СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ Российский патент 2016 года по МПК H04B7/04 

Область техники, к которой относится изобретение

[0001] Перекрестные ссылки на родственные заявки

Данная заявка основана на заявках на патент № 2011-033771, поданной 18 февраля 2011 года, № 2011-051842, поданной 9 марта 2011 года, № 2011-093544, поданной 19 апреля 2011 года, и № 2011-102101, поданной 28 апреля 2011 года в Японии, содержимое которых содержится в данном документе по ссылке.

Настоящее изобретение относится к передающему устройству и приемному устройству для связи с использованием нескольких антенн.

Уровень техники

[0002] Система MIMO (со многими входами и многими выходами) является примером традиционной системы связи с использованием нескольких антенн. В многоантенной связи, для которой MIMO-система является типичной, несколько передаваемых сигналов модулируются, и каждый модулированный сигнал одновременно передается из различной антенны, чтобы повышать скорость передачи данных.

[0003] Фиг.23 иллюстрирует примерную конфигурацию приемо-передающего устройства, имеющего две передающих антенны и две приемных антенны и использующего два передаваемых модулированных сигнала (передаваемых потока). В передающем устройстве кодированные данные перемежаются, перемеженные данные модулируются, и преобразование частоты и т.п. выполняется для того, чтобы формировать передаваемые сигналы, которые затем передаются из антенн. В этом случае, схема для одновременной передачи различных модулированных сигналов из различных передающих антенн в одно время и на общей частоте является MIMO-системой с пространственным мультиплексированием.

[0004] В этом контексте, патентный документ 1 предлагает использование передающего устройства, содержащего различный шаблон перемежения для каждой передающей антенны. Иными словами, передающее устройство из фиг.23 должно использовать два различных шаблона перемежения, выполняемые посредством двух модулей перемежения ( _a и _b). Что касается приемного устройства, непатентный документ 1 и непатентный документ 2 описывают повышение качества приема посредством итеративного использования мягких значений для схемы обнаружения (посредством MIMO-детектора по фиг.23).

[0005] Когда это происходит, модели фактических окружений распространения в беспроводной связи включают в себя NLOS (не в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с рэлеевским затуханием, и LOS (в зоне прямой видимости), типично представляемую посредством окружения с райсовским затуханием. Когда передающее устройство передает один модулированный сигнал, и приемное устройство выполняет комбинирование с максимальным отношением для сигналов, принимаемых посредством множества антенн, и затем демодулирует и декодирует результирующие сигналы, превосходное качество приема может достигаться в LOS-окружении, в частности, в окружении, в котором коэффициент распределения Райса является большим. Коэффициент распределения Райса представляет принимаемую мощность прямых волн относительно принимаемой мощности рассеянных волн. Тем не менее, в зависимости от системы передачи (например, MIMO-система с пространственным мультиплексированием), возникает проблема в том, что качество приема снижается по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Райса (см. непатентный документ 3).

Фиг.24A и 24B иллюстрируют пример результатов моделирования характеристик BER (частоты ошибок по битам) (вертикальная ось: BER, горизонтальная ось: SNR (отношение "сигнал-шум") для данных, кодированных с помощью кодов LDPC (разреженного контроля по четности) и передаваемых по MIMO-системе с пространственным мультиплексированием 2×2 (две передающих антенны, две приемных антенны) в окружении с рэлеевским затуханием и в окружении с райсовским затуханием с коэффициентами распределения Райса K=3, 10 и 16 дБ. Фиг.24A предоставляет BER-характеристику на основе логарифмического отношения правдоподобия для максимальной логарифмической аппроксимации (максимальной логарифмической аппроксимации) без итеративного обнаружения (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2), тогда как фиг.24B предоставляет BER-характеристику на основе максимальной логарифмической аппроксимации с итеративным обнаружением (см. непатентный документ 1 и непатентный документ 2) (число итераций: пять). Фиг.24A и 24B четко указывают, что независимо от того, выполняется или нет итеративное обнаружение, качество приема снижается в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием по мере того, как увеличивается коэффициент распределения Райса. Таким образом, проблема снижения качества приема после стабилизации окружения распространения в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием, которая не возникает в традиционной системе с одним модулирующим сигналом, является уникальной для MIMO-системы с пространственным мультиплексированием.

[0006] Широковещательная или многоадресная связь является услугой, применяемой к различным окружениям распространения. Окружение распространения радиоволн между широковещательным передающим устройством и приемными устройствами, принадлежащими пользователям, зачастую является LOS-окружением. При использовании MIMO-системы с пространственным мультиплексированием, имеющей вышеуказанную проблему для широковещательной или многоадресной связи, может возникать случай, в котором принимаемая интенсивность электрического поля является высокой в приемном устройстве, но в котором снижение качества приема затрудняет прием услуг. Другими словами, чтобы использовать MIMO-систему с пространственным мультиплексированием в широковещательной или многоадресной связи как в NLOS-окружении, так и в LOS-окружении, требуется MIMO-система, которая предлагает определенную степень качества приема.

[0007] Непатентный документ 8 описывает схему для выбора таблицы кодирования, используемой в предварительном кодировании (т.е. матрицы предварительного кодирования, также упоминаемой как матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования) на основе информации обратной связи от стороны связи. Тем не менее, непатентный документ 8 вообще не раскрывает схему предварительного кодирования в окружении, в котором информация обратной связи не может быть обнаружена от другой стороны, к примеру, в вышеуказанной широковещательной или многоадресной связи.

[0008] С другой стороны, непатентный документ 4 раскрывает схему для переключения матрицы предварительного кодирования во времени. Эта схема является применимой, когда информация обратной связи недоступна. Непатентный документ 4 раскрывает использование унитарной матрицы в качестве матрицы предварительного кодирования и произвольное переключение унитарной матрицы, но вообще не раскрывает схему, применимую к снижению качества приема в вышеописанном LOS-окружении. Непатентный документ 4 просто излагает произвольный перескок между матрицами предварительного кодирования. Очевидно, непатентный документ 4 не упоминает любой из способа предварительного кодирования или структуры матрицы предварительного кодирования для исправления снижения качества приема в LOS-окружении.

Список библиографических ссылок

Патентные документы

[0009] Патентный документ 1

Публикация международной заявки на патент № WO2005/050885

Непатентные документы

[0010] Непатентный документ 1

"Achieving near-capacity on the multiple-antenna channel", IEEE Transaction on communications, издание 51, номер 3, стр. 389-399, март 2003 года.

Непатентный документ 2

"Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems", IEEE Trans. Signal Processing, издание 52, номер 2, стр. 348-361, февраль 2004 года.

Непатентный документ 3

"BER performance evaluation in 2×2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels", IEICE Trans. Fundamentals, издание E91-A, номер 10, стр. 2798-2807, октябрь 2008 года.

Непатентный документ 4

"Turbo space-time codes with time varying linear transformations", IEEE Trans. Wireless communications, издание 6, номер 2, стр. 486-493, февраль 2007 года.

Непатентный документ 5

"Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance", IEICE Trans. Commun., издание E88-B, номер 1, стр. 47-57, январь 2004 года.

Непатентный документ 6

"A tutorial on 'Parallel concatenated (Turbo) coding', 'Turbo (iterative) decoding' and related topics", IEICE, Technical Report IT98-51.

Непатентный документ 7

"Advanced signal processing for PLCs: Wavelet-OFDM", Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008, стр. 187-192, 2008 год.

Непатентный документ 8

D. J. Love и R. W. Heath Jr., "Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems", IEEE Trans. Inf. Theory, издание 51, номер 8, стр. 2967-1976, август 2005 года.

Непатентный документ 9

DVB Document A122, "Framing structure, channel coding and modulation for the second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)", июнь 2008 года.

Непатентный документ 10

L. Vangelista, N. Benvenuto и S. Tomasin, "Key technologies for next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2", IEEE Commun. Magazine, издание 47, номер 10, стр. 146-153, октябрь 2009 года.

Непатентный документ 11

T. Ohgane, T. Nishimura и Y. Ogawa, "Application of space division multiplexing and those performance in the MIMO channel", IEICE Trans. Commun., издание 88-B, номер 5, стр. 1843-1851, май 2005 года.

Непатентный документ 12

R. G. Gallager, "Low-density parity check codes", IRE Trans. Inform. Theory, IT-8, стр. 21-28, 1962 год.

Непатентный документ 13

D. J. C. Mackay, "Good error-correcting codes based on very sparse matrices", IEEE Trans. Inform. Theory, издание 45, номер 2, стр. 399-431, март 1999 года.

