СПОСОБ КОРРЕЛЯЦИОННОГО ПРИЕМА ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2015 года по МПК H04L7/27 

Способ относится к технике электрической связи, предполагает корреляционный прием фазоманипулированных сигналов при отсутствии слежения за текущей фазой несущей частоты с постоянной подстройкой опорных сигналов, поступающих на корреляционное устройство. Способ не зависит от величины рассогласования частот входного и опорных сигналов при условии, что входной сигнал приемного устройства находится в полосе частотно избирательных цепей, и потому может быть использован в мобильных системах передачи данных при неопределенных отклонениях несущей частоты от номинального значения.

Известно, что частотные отклонения принимаемого и опорного сигналов при корреляционном приеме фазоманипулированных сигналов могут быть скомпенсированы (выявлены) с помощью различных замкнутых схем слежения за текущей фазой несущего колебания [1], [2]. При больших значениях рассогласования осуществляется предварительная подстройка с использованием схем параллельного и последовательного поиска.

В [1] и [2] помимо системы ФАПЧ рассмотрена схема контура возведения в квадрат, обеспечивающая фазовую автоподстройку в условиях отсутствия постоянной составляющей фазоманипулированного сигнала с помощью возведения фазоманипулированного сигнала в квадрат, подстройки с помощью петли ФАПЧ удвоенной частоты и последующего деления.

В [2] приводится схема восстановления несущей частоты с помощью возведения в четвертую степень, работающая по тому же принципу, что и схемы с возведением в квадрат.

В [1] рассмотрена синфазно-квадратурная схема, называемая также схемой Костаса [3], на которой базируется большая часть существующих решений по синхронизации. Данная схема включает два канала, в которых производится демодуляция входного сигнала путем перемножения на несущие со сдвигом фазы между ними на 90°, перемножение демодулированных сигналов обеспечивает подстройку управляемого генератора через петлевой фильтр.

Схема, принятая нами за прототип [4], включает разделение сигнала на две равные компоненты, синфазное и квадратурное частотное преобразование обеих компонент с последующей низкочастотной фильтрацией каждой из преобразованных по частоте компонент сигнала, перемножение отфильтрованных сигналов и нахождение преобразования Фурье от сигнала.

Недостатком прототипа, как и большинства других решений, применяемых при корреляционном приеме фазоманипулированных сигналов, в той или иной форме подразумевающих использование следящих схем для компенсации частотного рассогласования между несущим сигналом и опорными генераторами, является ограниченная скорость подстройки частоты и ограниченная полоса захвата, что определяется наличием жесткой связи между устойчивостью замкнутых систем с обратной связью, быстродействием и диапазоном подстройки.

Задачей настоящего изобретения является возможность обеспечения энергоэффективного корреляционного приема фазоманипулированных сигналов при отсутствии слежения за текущей фазой несущей частоты.

Сущность изобретения заключается в том, что способ корреляционного приема фазоманипулированных сигналов в отсутствие синхронизации по несущей частоте включает формирование стробов, обеспечивающих временное коммутирование информационных каналов. Информационные каналы образуются в результате того, что входной информационный сигнал со сдвинутой несущей частотой умножается на сигналы опорных генераторов со сдвигом фазы. Стробы образуются из результирующих сигналов в информационных каналах, состоящих из информационного сигнала с биениями с различными фазами. Для получения стробов осуществляется выделение удвоенной частоты биений, фильтрация и предельное амплитудное ограничение. Из полученных сигналов с помощью элементов цифровой логики формируются импульсы, каждый из которых отмечает время приема информационного сигнала из канала с соответствующей фазой биений.

Особенности способа корреляционного приема фазоманипулированных сигналов в отсутствии синхронизации по несущей частоте заключаются в том, что способ

использует несколько приемных каналов, возникающих в результате перемножения входного фазоманипулированного сигнала на сигналы опорного генератора с отличающейся частотой и заданными с определенным шагом фазами, в которых двоичная информация не меняет фазу в зависимости от фазы опорного колебания;

позволяет выделять огибающие биения в полосе частот, определяемой верхней частотой полосовых фильтров;

позволяет формировать стробирующие импульсы из огибающих биений с различной фазой;

количество приемных каналов определяется величиной шага фазы и определяет величину уменьшения сигнала на выходе корреляционного устройства относительно максимального значения, соответствующего по времени середине стробирующего импульса.

Отличие настоящего решения от известной синфазно-квадратурной схемы заключается в отсутствии петли обратной связи для подстройки частоты опорного генератора.

