Способ управления лучом в активной фазированной антенной решетке Российский патент 2023 года по МПК H01Q21/00 G01S13/26 

Область техники

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в измерительной технике, радиолокации и связи.

Предшествующий уровень техники

Развитие радиолокационных систем и повышение их технических и экономических характеристик идет по пути использования высокоточных цифровых диаграммообразующих схем, позволяющих в реальном масштабе времени управлять фазовым распределением в раскрыве решетки. Известна широкополосная антенна со сканированием фазы для излучения линейно-частотно-модулированного (ЛЧМ) импульсного радиочастотного (РЧ) сигнала с требуемыми углами сканирования [1], содержащая множество подрешеток, в пределах которых ошибка времени задержки при максимальных углах сканирования пренебрежимо мала, одна из подрешеток является опорной, множество управляемых фазовращателей, выходы которых подключены к входам подрешеток, и которые имеют входы управления, схему распределения ВЧ сигнала для подачи ЛЧМ импульса на фазовращатели, устройство управления фазовращателями, обеспечивающее установку нулевой начальной фазы и затем линейное увеличение фазы за время длительности импульса. Недостатком данного способа является трудность обеспечения низкой погрешности фазовращателей [2].

При цифровом формировании сигналов в каналах и цифровом управлении параметрами луча в активной фазированной антенной решетке (АФАР) могут использоваться цифровые вычислительные синтезаторы (ЦВС). Известна антенная решетка с цифровым формированием луча [3] (US 5943010). Антенная решетка содержит множество ЦВС с цифроаналоговыми преобразователями (ЦАП), вырабатывающих сигнал передающей части, управление которыми осуществляет препроцессор, устанавливающий для каждого ЦВС значения фазы, частоты и временной задержки. Каждый ЦВС тактируется от общего тактового генератора, устанавливающего фазовые соотношения между всеми ЦВС. Управление формированием сигналов, вырабатываемых каждым ЦВС, установка требуемых фазовых соотношений между этими сигналами выполняет общий процессор приема/передачи.

Недостатком данного патента является отсутствие алгоритмов вычисления требуемых времен задержек и фазовых поправок для каждого канала. Вторым недостатком является малый диапазон частот формируемых сигналов, ограниченный сверху максимальной частотой выходного сигнала ЦАП.

Известна полностью цифровая АФАР с большой мгновенной шириной полосы [4] (CN113253210A), представляющая собой единую АФАР, включающую в себя множество подрешеток, каждая из которых содержит множество каналов, каждый канал содержит приемопередающий компонент, цифровой фазовращатель, компонент преобразования частоты и фазовращатель сдвига частоты, соединенные последовательно, в которой фазовращатель сдвига частоты используется для вычисления параметров компенсации начальных фаз и частот требуемых передаваемых и принимаемых сигналов, выполняющий коррекцию сигналов и обеспечивающий режим постоянных амплитуды и фазы для всех путей распространения сигналов, и способ управления полностью цифровой АФАР с большой мгновенной шириной полосы, заключающийся в калибровке АФАР в безэховой камере в режимах приема и передачи, вычислении параметров компенсации начальных фаз и частот, компенсации неидентичности устройств и каналов, выполнении этих операций для различных частот и углов сканирования и записи полученных параметров в запоминающем устройстве.

Недостатком данного способа управления является сложность его применения для модулированных сигналов, так как в этом способе не учитывается связь подлежащих вычислению параметров компенсации начальных фаз и частот, а также параметров компенсации неидентичности устройств, входящих в каналы АФАР, с параметрами модуляции сигнала.

Вторым недостатком данного способа является необходимость экспериментального определения параметров компенсации начальных фаз и частот с использованием специализированных безэховых камер применительно к требуемым излучаемым сигналам, что увеличивает стоимость и время проектирования АФАР.