Непатентный документ 14

ETSI EN 302 307, "Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications", версия 1.1.2, июнь 2006 года.

Непатентный документ 15

Y.-L. Ueng и C.-C. Cheng, "A fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards", IEEE VTC-2007 Fall, стр. 1255-1259.

Непатентный документ 16

S. M. Alamouti, "A simple transmit diversity technique for wireless communications", IEEE J. Select. Areas Commun., издание 16, номер 8, стр. 1451-1458, октябрь 1998 года.

Непатентный документ 17

V. Tarokh, H. Jafrkhani и A. R. Calderbank "Space-time block coding for wireless communications: Performance results", IEEE J. Select. Areas Commun., издание 17, номер 3, номер 3, стр. 451-460, март 1999 года.

Сущность изобретения

Техническая задача

[0011] Цель настоящего изобретения заключается в том, чтобы обеспечить MIMO-систему, которая повышает качество приема в LOS-окружении.

Решение задачи

[0012] Настоящее изобретение предоставляет способ формирования сигналов для формирования из множества сигналов в полосе модулирующих частот множества сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время, содержащий этапы: умножения первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, сформированного из первого набора битов, на u, и умножения второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, сформированного из второго набора битов, на v, где u и v обозначают действительные (вещественные) числа, отличающиеся друг от друга; выполнения изменения фазы для каждого из первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, тем самым формируя первый сигнал u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и второй сигнал v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы; и применения взвешивания согласно предварительно определенной матрице F к первому сигналу u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и ко второму сигналу v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы, тем самым формируя множество сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время в качестве первого взвешенного сигнала z1 и второго взвешенного сигнала z2, при этом первый взвешенный сигнал z1 и второй взвешенный сигнал z2 удовлетворяют отношению: (z1, z2)^T=F(u×s1', v×s2')^T, и изменение фазы выполняется для первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, посредством использования значения модификации фазы, последовательно выбранного из числа N вариантов значений модификации фазы, причем каждый из N вариантов значений модификации фазы выбирается, по меньшей мере, один раз в предварительно определенном периоде.

[0013] Настоящее изобретение также обеспечивает устройство для формирования сигналов для формирования, из множества сигналов в полосе модулирующих частот, множества сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время, содержащую: модуль изменения мощности, умножающий первый сигнал s1 в полосе модулирующих частот, сформированный из первого набора битов, на u и умножающий второй сигнал s2 в полосе модулирующих частот, сформированный из второго набора битов, на v, где u и v обозначают вещественные числа, отличающиеся друг от друга; модуль изменения фазы, выполняющий изменение фазы для каждого из первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, тем самым формируя первый сигнал u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и второй сигнал v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы; и модуль взвешивания, применяющий взвешивание согласно предварительно определенной матрице F к первому сигналу u×s1' в полосе модулирующих частот после изменения фазы и ко второму сигналу v×s2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы, тем самым формируя множество сигналов для передачи по общей полосе частот и в единое время в качестве первого взвешенного сигнала z1 и второго взвешенного сигнала z2, при этом первый взвешенный сигнал z1 и второй взвешенный сигнал z2 удовлетворяют отношению: (z1, z2)^T=F(u×s1', v×s2')^T, и изменение фазы выполняется для первого сигнала s1 в полосе модулирующих частот, умноженного на u, и второго сигнала s2 в полосе модулирующих частот, умноженного на v, посредством использования значения модификации фазы, последовательно выбранного из числа N вариантов значений модификации фазы, причем каждый из N вариантов значений модификации фазы выбирается, по меньшей мере, один раз в предварительно определенном периоде.

Преимущества изобретения

[0014] Согласно вышеприведенной структуре, настоящее изобретение обеспечивает способ формирования сигналов и устройство для формирования сигналов, которые исправляют снижение качества приема в LOS-окружении, тем самым предоставляя высококачественное обслуживание пользователям LOS во время широковещательной или многоадресной связи.

Краткое описание чертежей

[0015] Фиг.1 иллюстрирует пример приемо-передающего устройства в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием.

Фиг.2 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра.

Фиг.3 иллюстрирует пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.4 иллюстрирует другой пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.5 иллюстрирует другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.6 иллюстрирует примерную схему изменения фазы.

Фиг.7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства.

Фиг.8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве.

Фиг.9 иллюстрирует другую примерную конфигурацию процессора сигналов в приемном устройстве.

Фиг.10 иллюстрирует схему итеративного декодирования.

Фиг.11 иллюстрирует примерные состояния приема.

Фиг.12 иллюстрирует дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.13 иллюстрирует еще один дополнительный пример передающего устройства, применяющего схему изменения фазы.

Фиг.14 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.15 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.16 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.17 иллюстрирует еще одну другую примерную конфигурацию кадра.

Фиг.18 иллюстрирует еще одну дополнительную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.19A и 19B иллюстрируют примеры схемы преобразования.

Фиг.20A и 20B иллюстрируют дополнительные примеры схемы преобразования.

Фиг.21 иллюстрирует примерную конфигурацию модуля взвешивания.

Фиг.22 иллюстрирует примерную схему перекомпоновки символов.

Фиг.23 иллюстрирует другой пример приемо-передающего устройства в MIMO-системе с пространственным мультиплексированием.

Фиг.24A и 24B иллюстрируют примерные BER-характеристики.

Фиг.25 иллюстрирует другую примерную схему изменения фазы.

Фиг.26 иллюстрирует еще одну другую примерную схему изменения фазы.

Фиг.27 иллюстрирует дополнительную примерную схему изменения фазы.

Фиг.28 иллюстрирует также дополнительную примерную схему изменения фазы.

Фиг.29 иллюстрирует также еще одну дополнительную примерную схему изменения фазы.

Фиг.30 иллюстрирует примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.31 иллюстрирует примерную конфигурацию кадра для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.32 иллюстрирует другую примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.33 иллюстрирует еще одну другую примерную компоновку символов для модулированного сигнала, предоставляющего высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.34 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на кодированный блок, когда используются блочные коды.

Фиг.35 иллюстрирует варьирование чисел символов и временных квантов, требуемых в расчете на пару кодированных блоков, когда используются блочные коды.

Фиг.36 иллюстрирует общую конфигурацию цифровой широковещательной системы.

Фиг.37 является блок-схемой, иллюстрирующей примерное приемное устройство.

Фиг.38 иллюстрирует конфигурацию мультиплексированных данных.

Фиг.39 является принципиальной схемой, иллюстрирующей мультиплексирование кодированных данных в потоки.

Фиг.40 является подробной схемой, иллюстрирующей видеопоток, содержащийся в последовательности PES-пакетов.

Фиг.41 является структурной схемой TS-пакетов и исходных пакетов в мультиплексированных данных.

Фиг.42 иллюстрирует конфигурацию PMT-данных.

Фиг.43 иллюстрирует информацию, сконфигурированную в мультиплексированных данных.

Фиг.44 иллюстрирует конфигурацию информации атрибутов потока.

Фиг.45 иллюстрирует конфигурацию видеодисплея и устройства аудиовывода.

Фиг.46 иллюстрирует примерную конфигурацию системы связи.

Фиг.47A и 47B иллюстрируют разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.48A и 48B иллюстрируют другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.49A и 49B иллюстрируют еще одну другую разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.50A и 50B иллюстрируют дополнительную разновидность примерной компоновки символов для модулированного сигнала, обеспечивающей высокое качество принимаемого сигнала.

Фиг.51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.52 иллюстрирует другую примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.53 иллюстрирует дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.54 иллюстрирует еще одну дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.55 иллюстрирует модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот.

Фиг.56 иллюстрирует также еще одну дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.57 иллюстрирует примерные операции модуля распределения.

Фиг.58 иллюстрирует дополнительные примерные операции модуля распределения.

Фиг.59 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовыми станциями и терминалами.

Фиг.60 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов.

Фиг.61 иллюстрирует другой пример выделения частот передаваемых сигналов.

Фиг.62 иллюстрирует примерную систему связи, указывающую взаимосвязь между базовой станцией, повторителями и терминалами.

Фиг.63 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно базовой станции.

Фиг.64 иллюстрирует пример выделения частот передаваемых сигналов относительно повторителей.

Фиг.65 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства и передающего устройства в повторителе.

Фиг.66 иллюстрирует формат сигнальных данных, используемый для передачи посредством базовой станции.

Фиг.67 иллюстрирует и еще одну другую примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.68 иллюстрирует другой модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот.

Фиг.69 иллюстрирует схему взвешивания, переключения сигналов в полосе модулирующих частот и изменения фазы.

