивалентно умножению на комплексный коэффициент $$e^{-j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}-2t\right)}$$ . При цифровом формировании ДН выражение для компенсации дополнительного фазового сдвига в принятый эхосигнал имеет вид

$$e^{-j{\stackrel{⌣}{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}=e^{-j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}-2s\Delta T\right)}.\left(13\right)$$

При этом выражение для результирующей ДН (на передачу и прием) определяется следующим образом:

$$F_{\Sigma }\left(s,\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{y}_m\left(s,\theta \right)e^{-j{\tilde{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}{e}^{j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}}.\left(14\right)$$

Осуществить предлагаемый способ возможно в цифровой АФАР. Один из возможных вариантов структурной схемы устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН при излучении и приеме ЛЧМ сигнала, представлен на фиг.1.

При излучении АФАР цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала 1 формирует комплексные отсчеты u(s) ЛЧМ сигнала, следующих с периодом ∆T, с заданными параметрами девиации частоты ∆f и длительности импульса τ в соответствии с выражением

$$u\left(s\right)=a{e}^{j\varphi \left(s\Delta T\right)}=a{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{\left(s\Delta T\right)}^2},\left(15\right)$$

которые поступают на вход процессора формирования ДН 2. В процессоре 2 для заданных направлений фазирования θ_ф и номеров отсчетов s осуществляется умножение входного ЛЧМ сигнала u(s) на комплексные коэффициенты вида

$${\stackrel{⌣}{\rho }}_m\left(s,{\theta }_{ф}\right)=e^{-j{\stackrel{⌣}{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}{e}^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}=e^{-j\left[2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+2s\Delta T\right)\right]},\left(16\right)$$

позволяющие компенсировать изменение фазы ЛЧМ сигнала в зависимости от номера цифрового ППМ m, выбранного направления фазирования θ_ф, а также его девиации частоты ∆f. При этом формируются М сигналов u_m(s,θ_ф) $$m=\overline{\mathrm{0,}M-1}$$ , соответствующих числу М цифровых ППМ вида

$$\begin{array}{c}{u}_m\left(s,{\theta }_{ф}\right)=a{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{\left(s\Delta T\right)}^2}{\stackrel{⌣}{\rho }}_m\left(s,{\theta }_{ф}\right)=\\ =a{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{\left(s\Delta T\right)}^2}{e}^{-j\left[2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+2s\Delta T\right)\right]}.\left(17\right)\end{array}$$

С 1-го, 2-го, …, М-го выходов процессора формирования ДН 2 М ЛЧМ сигналов u_m(s,θ_ф) $$m=\overline{\mathrm{0,}M-1}$$ поступают на входы квадратурных модуляторов 3.1.1, 3.2.1-3.M.1 цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М соответственно. Квадратурные модуляторы 3.1.1, 3.2.1-3.M.1 осуществляют перенос спектра ЛЧМ сигнала в область промежуточных частот. Далее осуществляется преобразование сигналов в аналоговую форму с помощью соответствующих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) 3.1.2, 3.2.2-3.М.2, перенос спектра ЛЧМ сигнала в область несущих частот с помощью преобразователей частоты вверх 3.1.3, 3.2.3-3.М.3 и формирование в каждом из цифровых ППМ сигналов

$$\begin{array}{c}{u}_m\left(s,{\theta }_{ф}\right)=a{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{\left(s\Delta t\right)}^2}{e}^{-j\left[2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+2s\Delta T\right)\right]}=\\ =a{e}^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right)}{e}^{-\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+2t\right)}{e}^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}},\left(18\right)\end{array}$$

затем их усиление в усилителях 3.1.4, 3.2.4-3.М.4 и через переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.М.5 излучение в пространство с помощью соответствующих антенных элементов 3.1.6, 3.2.6-3.М.6. Тем самым формируется суммарная ДН на передачу вида

$$\begin{array}{c}{F}_{п}\left(\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{u}_m\left(t,\theta \right)e^{-j{\stackrel{⌣}{\varphi }}_m\left({\theta }_{ф}\right)}{e}^{-j{\varphi }_m\left({\theta }_{ф}\right)}}=\left(19\right)\\ ={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}a{e}^{j\left(2\pi f_{0}t+\pi \frac{\Delta f}{\tau }{t}^2\right)}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta +2t\right)}{e}^{j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }{e}^{-j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}+2t\right)}{e}^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}}.}\end{array}$$