Известен способ достижения сверхширокополосного управления лучом с задержкой в реальном времени для активных решеток с электронным сканированием [5] (US 9479232), в которых генератор колебаний состоит из ЦВС, в котором используется компонент временной задержки, генерирующий сигнал промежуточной частоты с первой временной задержкой, которая вызывает задержку первого радиочастотного сигнала, в котором временная задержка находится в соответствии с алгоритмом управления лучом. В следующем канале АФАР ЦВС формирует сигнал промежуточной частоты с второй временной задержкой и дополнительным фазовым сдвигом, вычисленным на основании величины первой временной задержки, и так далее по каналам АФАР.

Недостатком этого способа является ограничение разрешения по времени задержки величиной, обратной частоте дискретизации ЦВС. Более того, в ЦВС параллельной работой цифровых блоков, разрешения по времени задержки, то есть минимальное время изменения частоты выходного колебания ЦВС, увеличивается пропорционально количеству параллельно работающих преобразователей цифровых кодов [6]. Поскольку допустимая ошибка времени задержки зависит от области практического применения АФАР [5], использование способа [5] оказывается ограниченным. Более того, необходимость формирования временной задержки и фазового сдвига при формировании сигналов для каждого ЦВС увеличивает количество управляющих сигналов для ЦВС, что усложняет схему АФАР.

Известна широкополосная система активной фазированной антенной решетки и способ получения одного или более лучей с использованием массива антенных элементов [7] (US 7345629), в котором используется множество сборок синтезаторов сигналов или лучей, для генерации множества элементарных передаваемых сигналов, в каждый из которых заложен фазовый сдвиг и установки амплитуды, с использованием параметров частоты, изменения частоты, амплитуды и фазы, отвечающих за управление сигналом без обработки с задержкой по времени. В этом способе за счет управления фазовым сдвигом выходного сигнала ЦВС выполняет роль фазовращателя и устройства временной задержки за счет установления зависимости фазы частоты в виде

φ_c(t)=f(t)×t_d,

где φ_c(t) – мгновенная величина коррекции фазы, f(t) – мгновенная частота сигнала, t_d–требуемая задержка по времени. Недостатками данного способа являются: необходимость корректировки фазы φ_c(t) для каждого момента времени в зависимости от требуемой временной зависимости частоты f(t); малый диапазон частот формируемых сигналов, ограниченный сверху максимальной частотой сигнала синтезируемого ЦВС.

Известна система АФАР с управлением лучом с использованием виртуальной задержки по времени [8] (US2002/0175859), содержащая множество излучающих элементов, в которой для управления лучом выполняется генерация набора сигналов с предустановленным сдвигом частоты и последующей подачей этих сигналов на соответствующие элементы антенны. Для этого используются смесители, на один из входов которых подается ЛЧМ сигнал от основного формирователя ЛЧМ сигнала, а на другие – сигналы от источников, обеспечивающих виртуальную задержку во времени как принятых так и излучаемых сигналов, в качестве формирователей сигналов, обеспечивающих задержку по времени, используются ЦВС и АЦП, формирующие сигналы в виде колебаний с частотами, отличающимися друг от друга на величину, кратную ΔF, где величина ΔF пропорциональна требуемой задержке сигналов.

Недостатком данного способа управления лучом АФАР является появление в спектре сигнала регулярных составляющих, порождаемых ЦВС, с частотой, зависящей от ΔF и частоты тактирования ЦВС. Таким образом, при сканировании луча АФАР спектр излучаемого сигнала будет содержать нежелательные составляющие, ухудшающие характеристики АФАР.

Наиболее близким к заявляемому способу является способ цифрового формирования диаграммы направленности (ДН) активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала [9].

На фиг.1 изображена структурная схема, реализующая способ-прототип.