Фиг.70 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства с использованием OFDM-схемы.

Фиг.71A и 71B иллюстрируют дополнительные примерные конфигурации кадра.

Фиг.72 иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие схеме модуляции.

Фиг.73 дополнительно иллюстрирует числа временных квантов и значения изменения фазы, соответствующие схеме модуляции.

Фиг.74 иллюстрирует общую конфигурацию кадра сигнала, передаваемого посредством широковещательного передающего устройства с использованием DVB-T2.

Фиг.75 иллюстрирует два или более типа сигналов одновременно.

Фиг.76 иллюстрирует также дополнительную примерную конфигурацию передающего устройства.

Фиг.77 иллюстрирует альтернативную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.78 иллюстрирует другую альтернативную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.79 иллюстрирует дополнительную альтернативную примерную конфигурацию кадра.

Фиг.80 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 16-QAM в IQ-плоскости.

Фиг.81 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для QPSK в IQ-плоскости.

Фиг.82 схематично показывает абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия, полученные посредством приемного устройства.

Фиг.83 схематично показывает абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия, полученные посредством приемного устройства.

Фиг.84 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.85 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.86 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 64-QAM в IQ-плоскости.

Фиг.87 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.88 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.89 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.90 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.91 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.92 показывает схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться каждый раз.

Фиг.93 является примером структуры процессора сигналов, относящегося к модулю взвешивания.

Фиг.94 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 16QAM и QPSK в IQ-плоскости.

Фиг.95 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек для 16QAM и QPSK в IQ-плоскости.

Подробное описание вариантов осуществления

[0016] Варианты осуществления настоящего изобретения описываются ниже со ссылками на прилагаемые чертежи.

Вариант 1 осуществления

Далее подробно описываются схема передачи, передающее устройство, схема приема и приемное устройство, относящиеся к настоящему варианту осуществления.

[0017] До начала надлежащего описания, предоставляется структура схем передачи и схем декодирования в традиционной MIMO-системе с пространственным мультиплексированием.

[0018] Фиг.1 иллюстрирует структуру MIMO-системы с пространственным мультиплексированием N_t×N_r. Информационный вектор z кодируется и перемежается. Кодированный битовый вектор u=(u₁, ..., u_Nt) получается в качестве вывода перемежения. Здесь, u_i=(u_i1, ..., u_iM) (где M является числом передаваемых битов в расчете на символ). Для вектора передачи s=(s₁, ..., S_Nt), принимаемый сигнал s_i=map(u_i) находится для передающей антенны #i. После нормализации энергии передачи, это может выражаться как E{|s_i|²}=E_s/N_t (где E_s является полной энергией в расчете на один канал). Вектор приема y=(y₁, ..., y_Nr)^T выражается в нижеприведенной формуле 1.

[0019] Математическое выражение 1

(формула 1)

[0020] Здесь, H_NtNr является канальной матрицей, n=(n₁, ..., n_Nr) является вектором шума, и среднее значение n_i является нулем для независимого и идентично распределенного (i.i.d) комплексного гауссова шума дисперсии σ². На основе взаимосвязи между передаваемыми символами, введенными в приемное устройство, и принимаемыми символами, распределение вероятностей принимаемых векторов может выражаться как нижеприведенная формула 2 для многомерного гауссова распределения.

[0021] Математическое выражение 2

(формула 2)

[0022] Здесь, рассматривается приемное устройство, выполняющее итеративное декодирование. Такое приемное устройство проиллюстрировано на фиг.1 как состоящее из внешнего декодера с мягким вводом и мягким выводом и MIMO-детектора. Вектор логарифмического отношения правдоподобия (L-значение) для фиг.1 задается посредством формул 3-5 следующим образом.

[0023] Математическое выражение 3

(формула 3)

[0024] Математическое выражение 4

(формула 4)

[0025] Математическое выражение 5

(формула 5)

[0026] Схема итеративного обнаружения

Далее описывается итеративное обнаружение MIMO-сигналов, выполняемое посредством MIMO-системы с пространственным мультиплексированием N_t×N_r.

Логарифмическое отношение правдоподобия u_mn задается посредством формулы 6.

[0027] Математическое выражение 6

(формула 6)

[0028] Через применение теоремы Байеса формула 6 может выражаться как формула 7.

[0029] Математическое выражение 7

(формула 7)

[0030] Следует отметить, что U_mn,±1={u|u_mn=±1}. Посредством аппроксимации ln∑a_j ~ max ln a_j, формула 7 может аппроксимироваться в качестве формулы 8. Символ ~ в данном документе используется для того, чтобы обозначать аппроксимацию.

[0031] Математическое выражение 8

(формула 8)

[0032] В формуле 8, P может выражаться следующим образом (u|u_mn) и ln P(u|u_mn).

[0033] Математическое выражение 9

(формула 9)

[0034] Математическое выражение 10

(формула 10)

[0035] Математическое выражение 11

(формула 11)

[0036] Следует отметить, что логарифмическая вероятность формулы, заданная в формуле 2, может выражаться как формула 12.

[0037] Математическое выражение 12

(формула 12)

[0038] Соответственно при условии формулы 7 и формулы 13, апостериорное L-значение для преобразования или аппроксимации (апостериорная вероятность) может выражаться следующим образом.

[0039] Математическое выражение 13

(формула 13)

[0040] Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе аппроксимации. Кроме того, при условии формулы 8 и формулы 12, апостериорное L-значение для максимальной логарифмической аппроксимации может выражаться следующим образом.

[0041] Математическое выражение 14

(формула 14)

[0042] Математическое выражение 15

(формула 15)

[0043] Это в дальнейшем называется итеративным декодированием на основе максимальной логарифмической аппроксимации. В связи с этим, внешняя информация, запрошенная посредством системы итеративного декодирования, достижима посредством вычитания предыдущего ввода из формулы 13 или из формулы 14.

Модель системы

Фиг.23 иллюстрирует базовую конфигурацию системы, связанную со следующими пояснениями. Проиллюстрированная система представляет собой MIMO-систему с пространственным мультиплексированием 2×2, имеющую внешний декодер для каждого из двух потоков A и B. Два внешних декодера выполняют идентичное LDPC-кодирование (Хотя настоящий пример рассматривает конфигурацию, в которой внешние кодеры используют LDPC-коды, внешние кодеры не ограничены использованием LDPC в качестве кодов с коррекцией ошибок. Пример также может быть реализован с использованием других кодов с коррекцией ошибок, таких как турбокоды, сверточные коды или сверточные LDPC-коды. Дополнительно, в то время как внешние кодеры в настоящее время описываются как отдельно конфигурируемые для каждой передающей антенны, ограничения в этом отношении не налагаются. Один внешний кодер может использоваться для множества передающих антенн, или число внешних кодеров может превышать число передающих антенн. Система также имеет модули перемежения (π_a, π_b) для каждого из потоков A и B. Здесь, схема модуляции представляет собой 2^h-QAM (т.е. h битов, передаваемых в расчете на символ).

[0044] Приемное устройство выполняет итеративное обнаружение (итеративное декодирование на основе аппроксимации (или максимальной логарифмической аппроксимации)) MIMO-сигналов, как описано выше. LDPC-коды декодируются с использованием, например, декодирования на основе сумм-произведений.

Фиг.2 иллюстрирует конфигурацию кадра и описывает порядок символов после перемежения. Здесь, (i_a,j_a) и (i_b,j_b) могут выражаться следующим образом.

[0045] Математическое выражение 16

(формула 16)

[0046] Математическое выражение 17

(формула 17)

[0047] Здесь, i_a и i_b представляют порядок символа после перемежения, j_a и j_b представляют позицию бита в схеме модуляции (где j_a, j_b=1, ..., h), π_a, и π_b представляют модули перемежения потоков A и B, и Ω^a _ia,ja и Ω^b _ib,jb представляют порядок данных потоков A и B перед перемежением. Следует отметить, что фиг.2 иллюстрирует случай, когда i_a=i_b.

Итеративное декодирование

Далее подробно описывается декодирование на основе сумм-произведений, используемое в декодировании LDPC-кодов, и в алгоритме итеративного обнаружения MIMO-сигналов, оба из которых используются посредством приемного устройства.

[0048] Декодирование на основе сумм-произведений

Двумерная матрица M×N H={H_mn} используется в качестве контрольной матрицы для LDPC-кодов, подвергнутых декодированию. Для набора [1,N]={1, 2, ..., N}, частичные наборы A(m) и B(n) задаются следующим образом.

