Устройство для корреляционного приема фазоманипулированных сигналов Советский патент 1985 года по МПК H04L27/227 

другие входы которого соединены с выходами формирователя сетки низких частот, выходы блока элементов И подключены к входам элемента ИЛИ, знаковьй выход аналого-цифрового преобразователя подключен к второму входу переключателя, второй выход которого подключен к второму входу регистра сдвига, а выход генератора опорного сигнала подключен к входу формирователя сетки низких частот.

УСТРОЙСТВО ДЛЯ КОРРЕЛЯЦИОНИОГО ПРИЕМА ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ, содержащее последовательно соединенные первьм перемножитель и первьй инрегратор, последовательно соединенные второй перемножитель, второй интегратор, третий перемножитель, вычитатель, четвертый перемножитель, первый сумматор и декодер,последовательно соединенные пятый перемножитель, второй сумматор и шестой перемножитель, выход которого подключен к второму входу первого сумматора, выход которого подключен к входу первого усилителя-ограничителя, выход которого через последовательно соединенные седьмой перемножи.тель и первый фильтр подключен к второму входу шестого перемножителя, а через последовательно соеди- ненные восьмой перемножитель и второй фильтр - к второму входу четвертого перемножителя, выходы второго сумматора и вычитателя подключены к вторым входам соответственно седьмого и восьмого перемножителей, выход второго интегратора через девятый перемножИтель подключен к второму входу второго сумматора, первый вход пятого перемножителя через десятый перемножитель соединен с вторым входом вычитателя, вторые входы третьего и пятого и девятого и десятого перемножителей соответственно попарно объединены, выход генератора опорного сигнала подключен к первому входу первого перемножителя непосредственно, а к первому входу второго перемножителя - через фазовращатель, вторые входы первого и второго перемножителей объединены и являются входом устройства, выходом которого является выход декоа $ дера, отлича.ющееся тем, что,- с целью повьшения помехозащи(Л щенности, в него введены третий и четвертый сумматоры, блок злементов И, формирователь сетки низких частот, последовательно соединенные второй усилитель-ограничитель, знаковьй перемножитель и аналого-цифровой преобразователь, последова тельно соединенные элемент ИЛИ, переключатель и регистр сдвига, одни выходы которого через третий 00 сумматор подключены к второму входу третьего перемножителя, а другие выходы через четвертый сумматор подключены к второму входу девятого перемножителя, выход первого интегратора подключен к первому входу пятого перемножит.еля, выходы первого и второго фильтров подключены соответственно к входу второго усилителя-ограничителя и к второму входу знакового перемножителя, информационные выходы аналого-цифрового преобразователя подключены к одним входам блока элементов И,

1

Изобретение относится к радиосвязи и может найти применение в устройствах для передачи и приема дискретной информации с повышенными скоростями по каналам связи тональных частот.

Целью изобретения является повьшение помехозащищенности.

На фиг.1 (1.1-1.2) изображена структурно-злектрическая схема устройства, на фиг. 2-4 эпюры напряжений, поясняющие его работу.

Устройство для корреляционного приема фазрманипулированных сигналов содержит первый перемножитель 1 и второй перемножитель 2, вторые входы которого объединены и являются входом устройства, генератор 3 опорного сигнала, фазовращатель 4, первый интегратор 5, третий перемножитель 6, второй интегратор 7, четвертый перемножитель 8, первый сумматор 9, пятый перемножитель 10, шестой перемножитель 11, вычитатель 12, седьмой перемножитель 13, восьмой перемножитель 14, второй сумматор 15, первый усилитель-ограничитель 16, декодер 17, выход которого является выходом устройства, девятый перемножитель 18, десятый перемножитель 19, первьй фильтр 20, второй фильтр 21, второй усилитель-ограничитель 22, знаковый перемножитель 23, аналогоцифровой преобразователь 24, блок элементов И 25, формироёатель 26 сетки низких частот, элемент ИЛИ 27, переключатель 28, регистр 29 сдвига, третий сумматор 30 и четвертый сумматор 31.

Устройство работает следующим бразом.

Работа устройства для случая азоманипулированных сигналов с

двумя боковыми полосами частот. Режим работы установившийся.

Фазоманипулированный сигнал поступает на вторые входы первого

и второго перемножителей 1 и 2, на первые входы которых подано опорное колебание с генератора 3 опорного сигнала, частота которого О,, равна частоте несущей со принимаемого

сигнала или отличается от нее на величину(сОц - (Оо) а фаза случайна. Напряжение, поданное на второй перемножитель 2, сдвинуто по фазе на 90 с помощью фазовращателя 4.

Напряжение.на выходах первого и второго перемножителей 1 и 2 пропорционально скалярному произведению принимаемого сигнала и сигнала опорного колебания или сигнала

опорного колебания, сдвинутого по фазе на 90 .

Фазоманипулированный сигнал с двумя боковыми полюсами может быть представлен в виде R(t) cos (0|,t где R(t) - огибающая входного сигнала.