Первым недостатком данного способа являются повышенные требования к производительности процессора формирования ДН, в котором осуществляется умножение входного ЛЧМ сигнала на комплексные коэффициенты, позволяющие компенсировать изменение фазы ЛЧМ сигнала в зависимости от номера цифрового ППМ. А поскольку компенсирующие коэффициенты являются функцией времени, процессор формирования ДН должен при цифровом формировании ДН осуществлять вычисление компенсирующих коэффициентов для каждого s-го отсчета в течение длительности формирования ЛЧМ сигнала, что существенно увеличивает количество вычислительных операций.

Вторым недостатком данного способа является необходимость формирования в цифровой форме двух квадратурных составляющих ЛЧМ сигнала, что также повышает требования к производительности процессора формирования ДН, а использование квадратурных модуляторов в каждом передающем канале АФАР усложняет и удорожает конструкцию АФАР.

Техническая проблема заявленного изобретения заключается в увеличении скорости перестройки частоты и изменения положения луча АФАР одновременно со снижением требований к вычислительной мощности системы управления.

Технический результат заключается в решении указанной технической проблемы.

Указанный технический результат достигается в способе формирования луча в активной фазированной антенной решетке (АФАР), заключающийся в том, что в каждом m-ом канале АФАР производится формирование линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала по формуле

,

где - расчетная несущая частота излучаемого ЛЧМ сигнала, – девиация ЛЧМ сигнала, – длительность ЛЧМ сигнала, – расчетная начальная фаза ЛЧМ сигнала m-го канала,

при этом один раз для каждого канала процессор управления и обработки радиосигналов приемо-передающих модулей вычисляет значения: расчетной несущей частоты излучаемого ЛЧМ сигнала , расчетной несущей частоты принимаемого ЛЧМ сигнала , и расчетной начальной фазы ЛЧМ сигнала m-го канала, при этом в режиме передачи и приема расчетные несущие частоты m-го канала определяются выражениями

, соответственно,

при этом расчетная начальная фаза ЛЧМ сигнала m-го канала в режиме передачи определяется выражением

,
где – девиация частоты ЛЧМ сигнала, – длительность ЛЧМ сигнала, – временной сдвиг сигнала m-го канала, – шаг решетки, – несущая частота канала, принятого за опорный, для которого m=0.

Заявленное изобретение поясняется на графических материалах.

На фиг. 1 изображена структурная схема, реализующая способ-прототип, где 1 - цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала, 2 - процессор формирования ДН, 3 – блок цифровых приемопередающих модулей (ППМ). Блок цифровых ППМ 3 включает М цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М. Каждый цифровой ППМ включает квадратурные модуляторы 3.1.1, 3.2.1-3.M.1, цифроаналоговые преобразователи (ЦАП) 3.1.2, 3.2.2-3.M.2, преобразователи частоты вверх 3.1.3, 3.2.3-3.М.3, усилители 3.1.4, 3.2.4-3.М.4, переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.М.5, антенные элементы 3.1.6, 3.2.6-3.М.6, квадратурные демодуляторы 3.1.7, 3.2.7-3.М.7, аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 3.1.8, 3.2.8-3.М.8, преобразователи частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9, малошумящие усилители 3.1.10, 3.2.10-3.M.10 и устройства защиты 3.1.11, 3.2.11-3.М.11. Причем 1-й, 2-й, …, М-й выход процессора формирования ДН 2 соединен соответственно со входами квадратурных модуляторов 3.1.1, 3.2.1-3.М.1 цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М, а выходы квадратурных демодуляторов 3.1.7, 3.2.7-3.М.7 соединены соответственно с 1-м, 2-м, …., М-м входами процессора формирования ДН 2. При излучении АФАР цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала 1 формирует комплексные отсчеты u(s) ЛЧМ сигнала. которые поступают на вход процессора формирования ДН 2. В процессоре 2 для заданных направлений фазирования θф и номеров отсчетов s осуществляется умножение входного ЛЧМ сигнала u(s) на комплексные коэффициенты, позволяющие компенсировать изменение фазы ЛЧМ сигнала в зависимости от номера цифрового ППМ m, выбранного направления фазирования θф, а также его девиации частоты ∆f. С 1-го, 2-го, …, М-го выходов процессора формирования ДН 2 М ЛЧМ сигналов поступают на входы квадратурных модуляторов 3.1.1, 3.2.1-3.M.1 цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М соответственно. Квадратурные модуляторы 3.1.1, 3.2.1-3.M.1 осуществляют перенос спектра ЛЧМ сигнала в область промежуточных частот. Далее осуществляется преобразование сигналов в аналоговую форму с помощью соответствующих ЦАП 3.1.2, 3.2.2-3.М.2, перенос спектра ЛЧМ сигнала в область несущих частот с помощью преобразователей частоты вверх 3.1.3, 3.2.3-3.М.3 и формирование в каждом из цифровых ППМ сигналов, затем их усиление в усилителях 3.1.4, 3.2.4-3.М.4 и через переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.М.5 излучение в пространство с помощью соответствующих антенных элементов 3.1.6, 3.2.6-3.М.6. Тем самым формируется суммарная ДН на передачу.