[0049] Математическое выражение 18

(формула 18)

[0050] Математическое выражение 19

(формула 19)

[0051] Здесь, A(m) обозначает набор индексов столбцов, равных 1 для строки m контрольной матрицы H, в то время как B(n) обозначает набор индексов строк, равных 1 для строки n контрольной матрицы H. Алгоритм декодирования на основе сумм-произведений заключается в следующем.

Этап A-1 (инициализация): Для всех пар (m,n), удовлетворяющих H_mn=1, задание предыдущего логарифмического отношения β_mn=1. Задание переменной цикла (числа итераций) l_sum=1 и задание максимального числа l_sum,max циклов.

Этап A-2 (обработка): Для всех пар (m,n), удовлетворяющих H_mn=1 в порядке m=1, 2, ..., M, обновление логарифмического отношения α_mn внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления.

[0052] Математическое выражение 20

(формула 20)

[0053] Математическое выражение 21

(формула 21)

[0054] Математическое выражение 22

(формула 22)

,

[0055] где f является функцией Галлагера. λ_n затем может быть вычислен следующим образом.

Этап A-3 (столбцовые операции): Для всех пар (m,n), удовлетворяющих H_mn=1 в порядке n=1, 2, ..., N, обновление логарифмического отношения β_mn внешней стоимости с использованием следующей формулы обновления.

[0056] Математическое выражение 23

(формула 23)

[0057] Этап A-4 (вычисление логарифмического отношения правдоподобия): Для n[1, N], логарифмическое отношение L_n правдоподобия вычисляется следующим образом.

[0058] Математическое выражение 24

(формула 24)

[0059] Этап A-5 (подсчет итераций): Если l_sum<l_sum,max, то l_sum увеличивается, и процесс возвращается к этапу A-2. Декодирование на основе сумм-произведений завершается, когда l_sum=l_sum,max.

Выше описана одна итерация операций декодирования на основе сумм-произведений. После этого, выполняется итеративное обнаружение MIMO-сигналов. Переменные m, n, α_mn, β_mn, λ_n и L_n, используемые в вышеприведенном пояснении операций декодирования на основе сумм-произведений, выражаются как m_a, n_a, α^a _mana, β^a _mana, λ_na и L_na для потока A и как m_b, n_b, α^b _mbnb, β^b _mbnb, λ_nb и L_nb для потока B.

Итеративное обнаружение MIMO-сигналов

Далее описывается вычисление λ_n для итеративного обнаружения MIMO-сигналов.

[0060] Следующая формула может получаться из формулы 1.

[0061] Математическое выражение 25

(формула 25)

[0062] С учетом конфигурации кадра, проиллюстрированной на фиг.2, следующие функции могут получаться из формулы 16 и формулы 17.

[0063] Математическое выражение 26

(формула 26)

[0064] Математическое выражение 27

(формула 27)

,

[0065] где n_a,n_b [1,N]. Для итерации k итеративного обнаружения MIMO-сигналов переменные λ_na, L_na, λ_nb и L_nb выражаются как λ_k,na, L_k,na, λ_k,nb и L_k,nb.

Этап B-1 (начальное обнаружение; k=0)

Для начального обнаружения волн λ_0,na и λ_0,nb вычисляются следующим образом.

Для итеративного декодирования на основе аппроксимации:

[0066] Математическое выражение 28

(формула 28)

[0067] Для итеративного декодирования на основе максимальной логарифмической аппроксимации:

[0068] Математическое выражение 29

(формула 29)

[0069] Математическое выражение 30

(формула 30)

,

[0070] где X=a,b. Затем, значение счетчика итераций для итеративного обнаружения MIMO-сигналов задается равным l_mimo=0, при этом максимальное значение счетчика итераций равно l_mimo,max.

Этап B-2 (итеративное обнаружение; итерация k): Когда значение счетчика итераций равно k, формула 11, формулы 13-15, формула 16 и формула 17 могут выражаться как нижеприведенные формулы 31-34. Следует отметить, что (X,Y)=(a,b)(b,a).

Для итеративного декодирования на основе аппроксимации:

[0071] Математическое выражение 31

(формула 31)

[0072] Математическое выражение 32

(формула 32)

[0073] Для итеративного декодирования на основе максимальной логарифмической аппроксимации:

[0074] Математическое выражение 33

(формула 33)

[0075] Математическое выражение 34

(формула 34)

[0076] Этап B-3 (подсчет итераций и оценка кодовых слов): Если l_mimo<l_mimo,max, то l_mimo увеличивается, и процесс возвращается к этапу B-2. Когда l_mimo=l_mimo,max, оцененное кодовое слово находится следующим образом.

[0077] Математическое выражение 35

(формула 35)

,

[0078] где X=a,b.

Фиг.3 показывает примерную конфигурацию передающего устройства 300, относящегося к настоящему варианту осуществления. Кодер 301A принимает информацию (данные) 301B и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода (который включает в себя схему коррекции ошибок, скорость кодирования, длину блока и другую информацию, используемую посредством кодера 302A при кодировании с коррекцией ошибок данных, так что используется схема, обозначенная посредством сигнала 313 конфигурации кадра. Схема коррекции ошибок может быть переключена). В соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, кодер 302A выполняет кодирование с коррекцией ошибок, такое как сверточное кодирование, LDPC-кодирование, турбокодирование и т.п. и выводит кодированные данные 303A.

[0079] Модуль 304A перемежения принимает кодированные данные 303A и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода, выполняет перемежение, т.е. перекомпонует их порядок и затем выводит перемеженные данные 305A. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра, может быть переключена схема перемежения).

Модуль 306A преобразования принимает перемеженные данные 305A и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и выполняет их модуляцию, такую как QPSK (квадратурная фазовая манипуляция), 16-QAM (16-позиционная квадратурная амплитудная модуляция) или 64-QAM (64-позиционная квадратурная амплитудная модуляция), затем выводит сигнал 307A в полосе модулирующих частот. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра, может быть переключена схема модуляции).

Фиг.19A и 19B иллюстрируют пример схемы преобразования с QPSK-модуляцией для сигнала в полосе модулирующих частот, состоящего из синфазного компонента I и квадратурного компонента Q в IQ-плоскости. Например, как показано на фиг.19A, когда входные данные равняются 00, то вывод представляет собой I=1,0, Q=1,0. Аналогично, когда входные данные равняются 01, вывод представляет собой I=-1,0, Q=1,0 и т.д. Фиг.19B иллюстрирует пример схемы преобразования с QPSK-модуляцией в IQ-плоскости, отличающейся от фиг.19A тем, что сигнальные точки по фиг.19A циклически сдвинуты вокруг начала координат, чтобы получать сигнальные точки по фиг.19B. Непатентный документ 9 и непатентный документ 10 описывают такую схему циклического сдвига по принципу созвездия. Альтернативно, также может приспосабливаться циклическая Q-задержка, описанная в непатентном документе 9 и непатентном документе 10. Альтернативный пример, отличный от фиг.19A и 19B, показан на фиг.20A и 20B, которые иллюстрируют схему размещения сигнальных точек для 16-QAM в IQ-плоскости. Пример по фиг.20A соответствует фиг.19A, в то время как пример по фиг.20B соответствует фиг.19B.

[0080] Кодер 302B принимает информацию (данные) 301B и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода (который включает в себя схему коррекции ошибок, скорость кодирования, длину блока и другую информацию, используемую посредством кодера 302A при кодировании с коррекцией ошибок данных, так что используется схема, обозначенная посредством сигнала 313 конфигурации кадра. Схема коррекции ошибок может быть переключена). В соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, кодер 302B выполняет кодирование с коррекцией ошибок, такое как сверточное кодирование, LDPC-кодирование, турбокодирование и т.п. и выводит кодированные данные 303B.

[0081] Модуль 304B перемежения принимает кодированные данные 303B и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода, выполняет перемежение, т.е. перекомпонует их порядок и выводит перемеженные данные 305B. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра, может быть переключена схема перемежения).

Модуль 306B преобразования принимает перемеженные данные 305B и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и выполняет их модуляцию, такую как QPSK, 16-QAM или 64-QAM, затем выводит сигнал 307B в полосе модулирующих частот. (В зависимости от сигнала 313 конфигурации кадра, может быть переключена схема модуляции).

Формирователь 314 информации схемы обработки сигналов принимает сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и, соответственно, выводит информацию 315 схемы обработки сигналов. Информация 315 схемы обработки сигналов обозначает фиксированную матрицу предварительного кодирования, которая должна быть использована, и включает в себя информацию относительно шаблона изменений фазы, используемых для изменения фазы.