На фиг.2 даны эпюры напряжений по отдельным точкам устройства применительно к огибающей R(t) в зависимости от угла взаимной расстройки фаз несущего и опорного колебаний, T.e. qi .

Сигнал с выхода первого перемножителя 1 проходит через первый интегратор 5, производящий оптимальную фильтрацию (фиг.2а), и поступает на первый вход пятого перемножителя 10, на второй вход которого с выхода третьего сумматора 30 поступает весовое напряжение (фиг.2Б). Весовое напряжейие повторяет поведение огибающей R(t) (фиг.2о), но может быть фазовое отставание Cf (остаточная фазовая расстройка) , например с 1Г,/4. На выходе пятого перемножителя 10 огибающая R(t) имеет форму, приведенную на фиг,2.

Принимаемый сигнал обрабатывается идентичным образом также с помощью второго интегратора 7 (фиг.2 девятого перемножителя 18, на второй вход которого поступает с выхода четвертого сумматора 31 весовое напряжение (фиг.2г). На выходе девятого перемножителя 18 огибающая R(t) имеет форму, приведенную на фиг.2е.

Напряжения с выходов пятого и девятого перемножителей 10 и 18 объединяются вторым сумматором 15 (фиг .2л).

Параллельно сигналы с выходов первого и второго интеграторов 5 и 7 поступают на входы третьего и десятого перемножителей 6 и 19, соответственно на выходах которых огибакнцая R(t) имеет форму, приведенную на фиг.2,зк соответственно,

Напряжения с выходов этих перемножителей объединяются вычитателем 12 (фиг.2м).

Напряжения с выходов второго сумматора 15 через шестой перемножитель 1 1 и вычитатель 12 через четвертьй перемножитель объединяются первым сумматором 9 и декодируются декодером 17.

Для осуществления сопряжения выходных напряжений служат седьмой и восьмой перемножители 13 и 14. Знаки их выходньг напряжений положительны при совпадении знаков суммируемых напряжений с суммарным и отрицательны при несовпадении.

Выходной сигнал первого сумматора 9 подается на входы седьмого и восьмого перемножителей 13 и 14 через первый усилитель-ограничитель 16; Напряжения с выходов седьмого и восьмого перемножителей 13 и 14 усредняются с помощью первого и второго фильтров 20 и 21. Напряжение на выходе первого фильтра 20 имеетвид постоянного тока (фиг.2и) его амплитуда пропорциональна косинусу фазового угла. Это напряжение подается на второй вход шестого перемножителя 11. Модуль напряжения на выходе шестого перемножителя Т1 о пропорционален мощности принимаемо197137

го сигнала, умноженного на квадрат косинуса фазового угла (фиг.2й).

Далее принимаемый сигнал обрабатывается идентичным образом с 5 помощью восьмого перемножителя 14, второго фильтра 21 (фиг.2к) с той лишь разницей, что напряжение на выходе четвертого перемножителя 8

пропорционально мощности принимаемого сигнала, умноженной на квадрат синуса фазового угла (фиг.2о). Напряжения на выходе первого и второго фильтров 20 и 21 согласованы по времени с R(t), Тогда на ., выходе первого сумматора 9 получаем полную мощность огибающей R(t) (фиг.2п), независимую OT(b))t t(. Таким образом, работает собственно устройство корреляционного прие20 Работа узлов воздействия на частоту и фазу весовых напряжений. Режим работы также установившийся/. . Одним из основных условий рабо25 устройства для корреляционного приема является согласование по частоте и фазе весовых напряжений с огибакицей R(t) на выходах первого и второго интеграторов 5 и 7. Частота и фаза напряжений на выхо-.

30 дах первого и второго фильтров 20 и 21 несут полную информацию о взаимной расстановке частот с точностью до знака частоты, что может быть использовано для подстройки частоты и фазы весовых напряжений.

Если обеспечить поддержание выходного напряжения второго фильтра 21 на нулевом уровне, то -напряжение первого фильтра 20 поддерживает40ся на максимальном уровне, причем форма напряжения - в виде постоянного тока.

На фиг.3& показана характеристика фазового детектора (по аргумен45 TyCf). Эта характеристика имеет на одном периоде одну устойчивую точку регулирования (точка Б). Напротив точка А.является неустойчивой. Процесс установления синфазности от

50 точки А к точке Б длителен.

В устройстве для ускорения процесса установления синфазности в качестве напряжения для регулирования используется напряжение с выхода второго фильтра 21 (фиг.38).

Инвертирование этого напряжения (фиг.Эй) делает устойчивой точку А и неустойчивой точку Б. Производя

5 , коммутирование этих двух напряжений, можно получить напряжение с двумя устойчивыми точками (А и Б) (фиг.2ж).