Принимаемые антенными элементами 3.1.6, 3.2.6-3.М.6 сигналы поступают через переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.M.5 на входы устройств защиты 3.1.11, 3.2.11-3.М.11, выполняющих роль защиты чувствительного приемного тракта цифровых ППМ 3.1, 3.2-3.М от просачивания зондирующих сигналов при их излучении и воздействия мощных помех при приеме. С выхода устройств защиты 3.1.11, 3.2.11-3.M.11 сигналы поступают на входы малошумящих усилителей 3.1.10, 3.2.10-3.M.10, которые поднимают амплитуду сигнала до требуемого уровня для дальнейшей оцифровки. Далее осуществляется перенос спектра ЛЧМ сигналов в область промежуточных частот с помощью преобразователей частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9 и их преобразование в цифровую форму с помощью соответствующих АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8. С выходов последних сигналы подаются на входы квадратурных демодуляторов 3.1.8, 3.2.8-3.М.8. Квадратурные демодуляторы осуществляют формирование комплексной огибающей принятых ЛЧМ сигналов. С выходов квадратурных демодуляторов 3.1.7, 3.2.7-3.М.7 комплексные огибающие М принятых ЛЧМ сигналов поступают на 1-й, 2-й, …, М-й входы процессора формирования ДН 2 соответственно. В процессоре 2 для заданного направления фазирования θф и номера дискретного отсчета s осуществляется умножение m-го, принятого ЛЧМ сигнала на комплексные коэффициенты, позволяющие компенсировать изменение фазы принятого ЛЧМ сигнала в зависимости от номера цифрового ППМ m, выбранного направления фазирования θф, а также его девиации частоты ∆f и суммирование сигналов с выходов цифровых ППМ для каждого s-го отсчета. При этом формируется результирующая ДН (на передачу и прием).