[0082] Модуль 308A взвешивания принимает сигнал 307A в полосе модулирующих частот, сигнал 307B в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и, в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов, выполняет взвешивание для сигналов 307A и 307B в полосе модулирующих частот, затем выводит взвешенный сигнал 309A. Схема взвешивания подробно описывается ниже.

[0083] Беспроводной модуль 310A принимает взвешенный сигнал 309A в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311A. Передаваемый сигнал 311A затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312A.

Модуль 308B взвешивания принимает сигнал 307A в полосе модулирующих частот, сигнал 307B в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и, в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов, выполняет взвешивание для сигналов 307A и 307B в полосе модулирующих частот, затем выводит взвешенный сигнал 316B.

[0084] Фиг.21 иллюстрирует конфигурацию модулей 308A и 308B взвешивания. Область по фиг.21, окруженная пунктирной линией, представляет один из модулей взвешивания. Сигнал 307A в полосе модулирующих частот умножается на w11, чтобы получать w11·s1(t), и умножается на w21, чтобы получать w21·s1(t). Аналогично, сигнал 307B в полосе модулирующих частот умножается на w12, чтобы получать w12·s2(t), и умножается на w22, чтобы получать w22·s2(t). Затем, получаются z1(t)=w11·s1(t)+w12·s2(t) и z2(t)=w21·s1(t)+w22·s22(t). Здесь, как пояснено выше, s1(t) и s2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот, модулированными согласно схеме модуляции, такой как BPSK (двухпозиционная фазовая манипуляция), QPSK, 8PSK (8-позиционная фазовая манипуляция), 16-QAM, 32-QAM (32-позиционная квадратурная амплитудная модуляция), 64-QAM, 256-QAM, 16-APSK (16-позиционная амплитудно-фазовая модуляция) и т.д.

[0085] Оба модуля взвешивания выполняют взвешивание с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования. Матрица предварительного кодирования использует, например, схему формулы 36 и удовлетворяет условиям формулы 37 или формулы 38, все из которых приводятся ниже. Тем не менее, это является только примером. Значение α не ограничивается формулой 37 и формулой 38 и может принимать другие значения, например, α=1.

[0086] Здесь, матрица предварительного кодирования является следующей:

[0087] Математическое выражение 36

(формула 36)

[0088] В вышеприведенной формуле 36, α может задаваться следующим образом:

[0089] Математическое выражение 37

(формула 37)

[0090] Альтернативно, в вышеприведенной формуле 36, α может задаваться следующим образом:

[0091] Математическое выражение 38

(формула 38)

[0092] Матрица предварительного кодирования не ограничена матрицей предварительного кодирования из формулы 36, но также может быть и такой, как указано посредством формулы 39.

[0093] Математическое выражение 39

(формула 39)

[0094] В формуле 39 допустим, что a=Ae^jδ11, b=Be^jδ12, c=Ce^jδ21 и d=De^jδ22. Дополнительно, одно из a, b, c и d может быть нулем. Например, возможны следующие конфигурации: (1) a может быть нулем, в то время как b, c и d являются ненулевыми, (2) b может быть нулем, в то время как a, c и d являются ненулевыми, (3) c может быть нулем, в то время как a, b и d являются ненулевыми, или (4) d может быть нулем, в то время как a, b и c являются ненулевыми.

[0095] Когда любое из их схемы модуляции, кодов с коррекцией ошибок и скорости кодирования изменяется, матрица предварительного кодирования также может задаваться, изменяться и фиксироваться для использования.

Модуль 317B изменения фазы принимает взвешенный сигнал 316B и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода, затем регулярно изменяет фазу сигнала 316B для вывода. Это регулярное изменение является изменением фазы, выполняемым согласно предварительно определенному шаблону изменения фазы, имеющему предварительно определенный период (цикл) (например, каждые n символов (n является целым числом, n≥1) или с предварительно определенным интервалом). Подробности шаблона изменения фазы поясняются ниже в варианте 4 осуществления.

[0096] Беспроводной модуль 310B принимает сигнал 309B после изменения фазы в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311B. Передаваемый сигнал 311B затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312B.

Фиг.4 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства 400, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг.3. Далее описываются точки расхождения фиг.4 с фиг.3.

[0097] Кодер 402 принимает информацию (данные) 401 и сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода и, в соответствии с сигналом 313 конфигурации кадра, выполняет кодирование с коррекцией ошибок и выводит кодированные данные 402.

Модуль 404 распределения принимает кодированные данные 403 в качестве ввода, выполняет их распределение и выводит данные 405A и данные 405B. Хотя фиг.4 иллюстрирует только один кодер, число кодеров не ограничивается как таковое. Настоящее изобретение также может быть реализовано с использованием m кодеров (m является целым числом, m≥1), так что модуль распределения разделяет кодированные данные, созданные посредством каждого кодера, на две группы для распределения.

[0098] Фиг.5 иллюстрирует пример конфигурации кадра во временной области для передающего устройства согласно настоящему варианту осуществления. Символ 500_1 служит для уведомления приемного устройства относительно схемы передачи. Например, символ 500_1 передает такую информацию, как схема коррекции ошибок, используемая для передачи символов данных, их скорость кодирования и схема модуляции, используемая для передачи символов данных.

Символ 501_1 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1(t) (где t является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u символа (во временной области). Символ 503_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u+1 символа.

[0099] Символ 501_2 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2(t) (где t является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z2(t) в качестве номера u символа (во временной области). Символ 503_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u+1 символа.

[0100] Здесь, символы z1(t) и z2(t), имеющие одинаковое время (идентичную синхронизацию), передаются из передающей антенны с использованием идентичной (совместно используемой/общей) частоты.

Далее описываются взаимосвязи между модулированными сигналами z1(t) и z2(t), передаваемыми посредством передающего устройства, и принимаемыми сигналами r1(t) и r2(t), принимаемыми посредством приемного устройства.

На фиг.5, 504#1 и 504#2 указывают передающие антенны передающего устройства, в то время как 505#1 и 505#2 указывают приемные антенны приемного устройства. Передающее устройство передает модулированный сигнал z1(t) из передающей антенны 504#1 и передает модулированный сигнал z2(t) из передающей антенны 504#2. Здесь, модулированные сигналы z1(t) и z2(t) предположительно должны занимать идентичную (совместно используемую/общую) частоту (полосу пропускания). Колебания канала в передающих антеннах передающего устройства и антеннах приемного устройства составляют h₁₁(t), h₁₂(t), h₂₁(t) и h₂₂(t), соответственно. При условии, что приемная антенна 505#1 приемного устройства принимает принимаемый сигнал r1(t) и что приемная антенна 505#2 приемного устройства принимает принимаемый сигнал r2(t), поддерживается следующая взаимосвязь.

[0101] Математическое выражение 40

(формула 40)

[0102] Фиг.6 относится к схеме взвешивания (схеме предварительного кодирования) и схеме изменения фазы по настоящему варианту осуществления. Модуль 600 взвешивания является комбинированной версией модулей 308A и 308B взвешивания из фиг.67. Как показано, поток s1(t) и поток s2(t) соответствуют сигналам 307A и 307B в полосе модулирующих частот по фиг.3. Иными словами, потоки s1(t) и s2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот, состоящими из синфазного компонента I и квадратурного компонента Q, соответствующими преобразованию посредством схемы модуляции, такой как QPSK, 16-QAM и 64-QAM. Как указано посредством конфигурации кадра по фиг.6, поток s1(t) представляется как s1(u) в номере u символа, как s1(u+1) в номере u+1 символа и т.д. Аналогично, поток s2(t) представляется как s2(u) в номере u символа, как s2(u+1) в номере u+1 символа и т.д. Модуль 600 взвешивания принимает сигналы 307A(s1(t)) и 307B(s2(t)) в полосе модулирующих частот, а также информацию 315 схемы обработки сигналов из фиг.3 в качестве ввода, выполняет взвешивание в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов и выводит взвешенные сигналы 309A(z1(t)) и 316B(z2'(t)) из фиг.3. Модуль 317B изменения фазы изменяет фазу взвешенного сигнала 316B(z2'(t)) и выводит сигнал 309B после изменения фазы (z2(t)).

[0103] Здесь, при условии вектора W1=(w11, w12) из первой строки фиксированной матрицы F предварительного кодирования, z1(t) может выражаться как нижеприведенная формула 41.

[0104] Математическое выражение 41

(формула 41)

[0105] Аналогично при условии вектора W2=(w21, w22) из второй строки фиксированной матрицы F предварительного кодирования и посредством допущения того, что формула для изменения фазы, применяемая посредством модуля изменения фазы, представляет собой y(t), в таком случае z2(t) может выражаться как нижеприведенная формула 42.