Принимаемые антенными элементами 3.1.6, 3.2.6-3.М.6 сигналы поступают через переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.M.5 на входы устройств защиты 3.1.11, 3.2.11-3.М.11, выполняющих роль защиты чувствительного приемного тракта цифровых ППМ 3.1, 3.2-3.М от просачивания зондирующих сигналов при их излучении и воздействия мощных помех при приеме. С выхода устройств защиты 3.1.11, 3.2.11-3.M.11 сигналы поступают на входы малошумящих усилителей 3.1.10, 3.2.10-3.M.10, которые поднимают амплитуду сигнала до требуемого уровня для дальнейшей оцифровки. Далее осуществляется перенос спектра ЛЧМ сигналов в область промежуточных частот с помощью преобразователей частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9 и их преобразование в цифровую форму с помощью соответствующих АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8. С выходов последних сигналы подаются на входы квадратурных демодуляторов 3.1.8, 3.2.8-3.М.8. Квадратурные демодуляторы осуществляют формирование комплексной огибающей принятых ЛЧМ сигналов

$$y_m\left(s,\theta \right)=b{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }\left(s\Delta T\right)}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta -2s\Delta T\right)}{e}^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }.\left(20\right)$$

С выходов квадратурных демодуляторов 3.1.7, 3.2.7-3.М.7 комплексные огибающие М принятых ЛЧМ сигналов поступают на 1-й, 2-й, …, М-й входы процессора формирования ДН 2 соответственно. В процессоре 2 для заданного направления фазирования θ_ф и номера дискретного отсчета s осуществляется умножение m-го, $$m=\overline{\mathrm{0,}M-1}$$ принятого ЛЧМ сигнала на комплексные коэффициенты вида

$${\stackrel{⌣}{\rho }}_m\left(s,{\theta }_{ф}\right)=e^{j\left[2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}-\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}-2s\Delta T\right)\right]},\left(21\right)$$

позволяющие компенсировать изменение фазы принятого ЛЧМ сигнала в зависимости от номера цифрового ППМ m, выбранного направления фазирования θ_ф, а также его девиации частоты ∆f, и суммирование сигналов с выходов цифровых ППМ для каждого s-го отсчета. При этом формируется результирующая ДН (на передачу и прием) вида

$$\begin{array}{c}{F}_{\Sigma }\left(s,\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{y}_m\left(s,\theta \right){\tilde{\rho }}_m\left(s,{\theta }_{ф}\right)=\left(22\right)}\\ F_{\Sigma }\left(s,\theta \right)={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}b{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }{\left(s\Delta T\right)}^2}{e}^{j\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin \theta \left(m\frac{d}{c}\sin \theta -2s\Delta T\right)}{e}^{-j2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin \theta }}{e}^{j\left[2\pi f_{0}m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}-\pi \frac{\Delta f}{\tau }m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}\left(m\frac{d}{c}\sin {\theta }_{ф}-2s\Delta T\right)\right]}.\end{array}$$

Подтверждение возможности получения вышеуказанного технического результата при осуществлении предлагаемого способа проводилось по результатам имитационного моделирования. На фиг.2-7 представлены сравнительные характеристики 128-элементной АФАР для предлагаемого способа формирования ДН и способа-прототипа.

На фиг.2, а, б представлены сечения ДН при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀=2% и направлении фазирования θ_ф=60° для предлагаемого способа (фиг.2, а) - F_п1(θ) и способа-прототипа - F_п2(θ) (фиг.2, б). На фиг.3, а, б представлены аналогичные сравнительные характеристики АФАР при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀=10%. Для удобства сравнения графических зависимостей по осям абсцисс на фиг.2, 3 отложены относительные значения углов θ-θ_ф. На фиг.2, 3 показана динамика изменения ДН АФАР для двух характерных случаев ее формирования: в начале t_н и конце t_к интервала излучения импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала. Кроме того, на фиг.2, б и 3, б показаны значения ДН для способа-прототипа в начале - F_пн2(θ_ф) и конце - F_п2(θ_ф) интервала излучения импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала для направления фазирования θ_ф=60°. Это позволяет оценить потери в усилении зондирующего сигнала ∆K_y=101g[F_пн2(θ_ф)/F_пк2(θ_ф)] для способа-прототипа в зависимости от относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀ и заданного направления фазирования θ_ф. На фиг.2, 3 показаны также абсолютные максимальные значения ДН для предлагаемого способа - F_п1max(θ_ф) и способа-прототипа - F_п2max(θ_ф) при направлении фазирования θ_ф=60°, используемые для получения нормированных значений ДН F_п(θ).

Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.2, а и 3, а, показывает, что при использовании предлагаемого способа формирования ДН практически не наблюдается смещения максимума ДН (∆) и снижения коэффициента усиления антенны (K_y) в конце интервала t_к излучения ЛЧМ сигнала. Однако для способа-прототипа в конце t_к интервала излучения ЛЧМ сигнала и направлении фазирования θ_ф=60° наблюдается существенное смещение максимума ДН ∆ и снижение K_y. Так, например, при изменении относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала в пять раз (с 2% до 10%) смещение максимума ДН составляет ∆>1,5°, а снижение K_y равно ∆K_y=13 дБ (см. фиг.2, б и 3, б).

На фиг.4, а, б представлены нормированные сечения ДН при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀=2% и направления фазирования θ_ф=60° для предлагаемого способа - F_∑1(θ) (фиг.4, а) и способа-прототипа - F_∑2(θ) (фиг.4, б). На фиг.5, а, б представлены аналогичные сравнительные характеристики АФАР при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀=10%. Для удобства сравнения графических зависимостей по осям абсцисс на фиг.4, 5 отложены относительные значения углов θ-θ_ф. Кроме того, на фиг.4, 5 показаны абсолютные максимальные значения ДН для направления фазирования θ_ф=60° для предлагаемого способа - F_∑1max(θ_ф) и способа-прототипа - F_∑2max(θ_ф), используемые для получения нормированных значений ДН F_∑(θ). Это позволяет оценить выигрыш ∆K_в=101g[F_∑1max(θ_ф)/F_∑2max(θ_ф)] в энергетике принятого сигнала для предлагаемого способа по сравнению со способом-прототипом в зависимости от относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀ и заданного направления фазирования θ_ф.

Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.4 и 5, позволяет заключить, что предлагаемый способ дает значительный выигрыш в энергии принятого сигнала, для выбранного направления фазирования при отсутствии смещения максимума ДН на интервале излучения (t_к-t_н) ЛЧМ сигнала (см. фиг.5, б). Напротив, в способе-прототипе это смещение составляет ∆=0,35° (см. фиг.5, а) при значительных потерях в энергетике. Так, например, для направления фазирования θ_ф=60° при изменении относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала в пять раз (с 2% до 10%) выигрыш в энергетике принятого сигнала для предлагаемого способа достигает K_в≈10 дБ (см. фиг.4 и 5).

На фиг.6, а, б и 7, а, б приведены сечения сжатого ЛЧМ сигнала в максимуме ДН при относительной ширине его спектра ∆f/f₀=2% и направления фазирования θ_ф=60° для предлагаемого способа (фиг.6, а) и способа-прототипа (фиг.6, б). На фиг.7, а, б представлены аналогичные сравнительные характеристики АФАР при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀=10%. Для удобства сравнения графических зависимостей на фиг.6 и 7 начало отсчета по оси времени совмещено с максимумом сжатого ЛЧМ сигнала. Кроме того, на фиг.6, 7 показаны абсолютные максимальные значения амплитуды сжатого ЛЧМ сигнала для предлагаемого способа - Y_1max(s∆T) и способа-прототипа - Y_2max(s∆T), используемые для получения нормированных значений сжатого ЛЧМ сигнала в максимуме ДН для заданного направления фазирования θ_ф=60°. Это позволяет оценить выигрыш в энергии ЛЧМ сигнала при его сжатии K_с=101g[Y_1max/Y_2max] для предлагаемого способа по сравнению со способом-прототипом в зависимости от относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f₀ и направления фазирования θ_ф=60°.

Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.6, а и 7, а, показывает, что при использовании предлагаемого способа формирования ДН для выбранных диапазонов изменения спектра частот и направлений фазирования практически не отмечается уменьшения амплитуды сжатого ЛЧМ сигнала. Напротив, для способа-прототипа характерно снижение амплитуды сжатого ЛЧМ сигнала при расширении его частотного спектра и отклонении направления фазирования от нормали к решетки, что приводит к существенным энергетическим потерям. Таким образом, при выбранных параметрах предлагаемый способ дает значительный выигрыш и в энергии сжатого ЛЧМ сигнала. Например, для направления фазирования θ_ф=60° при изменении относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала в пять раз (с 2% до 10%) этот выигрыш составляет K_с≈10 дБ (см. фиг.7).

Полосу пропускания антенной решетки можно оценить соотношением [Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И.Воскресенского М., Радиотехника, 2003, с.92, 93]: при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах для направления фазирования θ_ф=0°. Из фиг.2, б-7, б видно, что для способа-прототипа относительная полоса пропускания антенной решетки ограничивается величиной примерно в 2%. Анализ данных графических зависимостей показывает, что при использовании ЛЧМ сигнала с относительной шириной спектра ∆f/f₀=2% и приближении сектора сканирования к величине ±60° в способе-прототипе при излучении ЛЧМ сигнала в выбранном направлении фазирования смещается максимум ДН, снижается коэффициент усиления антенной решетки, изменяется частотно-временная структура ЛЧМ сигнала при его приеме и обработке, значительно возрастают потери в энергетике. Вследствие этого нарушаются условия оптимального приема и задачи, стоящие перед РЛС, оказываются невыполнимыми.

При использовании ЛЧМ сигнала с относительной шириной спектра ∆f/f₀=10% предлагаемый способ обеспечивает формирование ДН в секторе сканирования ±60° на передачу и прием без смещения ее максимума, снижения коэффициента усиления антенной решетки и потерь в энергетике, что подтверждается графиками на фиг.2, а-7, а. Последнее говорит о том, что относительная полоса пропускания АФАР для предлагаемого способа составляет величину не менее 10%, что в пять раз превышает относительную полосу пропускания антенной решетки, обеспечиваемую способом-прототипом.

Использование изобретения в РЛС с АФАР позволит обеспечить широкую полосу пропускания антенной решетки при цифровом формировании ДН как на передачу, так и на прием с использованием импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала в широком секторе сканирования, что повысит дальность действия РЛС, ее разрешающую способность и точность измерения координат целей.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности и применении в качестве зондирующих импульсных широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов. Технический результат - расширение полосы пропускания активной фазированной антенной решетки при цифровом формировании ее диаграммы направленности (ДН) как на передачу, так и на прием и при использовании в качестве зондирующего импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала. Для этого в цикле работы АФАР на передачу формируют квадратурные составляющие комплексной огибающей ЛЧМ сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос его спектра в область несущих частот, усиливают и излучают антенным элементом, формируя суммарную ДН (на передачу), а в цикле работы АФАР на прием сигналы, принятые в каждом m-ом антенном элементе, усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, получают результирующую ДН (на передачу и прием) для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала. 7 ил.

Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала, заключающийся в том, что в цикле работы активной фазированной антенной решетки (АФАР) на передачу получают квадратурные составляющие комплексной огибающей ЛЧМ сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, в каждом антенном элементе сигнал умножают на комплексный коэффициент , где φ_m(θ_ф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН в направлении θ_ф относительно нормали антенны, отличающийся тем, что сигнал в каждом m-ом антенном элементе дополнительно умножают на известный комплексный коэффициент , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос его спектра в область несущих частот, усиливают и излучают антенным элементом, формируя тем самым суммарную ДН (на передачу)

где u_m(t, θ) - зондирующий сигнал с выхода m-го антенного элемента; θ - угол распространения фронта электромагнитной волны относительно нормали антенны; , М - количество антенных элементов; θ_ф - угол формирования ДН относительно нормали антенны (направление фазирования), а в цикле работы АФАР на прием сигналы, принятые в каждом m-ом антенном элементе, усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, умножают сигналы от каждого антенного элемента на величину , где φ_m(θ_ф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при приеме сигнала с направления θ_ф относительно нормали антенны, дополнительно умножают сигналы от каждого m-го антенного элемента на известный комплексный коэффициент , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, получают результирующую ДН (на передачу и прием) путем суммирования полученных произведений для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала согласно выражению
,
где y_m (s, θ) - s-й цифровой отсчет комплексной огибающей принятого сигнала на выходе m-го антенного элемента.