На фиг. 2 показано устройство, реализующее заявленный способ управления лучом АФАР и содержащее блок цифровых ППМ, включающий в себя усилители 3.1.4, 3.2.4-3.М.4, антенные элементы 3.1.6, 3.2.6-3.М.6, АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8, преобразователи частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9, малошумящие усилители 3.1.10, 3.2.10- 3.М.10, дополнительно введены преобразователи частоты 3.1.12, 3.2.12-3.М.12, выходное устройство 3.1.13, 3.2.13-3.М.13, ЦВС 3.1.14, 3.2.14-3.3.14, опорный генератор 4, процессор обработки радиолокационной информации и управления ППМ 5 и двунаправленные линии передачи информации 6.1, 6.2-6.М, причем выход 1 опорного генератора 4 соединен со входом 1 процессора обработки радиолокационной информации и управления ППМ 5, выход 2 опорного генератора 4 соединен со входами 1 ЦВС 3.1.14, 3.2.14-3.3.14, входами 1 АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8, входами 1 преобразователей частоты 3.1.12, 3.2.12-3.М.12 входами 1 преобразователи частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9, выходы 2.1, 2.2-2.М процессора обработки радиолокационной информации и управления ППМ 5 через двунаправленные линии передачи информации 6.1, 6.2-6.М соединены со входами 2 ЦВС 3.1.14, 3.2.14-3.3.14, входами 2 АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8, входами 3 преобразователей частоты 3.1.12, 3.2.12-3.М.12 и входами 3 преобразователей частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9 цифровых ППМ 3.1, 3.2-3.М соответственно, выходы 3 ЦВС 3.1.14, 3.2.14-3.3.14 соединены со входами 2 преобразователей частоты 3.1.12, 3.2.12-3.М.12, выходы 4 преобразователей частоты 3.1.12, 3.2.12-3.М.12 соединены со входами 1 усилителей 3.1.4, 3.2.4-3.М.4, выходы 2 усилителей 3.1.4, 3.2.4-3.М.4 соединены со входами 1 выходных устройств 3.1.13, 3.2.13-3.М.13, входы 3 выходных устройств 3.1.13, 3.2.13-3.М.13 соединены со входами 1 активных элементов 3.1.6, 3.2.6-3.М.6, выходы 2 выходных устройств 3.1.13, 3.2.13-3.М.13 соединены со входами 1 малошумящих усилителей 3.1.10, 3.2.10-3.М.10, выходы 2 малошумящих усилителей 3.1.10, 3.2.10-3.М.10 соединены со входами 4 преобразователей частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9, выходы 2 преобразователей частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9 соединены со входами 3 АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8.

На фиг. 3 показан график зависимостей напряжений для пятиканальной решетки.

Сущность изобретения состоит в следующем.

В общем случае выражение для ЛЧМ сигнала на выходе m-го канала АФАР в режиме излучения может быть представлено в виде [9]:

, (1)

где – девиация частоты ЛЧМ сигнала, – длительность ЛЧМ сигнала, – временной сдвиг сигнала m-го канала, – шаг решетки, – несущая частота канала, принятого за опорный, для которого m=0. Группируя составляющие мгновенной фазы выражения (1) для степеней времени t равных 0, 1 и 2, получим выражение

,

или

, (2)

где – расчетная несущая частота m-го канала,

– расчетная начальная фаза ЛЧМ сигнала m-го канала.

Таким образом, формирование луча АФАР осуществляется за счет формирования ЛЧМ сигнала в каждом канале с использованием расчетных несущей частоты и начальной фазы ЛЧМ сигнала m-го канала. В этом случае в направлении, определяемом углом поворота луча ДН, сигналы излучаемые всеми антенными элементами, в любой момент времени имеют одинаковые мгновенные частоту и фазу.

При работе в режиме приема, с учетом изменения знака времени задержки для отраженного ЛЧМ сигнала, напряжение на выходе m-го приемного канала может быть описано выражением

,

или , (3)

где – расчетная несущая частота m-го канала в режиме приема,

– ранее вычисленная начальная фаза ЛЧМ сигнала m-го канала.

Тогда при расчете результирующей ДН расчет выходного напряжения m-го канала должен производиться для несущей частоты и начальной фазы взятой со знаком минус.

Устройство работает следующим образом.

Процессор управления и обработки радиосигналов ППМ 5 формирует команды управления и через двунаправленные линии передачи информации 6.1, 6.2-6.М передает их на ЦВС 3.1.14, 3.2.14-3.3.14. В соответствии с этим кодами ЦВС формируют ЛЧМ сигналы на промежуточной частоте (ПЧ) с требуемыми значениями ПЧ и начальной фазы . Далее ЛЧМ сигнал переносится на частоту излучаемого сигнала АФАР преобразователем частоты 3.1.12, 3.2.12-3.М.12, усиливается усилителем 3.1.4, 3.2.4-3.М.4 и пройдя через выходное устройство 3.1.13, 3.2.13-3.М.13 излучается антенным элементом 3.1.6, 3.2.6-3.М.6.