[0106] Математическое выражение 42

(формула 42)

[0107] Здесь, y(t) является формулой для изменения фазы согласно предварительно определенной схеме. Например, с учетом периода (цикла) в четыре и времени u, формула для изменения фазы может выражаться как нижеприведенная формула 43.

[0108] Математическое выражение 43

(формула 43)

[0109] Аналогично, формула для изменения фазы для времени u+1 может быть, например, такой, как задано посредством формулы 44.

[0110] Математическое выражение 44

(формула 44)

[0111] Иными словами, формула для изменения фазы для времени u+k может выражаться как формула 45.

[0112] Математическое выражение 45

(формула 45)

[0113] Следует отметить, что формулы 43-45 предоставляются только в качестве примера регулярного изменения фазы.

Регулярное изменение фазы не ограничивается периодом (циклом) в четыре. Улучшенные характеристики приема (характеристики коррекции ошибок, если точнее) потенциально могут стимулироваться в приемном устройстве посредством увеличения номера периода (цикла) (это не означает, что больший период (цикл) лучше, хотя недопущение небольших чисел, таких как два, вероятно, является идеальным).

[0114] Кроме того, хотя вышеприведенные формулы 43-45 представляют конфигурацию, в которой изменение по фазе выполняется посредством циклического сдвига на последовательные предварительно определенные фазы (в вышеприведенной формуле, каждые /2), изменение по фазе не обязательно должно быть циклическим сдвигом на постоянную величину, и также может быть случайным. Например, в соответствии с предварительно определенным периодом (циклом) y(t), фаза может быть изменена через последовательное умножение, как показано в формуле 46 и формуле 47. Ключевой момент регулярного изменения фазы состоит в том, что фаза модулированного сигнала регулярно изменяется. Степень изменения фазы предпочтительно является максимально возможно равномерной, к примеру, от - радиан до радиан. Тем не менее, при условии, что это описывает распределение, также возможны случайные изменения.

[0115] Математическое выражение 46

(формула 46)

[0116] Математическое выражение 47

(формула 47)

[0117] В связи с этим, модуль 600 взвешивания по фиг.6 выполняет предварительное кодирование с использованием фиксированных предварительно определенных весовых коэффициентов предварительного кодирования, и модуль 317B изменения фазы изменяет фазу сигнала, вводимого в него, при регулярном варьировании степени изменения фазы.

Когда в LOS-окружении должна быть использована специализированная матрица предварительного кодирования, качество приема с большой вероятностью существенно повышается. Тем не менее, в зависимости от режимов прямых волн, фазовые и амплитудные компоненты прямой волны могут значительно отличаться от специализированной матрицы предварительного кодирования при приеме. LOS-окружение имеет определенные правила. Таким образом, качество приема данных существенно повышается через регулярное изменение, применяемое к передаваемому сигналу, которое подчиняется этим правилам. Настоящее изобретение предлагает схему обработки сигналов для улучшений LOS-окружения.

[0118] Фиг.7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства 700, относящегося к настоящему варианту осуществления. Беспроводной модуль 703_X принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_X, принимаемый посредством антенны 701_X, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п. и выводит сигнал 704_X в полосе модулирующих частот.

Модуль 705_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_X в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₁₁ из формулы 40 и выводит сигнал 706_1 оценки канала.

[0119] Модуль 705_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_X в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₁₂ из формулы 40 и выводит сигнал 706_2 оценки канала.

Беспроводной модуль 703_Y принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_Y, принимаемый посредством антенны 701_X, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п. и выводит сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот.

[0120] Модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₂₁ из формулы 40 и выводит сигнал 708_1 оценки канала.

Модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₂₂ из формулы 40 и выводит сигнал 708_2 оценки канала.

[0121] Декодер 709 управляющей информации принимает сигнал 704_X в полосе модулирующих частот и сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода, обнаруживает символ 500_1, который указывает схему передачи из фиг.5, и выводит сигнал 710 информации схемы передачи для передающего устройства.

Процессор 711 сигналов принимает сигналы 704_X и 704_Y в полосе модулирующих частот, сигналы 706_1, 706_2, 708_1 и 708_2 оценки канала и сигнал 710 информации схемы передачи в качестве ввода, выполняет обнаружение и декодирование и затем выводит принимаемые данные 712_1 и 712_2.

[0122] Далее подробно описываются операции процессора 711 сигналов из фиг.7. Фиг.8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора 711 сигналов, относящегося к настоящему варианту осуществления. Как показано, процессор 711 сигналов главным образом состоит из внутреннего MIMO-детектора, декодеров с мягким вводом и мягким выводом и формирователя коэффициентов. Непатентный документ 2 и непатентный документ 3 описывают схему итеративного декодирования с использованием этой структуры. MIMO-система, описанная в непатентном документе 2 и непатентном документе 3, является MIMO-системой с пространственным мультиплексированием, хотя настоящий вариант осуществления отличается от непатентного документа 2 и непатентного документа 3 описанием MIMO-системы, которая регулярно изменяет фазу во времени при одновременном использовании идентичной матрицы предварительного кодирования. При рассмотрении (канальной) матрицы H(t) формулы 36, затем посредством допущения того, что матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования из фиг.6 представляет собой F (здесь, фиксированную матрицу предварительного кодирования, остающуюся неизменной для данного принимаемого сигнала), и допущения того, что формула для изменения фазы, используемая посредством модуля изменения фазы из фиг.6, представляет собой Y(t) (здесь, Y(t) изменяется во времени t), затем вектор приема R(t)=(r1(t),r2(t))^T и потоковый вектор S(t)=(s1(t),s2(t))^T, извлекается следующая функция:

[0123] Математическое выражение 48

(формула 48)

,

где:

[0124] Здесь, приемное устройство может использовать схемы декодирования непатентного документа 2 и 3 для R(t) посредством вычисления H(t)×Y(t)×F.

Соответственно, формирователь 819 коэффициентов из фиг.8 принимает сигнал 818 информации схемы передачи (соответствующий 710 из фиг.7), указываемый посредством передающего устройства (информацию для указания используемой фиксированной матрицы предварительного кодирования и шаблона изменения фазы, используемого, когда изменяется фаза), и выводит сигнал 820 информации схемы обработки сигналов.

[0125] Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал информации схемы обработки сигналов в качестве ввода и выполняет итеративное обнаружение и декодирование с использованием сигнала и своей взаимосвязи с формулой 48. Его операции описываются ниже.

Процессор, проиллюстрированный на фиг.8, использует схему обработки, как проиллюстрировано посредством фиг.10, чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение). Во-первых, выполняется обнаружение одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) s1 и одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) s2. Как результат, декодер с мягким вводом и мягким выводом получает логарифмическое отношение правдоподобия каждого бита кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) s1 и кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) s2. Затем, логарифмическое отношение правдоподобия используется для того, чтобы выполнять второй раунд обнаружения и декодирования. Эти операции выполняются многократно (эти операции в дальнейшем называются итеративным декодированием (итеративным обнаружением)). Следующее пояснение сосредоточено на схеме создания логарифмического отношения правдоподобия символа в конкретное время в одном кадре.

[0126] На фиг.8, запоминающее устройство 815 принимает сигнал 801X в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_X в полосе модулирующих частот из фиг.7), группу 802X сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 706_1 и 706_2 оценки канала из фиг.7), сигнал 801Y в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_Y в полосе модулирующих частот из фиг.7) и группу 802Y сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 708_1 и 708_2 оценки канала из фиг.7) в качестве ввода, выполняет (вычисляет) H(t)×Y(t)×F из формулы 48, чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение), и сохраняет результирующую матрицу в качестве преобразованной группы сигналов канала. Запоминающее устройство 815 затем выводит вышеописанные сигналы по мере необходимости, в частности, в качестве сигнала 816X в полосе модулирующих частот, группы 817X преобразованных сигналов оценки канала, сигнала 816Y в полосе модулирующих частот и группы 817Y преобразованных сигналов оценки канала.

[0127] Последующие операции описываются отдельно для начального обнаружения и для итеративного декодирования (итеративного обнаружения).

Начальное обнаружение

Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал 801X в полосе модулирующих частот, группу 802X сигналов оценки канала, сигнал 801Y в полосе модулирующих частот и группу 802Y сигналов оценки канала в качестве ввода. Здесь, схема модуляции для модулированного сигнала (потока) s1 и модулированного сигнала (потока) s2 рассматривается как 16-QAM.