Для этого напряжение с выхода первого фильтра 20 подается на второй усилитель-ограничитель 22, выходной сигнал которого управляет работой знакового перемножителя 23 на второй вход которого подано выходное напряжение второго фильтра 21. Выходное напряжение знакового перемножителя 23 подается на вход аналого-хщфрового преобразователя 24, на входе которого присутствует напряжение (фиг .),

Аналого-цифровой преобразователь 24 производит квантование по времени и амплитуде подаваемого напряжения i преобразование значения напряжения в момент квантования в параллельный код и вьщает его по N выходам со скоростью квантования по времени, N выходов аналого-цифрового преобразователя 24 управляют работой N логических элементов И блока элементов И 25, на другие входы которых поступают импульсы низких частот с формирователя 26 сетки низких частот. Частоты по выходам формирователя 26 сетки низких частот распределены по двоичному закону, причем отсутствует совпадение во времени импульсов одной последовательности с импульсами другой последовательности. Выходы логических элементов И блока элементов И 25 объединены с помощью многовходового элемента ИЛИ 27, на выходе которого в зависимости от значности кода аналого-цифрового преобразователя 24 в пределах F 2 может быть синтезирована любая частота с шагом F, где F минимальная частота сетки частот. Эта частота через переключатель

28поступает двумя входами на реверсивный регистр 29 сдвига. Реверсивный регистр 29 сдвига представляет собой многоразрядный регистр сдвига, замкнутый в кольцо, половина разрядов подряд которого имеет запись логической единицы, а вторая половина разрядов - логического нуля. Тактовые импульсы на регистр

29сдвига поступают на два входа: первый вход обеспечивает продвижение логической единицы в одном на97137

правлении, второй вход - в обратном направлении.

На фиг.4 приведены эпюры напряжений для регистра 29 сдвига. В 5 четырех регистрах подряд записана логическая единица (фиг.4q), и в остальных четырех регистрах - логический ноль. В каждом регистре сигнал задерживается на такт по сравнению с предыдущим регистром (фиг.4&,В, г).

Путем суммирования напряжения с разрядов регистра 29 сдвйп можно получить квазисинусоидальное напряжение любой фазы. Так суммирование сигналов с четьфех соседних регистров (с вычитанием постоянной сос.тавляющей) дает ступенчатое напряжение (фиг.4 ), которое с определенной.степенью точности является приближением к косинусойдальной форме. Увеличением числа разрядов можно дать желаемое приближение.

25 При изменении коммутации выходов регистров можно получить синусоидальное приближение (фиг.4&,, ,u,k. С выходов регистра 29 сдвига напряжения с разрядов подаются на 30 входы третьего и четвертого сумматоров 30 и 31, напряжения на выхо дах которых отличаются тем, что напряжение на выходе третьего сумматора 30 представляет зависимость 2J cos Cf а на выходе четвертого сумматора 31 - sin(.

С выхода третьего сумматора 30 напряжение подается на входы третьего и пятого перемножителей 6 и 10, а с выхода четвертого сумматора 31 - на входы девятого и десятого перемножителей 18 и 19. С помощью регистра 29 сдвига можно получать квазисинусоидальные напряжения, поступающие в качестве весовых напряжений, любой частоты и фазы путем управления тактовыми импульсами по входам регистра 29 сдвига как по частоте, так и по направлению с помощь;Ю переключателя 28. В свою очередь управление переключателем ,28 осуществляется по второму входу со стороны аналогоцифрового преобразователя 24, на который поступает сигнал знака кодовой комбинации. Один импульс на входе регистра 29 сдвига вызывает смещение фазы квазисинусоидаль-.

ных весовых напряжений на 1/п в прямом или обратном направлении. Регулирование фазы весовых напряжений направлено на то, чтобы получить сигнал на входе аналогоцифрово1Ро преобразователя 24 противоположного знака.

Приближение весовых напряжений по частоте и фазе к частоте и фазе огибающей R(t) на выходе первого и второго интеграторов 5 и 7, позволяет иметь более узкую полосу частот первого и второго фильтров 20 и 21, которая определяет качество согласований этих напряжений. Для эффективной работы устройства в целом полоса частот первого и второго фильтров 20 и 21 должна быть согласована с частотой квантования по времени аналого-цифрового преобразователя. Аналого-цифровой преобразователь 24, блок элементов И 25, формирователь 26 сет,1971378

ки низких частот, элемент ИЛИ 27 и переключатель 28 образуют узел переменного коррекционного эффекта причем роль входного элемента игс рают корреляционный приемник с элементами фильтрации, второй уснлитель-йграничитель 22 и знаковый перемножитель 23. В роли управляющего элемента выступает реверсивный регистр 29 сдвига. Подстройка ведется уже не по фронтам, а по энергетическим параметрам информационного сигнала.

Таким образом, в устройстве возможна подстройка частоты и фазы весовых напряжений, вследствие чего улучшается качество фильтращш весовых напряжений, определяемых полосой частот сглаживающих фильтров, что положительным образом

20 сказьшается на качестве восстановленного информационного сигнала, т.е. на помехозащищенности приема сигнала.

Q3uz.r-f

и к я

H 0

cos У

Sin If

г cos V Я ft)

2si.(t)

fcasffft) Zsin -Klt}

гкМ

3/2f

Zf

f.t