В данной схеме преобразователи частоты могут осуществлять перенос спектра сформированного ЛЧМ сигнала как вверх, так и вниз по частоте в зависимости от значений несущей частоты канала и ПЧ .

Конкретные значения и выбираются из условия получения требуемого уровня подавления комбинационных составляющих. Когерентность сигналов на выходах ЦВС и преобразователей частоты всех ППМ обеспечивается единым для всех каналов опорным генератором 4.

Выходные устройства 3.1.13, 3.2.13-3.М.13 обеспечивают развязку и защиту усилителей 3.1.4, 3.2.4-3.М.4 и малошумящих усилителей 3.1.10, 3.2.10-3.М.10 могут содержать развязывающие, переключающие, фильтрующие ограничительные элементы, в зависимости от необходимых параметров зондирующего сигнала и режимов изменения положения луча ДН.

Принимаемые сигналы с антенных элементов через выходные устройства 3.1.13, 3.2.13-3.М.13 поступают на малошумящие усилители 3.1.4, 3.2.4-3.М.4, далее на преобразователи частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9 и далее преобразуются в цифровую форму в АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8.

Далее из цифровой формы сигналы преобразуются в квадратурные составляющие в квадратурных демодуляторах и поступают в процессор управления и обработки радиосигналов ППМ 5, где производится предварительная обработка радиосигналов – формирование необходимых приемных диаграмм направленности (одной или нескольких одновременно) путем управления цифровыми задержками и амплитудными множителями принятых в каналах сигналов, накопление, свертка, децимация и формирование пакетов данных для системы первичной обработки радиолокационной информации.

Когерентность преобразования и обработки принятого сигнала АФАР так же обеспечиваются единым для всех каналов опорным генератором 4.

Выражение (2) наиболее просто реализуется при использовании в качестве формирователя ЛЧМ сигнала цифровых вычислительных синтезаторов (ЦВС) с наличием в структуре не только аккумулятора кода фазы, но и аккумулятора кода частоты. Для формирования ЛЧМ сигнала с заданными характеристиками при помощи такого ЦВС задаются значениями начальной частоты и фазы, шагом приращения частоты и длительностью формирования ЛЧМ сигнала [6]. Для линейной решетки временной сдвиг должен отсчитываться относительно центра решетки. ЦАП, входящие в состав ЦВС, осуществляют преобразование сформированного в соответствии с выражением (2) ЛЧМ сигнала из цифровой в аналоговую форму непосредственно на промежуточной частоте.

Таким образом, происходит существенное упрощение схемы формирования ДН АФАР, так как из нее исключаются отдельный цифровой синтезатор ЛЧМ, и квадратурные модуляторы в каждом ППМ, а процессор управления и обработки радиосигналов ППМ только один раз для каждого положения луча ДН вычисляет значения расчетной несущей частоты излучаемого ЛЧМ сигнала , расчетной несущей частоты принимаемого ЛЧМ сигнала , и расчетной начальной фазы ЛЧМ сигнала m-го канала, а вместо операций умножения производятся операции сложения (вычитания), выполняемые один раз за период формирования ЛЧМ импульса, что существенно снижает требования к вычислительной мощности процессора формирования ДН.

При этом снижаются требования к скорости передачи информации от процессора формирования ДН к цифровым ППМ, что повышает помехозащищенность АФАР. Более того, элементы необходимые для формирования ДН на передачу могут быть исключены из схемы процессора формирования ДН, поскольку для конечного числа положений луча ДН значения , и могут вычисляться один раз и храниться в запоминающем устройстве и при необходимости отправляться в соответствующий ППМ. За счет высвобождения вычислительных ресурсов процессора формирования ДН сокращается время, требуемое для применения новых значений параметров модуляции и изменения положения луча АФАР.