[0128] Внутренний MIMO-детектор 803 сначала вычисляет H(t)×Y(t)×F из групп 802X и 802Y сигналов оценки канала, тем самым вычисляя вариант сигнальной точки, соответствующий сигналу 801X в полосе модулирующих частот. Фиг.11 представляет такое вычисление. На фиг.11, каждая черная точка является вариантом сигнальной точки в IQ-плоскости. При условии, что схема модуляции представляет собой 16-QAM, существуют 256 вариантов сигнальных точек. (Тем не менее, фиг.11 является только представлением и не указывает все 256 вариантов сигнальных точек). Посредством допущения того, что четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале s1, представляют собой b0, b1, b2 и b3, и четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале s2, представляют собой b4, b5, b6 и b7, варианты сигнальных точек, соответствующие (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), находятся на фиг.11. Затем вычисляется квадрат евклидова расстояния между каждым вариантом сигнальной точки и каждой принимаемой сигнальной точкой 1101 (соответствующей сигналу 801X в полосе модулирующих частот). Квадрат евклидова расстояния между каждой точкой делится на дисперсию σ² шума. Соответственно, вычисляется E_X(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7). Иными словами, E_X является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принимаемой сигнальной точкой, деленным на дисперсию шума. Здесь, каждый из сигналов в полосе модулирующих частот и модулированных сигналов s1 и s2 является комплексным сигналом.

[0129] Аналогично, внутренний MIMO-детектор 803 вычисляет H(t)×Y(t)×F из групп 802X и 802Y сигналов оценки канала, вычисляет варианты сигнальных точек, соответствующие сигналу 801Y в полосе модулирующих частот, вычисляет квадрат евклидова расстояния между каждым из вариантов сигнальных точек и принимаемыми сигнальными точками (соответствующими сигналу 801Y в полосе модулирующих частот) и делит квадрат евклидова расстояния на дисперсию σ² шума. Соответственно, вычисляется E_Y(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7). Иными словами, E_Y является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принимаемой сигнальной точкой, деленным на дисперсию шума.

[0130] Затем вычисляется E_X(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)+E_Y(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)=E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7).

Внутренний MIMO-детектор 803 выводит E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) в качестве сигнала 804.

[0131] Модуль 805A вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806A логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Схема вычисления является такой, как показано в формуле 28, формуле 29 и формуле 30, и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.

[0132] Аналогично, модуль 805A вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806B логарифмического правдоподобия. Модуль (807A) обратного перемежения принимает сигнал 806A логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304A) перемежения из фиг.3), и выводит обратно перемеженный сигнал 808A логарифмического правдоподобия.

[0133] Аналогично, модуль (807B) обратного перемежения принимает сигнал 806B логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304B) перемежения из фиг.3), и выводит обратно перемеженный сигнал 808B логарифмического правдоподобия.

Модуль 809A вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808A логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302A из фиг.3, и выводит сигнал 810A логарифмического отношения правдоподобия.

[0134] Аналогично, модуль 809B вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808B логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302B из фиг.3, и выводит сигнал 810B логарифмического отношения правдоподобия.

Декодер 811A с мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810A логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812A правдоподобия.

Аналогично, декодер с 811B мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810B логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812B правдоподобия.

[0135] Итеративное декодирование (итеративное обнаружение), k итераций

Модуль (813A) перемежения принимает k-1-ое декодированное логарифмическое отношение 812A правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814A правдоподобия. Здесь, шаблон перемежения, используемый посредством модуля (813A) перемежения, является идентичным шаблону перемежения модуля (304A) перемежения из фиг.3.

[0136] Другой модуль (813B) перемежения принимает k-1-ое декодированное логарифмическое отношение 812B правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814B правдоподобия. Здесь, шаблон перемежения, используемый посредством другого модуля (813B) перемежения, является идентичным шаблону перемежения другого модуля (304B) перемежения из фиг.3.

[0137] Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал 816X в полосе модулирующих частот, группу 817X преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Y в полосе модулирующих частот, группу 817Y преобразованных сигналов оценки канала, перемеженное логарифмическое отношение 814A правдоподобия и перемеженное логарифмическое отношение 814B правдоподобия в качестве ввода. Здесь, сигнал 816X в полосе модулирующих частот, группа 817X преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Y в полосе модулирующих частот и группа 817Y преобразованных сигналов оценки канала используются вместо сигнала 801X в полосе модулирующих частот, группы 802X сигналов оценки канала, сигнала 801Y в полосе модулирующих частот и группы 802Y сигналов оценки канала, поскольку последние вызывают задержки вследствие итеративного декодирования.

[0138] Операции итеративного декодирования внутреннего MIMO-детектора 803 отличаются от его операций начального обнаружения тем, что перемеженные логарифмические отношения 814A и 814B правдоподобия используются в обработке сигналов для первого. Внутренний MIMO-детектор 803 сначала вычисляет E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) таким же образом, как для начального обнаружения. Помимо этого, коэффициенты, соответствующие формуле 11 и формуле 32, вычисляются из перемеженных логарифмических отношений 814A и 814B правдоподобия. Значение E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) корректируется с использованием коэффициентов, вычисленных таким образом, чтобы получать E'(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), который выводится в качестве сигнала 804.

[0139] Модуль 805A вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806A логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Схема вычисления является такой, как показано в формулах 31-35, и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.

[0140] Аналогично, модуль 805B вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b4, b5, b6 и b7 и выводит сигнал 806A логарифмического правдоподобия. Операции, выполняемые посредством модуля обратного перемежения после этого, являются аналогичными операциям, выполняемым для начального обнаружения.

Хотя фиг.8 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов при выполнении итеративного обнаружения, эта структура не является полностью обязательной, поскольку улучшения для получения хорошего качества приема достижимы посредством только итеративного обнаружения. При условии, что присутствуют компоненты, необходимые для итеративного обнаружения, конфигурация не должна обязательно включать в себя модули 813A и 813B перемежения. В таком случае, внутренний MIMO-детектор 803 не выполняет итеративное обнаружение.

[0141] Ключевой момент для настоящего варианта осуществления заключается в вычислении H(t)×Y(t)×F. Как показано в непатентном документе 5 и т.п., QR-разложение также может быть использовано для того, чтобы выполнять начальное обнаружение и итеративное обнаружение.

Кроме того, как указано посредством непатентного документа 11, линейные операции на основе алгоритма MMSE (минимальной среднеквадратической ошибки) и ZF (форсирования нуля) могут выполняться на основе H(t)×Y(t)×F при выполнении начального обнаружения.

[0142] Фиг.9 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов, отличающегося от процессора по фиг.8, который служит в качестве процессора сигналов для модулированных сигналов, передаваемых посредством передающего устройства из фиг.4. Точка расхождения с фиг.8 заключается в числе декодеров с мягким вводом и мягким выводом. Декодер 901 с мягким вводом и мягким выводом принимает сигналы 810A и 810B логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия. Модуль 903 распределения принимает декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия в качестве ввода для распределения. В противном случае, операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг.8.

[0143] Как описано выше, когда передающее устройство согласно настоящему варианту осуществления с использованием MIMO-системы передает множество модулированных сигналов из множества антенн, изменение фазы во времени при умножении на матрицу предварительного кодирования с тем, чтобы регулярно изменять фазу, приводит к повышению качества приема данных для приемного устройства в LOS-окружении, в котором прямые волны являются доминирующими, в отличие от традиционной MIMO-системы с пространственным мультиплексированием.

[0144] В настоящем варианте осуществления и, в частности, в конфигурации приемного устройства, число антенн ограничивается, и пояснения приводятся соответствующим образом. Тем не менее, вариант осуществления также может применяться к большему числу антенн. Другими словами, число антенн в приемном устройстве не влияет на операции или преимущества настоящего варианта осуществления.

Кроме того, хотя LDPC-коды описываются в качестве конкретного примера, настоящий вариант осуществления не ограничен таким образом. Кроме того, схема декодирования не ограничена примером декодирования на основе сумм-произведений, приведенным для декодера с мягким вводом и мягким выводом. Также могут быть использованы другие схемы декодирования с мягким вводом и мягким выводом, такие как BCJR-алгоритм, SOVA и алгоритм максимального логарифмического преобразования. Подробности предоставляются в непатентном документе 6.

[0145] Помимо этого, хотя настоящий вариант осуществления описывается с использованием схемы с одной несущей, ограничения в этом отношении не налагаются. Настоящий вариант осуществления также является применимым к передаче с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, OFDM (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов), SC-FDMA (множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей), SC-OFDM (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов с одной несущей), вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Кроме того, в настоящем варианте осуществления, символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.

[0146] Далее описывается пример, в котором OFDM используется в качестве схемы с несколькими несущими.