На фиг.1 приведена структурная схема устройства корреляционного приема фазоманипулированных сигналов, где:

1) демодуляторы, состоящие из перемножителей и фильтров нижних частот;

2) элементы сдвига фазы;

3) опорный генератор;

4) схемы, выделяющие стробирующие импульсы в каналах;

5) элементы задержки;

6) цифровая логическая схема, обеспечивающая временное коммутирование каналов.

На фиг.2 приведена схема выделения строб-импульса из канала с биениями, где:

7) блок взятия модуля сигнала;

8) полосовой фильтр;

9) блок возведения сигнала в четную степень;

10) предельный ограничитель;

11) перемножитель;

12) блок сравнения с пороговым уровнем;

13) генератор порогового уровня;

14) предельный ограничитель.

На фиг.3 и фиг.4 представлен выходной сигнал схемы для частного случая, где используются два квадратурных канала для случаев, когда частота информационного сигнала выше частоты биений и когда частота информационного сигнала ниже частоты биений.

Способ осуществляется следующим образом.

Входной сигнал по линиям 1₁-1_N поступает на входы 1₁-1_N демодуляторов 1₁-1_N, а опорный сигнал с генератора 3 по линиям 2₁-2_N поступает на входы 1₁-1_N элементов сдвига фазы 2₁-2_N, обеспечивающих задержку опорного сигнала на фазы с постоянным шагом,

задержанные сигналы опорного генератора с выходов 2₁-2_N элементов сдвига фазы 2₁-2_N поступают на входы 2₁-2_N демодуляторов 1₁-1_N, где перемножаются и подвергаются низкочастотной фильтрации, в результате чего в каналах 1-N выделяется информационный сигнал с огибающими биениями, имеющими различную фазу,

с выходов 3₁-3₁ демодуляторов 1₁-1_N сигналы по линиям 4₁-4_N поступают на входы 1₁-1_N идентичных схем, выделяющих стробирующие импульсы в каналах, строение которых описано ниже,

с выходов 3₁-3_N демодуляторов 1₁-1_N сигналы по линиям 5₁-5_N поступают на входы 1₁-1_N элементов задержки 5₁-5_N, обеспечивающих появление максимума сигнала в канале в тот момент, когда выделяется строб-импульс,

строб-импульсы с выходов 2₁-2_N схем 4₁-4_N поступают на входы 1₁-1_N цифровой логической схемы 6, где с помощью делителей частоты и логических вентилей происходит формирование последовательности, управляющей коммутацией информационных сигналов, поступающих с выходов 2₁-2_N элементов задержки 5₁-5_N по линиям 7₁-7_N на входы 2₁-2_N цифровой логической схемы 6.

Информационный сигнал с огибающими биениями по линии 4 поступает на вход 1 блока взятия модуля 7,

с выхода 2 блока взятия модуля 7 по линии 8 сигнал поступает на вход 1 полосового фильтра 8, где выделяется сигнал биений,

с выхода 2 полосового фильтра 8 по линии 9 сигнал поступает на вход 1 блока возведения в четную степень 9, который определяет ширину формируемых строб-импульсов,

с выхода 2 полосового фильтра 8 по линии 10 сигнал поступает на вход 1 предельного ограничителя 10,

с выхода 2 блока возведения в четную степень 9 по линии 11 сигнал поступает на вход 1 перемножителя 11, с выхода 2 предельного ограничителя 10 по линии 12 сигнал поступает на вход 2 перемножителя 11,

с выхода 3 перемножителя 11 сигнал по линии 13 поступает на вход 1 блока сравнения с пороговым уровнем 12,

с выхода 1 блока формирования порогового уровня 13 по линии 14 поступает на вход 2 блока сравнения с пороговым уровнем 12,

с выхода 3 блока сравнения с пороговым уровнем 12 по линии 15 сигнал поступает на вход 1 предельного ограничителя 14, формирующего короткие строб-импульсы, которые с выхода 2 предельного ограничителя 14 по линии 6 передаются в схему коммутации.

Примеры осуществления способа для случая использования двух квадратурных каналов показаны на фиг.3 и 4. В первом случае величина рассогласования выбрана значительно большей, чем частота информационного сигнала, во втором случае значительно меньшей. Для обоих случаев способ осуществляется следующим образом:

Принимаемый входной сигнал с фазовой манипуляцией имеет вид

V_ВХ(t)=A_ВХsin(ω₀t+θ(t_k)),

где A_ВХ - амплитуда входного сигнала, a θ(t_k) - фаза сигнала в момент времени t_k, принимающая значения 0 и π.