На фиг. 3 показан пример зависимостей напряжений для пятиканальной решетки, рассчитанных по формулам (2). Видно, что во временной области, где одновременно существуют более одного напряжения , это напряжения изменяются синхронно, так что мгновенные фазы всех напряжений , совпадают.

Пример расчета и .

Центральные каналы решетки, отклонение луча 1°.

;

;

;

.

Крайний и центральный каналы решетки (m=100), отклонение луча 45°.

;

;

;

;

Литература

1. Патент США № 4263600 от 21.04.1981. Wide Band, Phase Scanned Antenna.

2. Активные фазированные антенные решетки/ Под ред. Д.И. Воскресенского и А.И. Канащенкова. – М.: Радиотехника, 2004. - 488 с.

3. Патент США №5943010 от 24.08.99. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.

4. Патент Китай № CN113253210A от 29.06.2021. Full-digital frequency-shift phase-shift large instantaneous broadband phased array and method.

5. Патент США № 9479232 от 25.10.2016.Methodof Achieving Ultra-Wideband True-Time-Delay Beam Steering for Active Electrically Scanned Arrays.

6. Кочемасов В., Скок Д., Черкашин А. Цифровые вычислительные синтезаторы – современные решения. Часть 2 // Электроника, наука, технология, бизнес. 2014. № 4. С. 154-158.

7.Патент США №7345629 от 18.03.2008. Wideband Active Phased Array Antenna System.

8. Патент США № 2002/0175859 от 28.11.2002. Phased Array Antenna System with Virtual Time Delay Beam Steering.

9. Патент РФ №2516683 от 17.10.2012. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в измерительной технике, радиолокации и связи. Сущность заявленного решения заключается в том, что в способе формирования луча АФАР, заключающийся в том, что в каждом m-ом канале АФАР производится формирование линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала по по формуле

при этом один раз для каждого канала процессор управления и обработки радиосигналов приемо-передающих модулей вычисляет значения: расчетной несущей частоты излучаемого ЛЧМ сигнала расчетной несущей частоты принимаемого ЛЧМ сигнала и расчетной начальной фазы ЛЧМ сигнала m-го канала, при этом в режиме передачи и приема расчетные несущие частоты m-го канала определяют выражениями соответственно, при этом расчетная начальная фаза ЛЧМ сигнала m-го канала в режиме передачи определяется выражением где ∆f – девиация частоты ЛЧМ сигнала, τ – длительность ЛЧМ сигнала, – временной сдвиг сигнала m-го канала, d – шаг решетки, – несущая частота канала, принятого за опорный, для которого m=0. Техническим результатом при реализации заявленного решения является увеличение скорости перестройки частоты и изменения положения луча АФАР, снижение энергопотребления и упрощении конструкции АФАР одновременно со снижением требований к вычислительной мощности системы управления. 3 ил.

Способ формирования луча в активной фазированной антенной решетке (АФАР), заключающийся в том, что в каждом m-ом элементе АФАР производится формирование линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала по формуле

при этом один раз для каждого канала процессор управления и обработки радиосигналов приемо-передающих модулей вычисляет значения:

расчетной несущей частоты излучаемого ЛЧМ сигнала

расчетной несущей частоты принимаемого ЛЧМ сигнала и расчетной начальной фазы ЛЧМ сигнала m-го канала,

при этом в режиме передачи и приема расчетные несущие частоты m-го канала определяют выражениями

соответственно,

при этом расчетная начальная фаза ЛЧМ сигнала m-го канала в режиме передачи определяется выражением

где ∆f – девиация частоты ЛЧМ сигнала, τ – длительность ЛЧМ сигнала, – временной сдвиг сигнала m-го канала, d – шаг решетки, – несущая частота канала, принятого за опорный, для которого m=0.