Сигнал гетеродина отличается от частоты ω₀ входного сигнала на величину δω и имеет амплитуду A_Г и фазу φ

V_Г(t)=A_Гsin(ω₀t+δω)+φ).

Тогда сигнал после смесителя и подавления высокочастотной составляющей равен

Таким образом, при использовании двух квадратурных каналов со сдвигом фаз опорного генератора на 90° образуется два результирующих сигнала, пропорциональных амплитуде входного сигнала и амплитуде гармонического сигнала с частотой δω, выступающего в роли несущей для информационного сигнала.

Передача двух этих сигналов на схему коммутации управляется строб-импульсами, получаемыми из этих же сигналов. При амплитудном детектировании информационного сигнала с огибающей, определяемой величиной частотного рассогласования несущей, выделяется модуль такого сигнала. Фильтрация в широкой полосе, определяемой возможными значениями рассогласования несущей частоты, позволяет выделить удвоенную частоту рассогласования для последующего предельного ограничения, в результате которого в двух каналах образуются последовательности импульсов равной длины, противоположных по фазе.

С помощью делителя частоты выделяются импульсы с частотой рассогласования. При их перемножении на последовательности импульсов в каждом канале образуются строб-импульсы разной полярности, причем в те моменты, когда амплитуда сигнала в канале максимальна, импульс принимает попеременно значения 1 и -1, а когда амплитуда сигнала в канале минимальна - значение 0. Так как максимум одного канала совпадает с минимумом другого, перемножение информации в каждом канале на полученный управляющий сигнал и последующее сложение позволяют получить информацию с потерями, не превышающими 3 дБ. Такие потери возникнут в точках минимума полученного сигнала, соответствующих фазе огибающей 45°.

Очевидно, что при увеличении количества каналов, что соответствуют уменьшению величины сдвига фаз опорных сигналов, потери уменьшаются.

К преимуществам предложенного способа относятся:

увеличенная полоса обрабатываемого частотного рассогласования по сравнению с ранее существующими решениями,

стабильная работа после завершения переходных процессов фильтров,

независимость потерь мощности сигнала от рассогласования несущей частоты и частоты опорного генератора.

Источники информации

1. Б. Скляр. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. - М.: Издательский дом «Вильямс», 2004. Глава 10.

2. Дж. Спилкер. Цифровая спутниковая связь. - М.: Связь, 1979.

3. Патент США №3047660, 1960.

4. Патент РФ №2234810, 2002. - Прототип.

Изобретение относится к технике электрической связи и может использоваться в мобильных системах передачи и приема данных. Техническим результатом является возможность обеспечения корреляционного приема фазоманипулированных сигналов при отсутствии слежения за текущей фазой несущей частоты. Способ корреляционного приема фазоманипулированных сигналов включает разделение сигнала на равные компоненты, частотное преобразование этих компонент с последующей низкочастотной фильтрацией каждой из преобразованных по частоте компонент сигнала, формирование стробов, обеспечивающих временное коммутирование информационных каналов, образованных путем сдвига начальной фазы гармонических сигналов опорных генераторов, при этом стробы формируются из огибающих биений, возникающих при перемножении входного сигнала на гармонические сигналы опорных генераторов с постоянным сдвигом фаз между ними, путем выделения удвоенной частоты биений, ее низкочастотной фильтрации, предельного амплитудного ограничения, прохождения цифровых логических элементов, осуществляющих логическое перемножение входного сигнала цифровой логики и сигнала, получаемого с помощью цифрового делителя частоты. 4 ил.

Способ корреляционного приема фазоманипулированных сигналов, включающий разделение сигнала на равные компоненты, частотное преобразование этих компонент с последующей низкочастотной фильтрацией каждой из преобразованных по частоте компонент сигнала, отличающийся тем, что способ включает формирование стробов, обеспечивающих временное коммутирование информационных каналов, образованных путем сдвига начальной фазы гармонических сигналов опорных генераторов, при этом стробы формируются из огибающих биений, возникающих при перемножении входного сигнала на гармонические сигналы опорных генераторов с постоянным сдвигом фаз между ними, посредством выделения удвоенной частоты биений, ее низкочастотной фильтрации, предельного амплитудного ограничения и прохождения цифровых логических элементов, включающих логическое перемножение входного сигнала цифровой логики и сигнала, получаемого с помощью цифрового делителя частоты.