Фиг.12 иллюстрирует конфигурацию передающего устройства с использованием OFDM. На фиг.12, компоненты, работающие способом, описанным для фиг.3, используют идентичные ссылки с номерами.

Связанный с OFDM процессор 1201A принимает взвешенный сигнал 309A в качестве ввода, выполняет связанную с OFDM обработку и выводит передаваемый сигнал 1202A. Аналогично, связанный с OFDM процессор 1201B принимает сигнал 309B после изменения фазы в качестве ввода, выполняет связанную с OFDM обработку и выводит передаваемый сигнал 1202A.

[0147] Фиг.13 иллюстрирует примерную конфигурацию связанных с OFDM процессоров 1201A и 1201B и т.п. из фиг.12. Компоненты 1301A-1310A соответствуют 1201A и 312A из фиг.12, в то время как компоненты 1301B-1310B соответствуют 1201B и 312B.

Преобразователь 1302A из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для взвешенного сигнала 1301A (соответствующего взвешенному сигналу 309A из фиг.12) и выводит параллельный сигнал 1303A.

[0148] Модуль 1304A переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303A в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305A. Переупорядочение подробно описывается ниже.

Модуль 1306A IFFT (обратного быстрого преобразования Фурье) принимает переупорядоченный сигнал 1305A в качестве ввода, применяет к нему IFFT и выводит сигнал 1307A после IFFT.

Беспроводной модуль 1308A принимает сигнал 1307A после IFFT в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309A. Модулированный сигнал 1309A затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310A.

[0149] Преобразователь 1302B из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для взвешенного сигнала 1301B (соответствующего сигналу 309B после изменения фазы из фиг.12) и выводит параллельный сигнал 1303B.

Модуль 1304B переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303B в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305B. Переупорядочение подробно описывается ниже.

[0150] IFFT-модуль 1306B принимает переупорядоченный сигнал 1305B в качестве ввода, применяет к нему IFFT и выводит сигнал 1307B после IFFT.

Беспроводной модуль 1308B принимает сигнал 1307B после IFFT в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309B. Модулированный сигнал 1309B затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310A.

[0151] Передающее устройство из фиг.3 не использует схему передачи с несколькими несущими. Таким образом, как показано на фиг.6, изменение фазы выполняется для того, чтобы достигать периода (цикла) в четыре, и символы после изменения фазы размещаются относительно временной области. Как показано на фиг.12, когда используется передача с несколькими несущими, такая как OFDM, в таком случае, естественно, предварительно кодированные символы после изменения фазы могут размещаться относительно временной области, как показано на фиг.3, и это применяется к каждой (под-)несущей. Тем не менее, для передачи с несколькими несущими, компоновка также может быть в частотной области либо в частотной области и временной области. Далее описываются эти компоновки.

[0152] Фиг.14A и 14B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрирует пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13. Частотные оси состоят из (под-)несущих 0-9. Модулированные сигналы z1 и z2 совместно используют единое время (синхронизацию) и используют общую полосу частот. Фиг.14A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.14B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Относительно символов взвешенного сигнала 1301A, вводимого в преобразователь 1302A из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, #0, #1, #2 и #3 являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, #4n, #4n+1, #4n+2 и #4n+3 (n является ненулевым положительным целым числом) также являются эквивалентными одному периоду (циклу).

[0153] Как показано на фиг.14A, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой. Следует отметить, что модулированные сигналы z1 и z2 являются комплексными сигналами.

Аналогично, относительно символов взвешенного сигнала 1301B, вводимого в преобразователь 1302B из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, различное изменение фазы применяется к каждому из #0, #1, #2 и #3, которые являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, различное изменение фазы применяется к каждому из #4n, #4n+1, #4n+2 и #4n+3 (n является ненулевым положительным целым числом), которые также являются эквивалентными одному периоду (циклу).

[0154] Как показано на фиг.14B, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой.

Группа 1402 символов, показанная на фиг.14B, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг.6. Символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время u на фиг.6, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1 на фиг.6, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2 на фиг.6, и символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3 на фиг.6. Соответственно, для любого символа #x, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u на фиг.6, когда x mod 4 равняется 0 (т.е. когда остаток x, деленного на 4, равен 0, где mod является оператором по модулю), символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1 на фиг.6, когда x mod 4 равняется 1, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2 на фиг.6, когда x mod 4 равняется 2, и символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3 на фиг.6, когда x mod 4 равняется 3.

[0155] В настоящем варианте осуществления, модулированный сигнал z1, показанный на фиг.14A, не подвергнут изменению фазы.

В связи с этим, при использовании схемы передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM и в отличие от передачи с одной несущей, символы могут размещаться относительно частотной области. Конечно, схема компоновки символов не ограничена схемами, проиллюстрированными посредством фиг.14A и 14B. Дополнительные примеры показаны на фиг.15A, 15B, 16A и 16B.

[0156] Фиг.15A и 15B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг.14A и 14B. Фиг.15A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.15B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Фиг.15A и 15B отличаются от фиг.14A и 14B тем, что различные схемы упорядочения применяются к символам модулированного сигнала z1 и к символам модулированного сигнала z2. На фиг.15B, символы #0-#5 размещаются в несущих 4-9, символы #6-#9 размещаются в несущих 0-3, и эта компоновка повторяется для символов #10-#19. Здесь, как показано на фиг.14B, группа 1502 символов, показанная на фиг.15B, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг.6.

[0157] Фиг.16A и 16B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг.14A и 14B. Фиг.16A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.16B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Фиг.16A и 16B отличаются от фиг.14A и 14B тем, что тогда как фиг.14A и 14B показывают символы, размещаемые в последовательных несущих, фиг.16A и 16B не размещают символы в последовательных несущих. Очевидно, для фиг.16A и 16B различные схемы упорядочения могут применяться к символам модулированного сигнала z1 и к символам модулированного сигнала z2, аналогично фиг.15A и 15B.

[0158] Фиг.17A и 17B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схем переупорядочения символов из фиг.14A-16B. Фиг.17A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, и фиг.17B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Хотя фиг.14A-16B показывают символы, размещаемые относительно частотной оси, фиг.17A и 17B совместно используют частотные и временные оси в одной компоновке.

[0159] Хотя фиг.6 описывает пример, в котором изменение фазы выполняется в периоде (цикле) в четыре временных кванта, следующий пример описывает период (цикл) в восемь временных квантов. На фиг.17A и 17B, группа 1702 символов является эквивалентной одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы (т.е. восьми символам), так что символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время u, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2, символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3, символ #4 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+4, символ #5 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+5, символ #6 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+6, и символ #7 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+7. Соответственно, для любого символа #x, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u, когда x mod 8 равняется 0, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1, когда x mod 8 равняется 1, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2, когда x mod 8 равняется 2, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3, когда x mod 8 равняется 3, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+4, когда x mod 8 равняется 4, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+5, когда x mod 8 равняется 5, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+6, когда x mod 8 равняется 6, и символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+7, когда x mod 8 равняется 7. На фиг.17A и 17B четыре временных кванта вдоль временной оси и два временных кванта вдоль частотной оси используются всего для 4×2=8 временных квантов, в которых размещается один период (цикл) символов. Здесь, при условии m×n символов в расчете на каждый период (цикл) (т.е. m×n различных фаз доступны для умножения), в таком случае n временных квантов (несущих) в частотной области и m временных квантов во временной области должны быть использованы для того, чтобы размещать символы каждого периода (цикла), так что m>n. Это обусловлено тем, что фаза прямых волн медленно колеблется во временной области относительно частотной области. Соответственно, настоящий вариант осуществления выполняет регулярное изменение фазы, которое уменьшает влияние устойчивых прямых волн. Таким образом, период (цикл) изменения фазы должен предпочтительно уменьшать колебания прямых волн. Соответственно, m должен превышать n. С учетом вышеизложенного, совместное использование временной и частотной областей для переупорядочения, как показано на фиг.17A и 17B, является предпочтительным для использования любой одной из частотной области или временной области вследствие большой вероятности становления прямых волн регулярными. Как результат, преимущества настоящего изобретения получаются проще. Тем не менее, переупорядочение в частотной области может приводить к выигрышу от разнесения вследствие такого факта, что колебания в частотной области являются резкими. В связи с этим, совместное использование частотной и временной областей для переупорядочения не всегда является идеальным.

[0160] Фиг.18A и 18B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг.17A и 14B. Фиг.18A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.18B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Подобно фиг.17A и 17B, фиг.18A и 18B иллюстрируют совместное использование временной и частотной областей. Тем не менее, в отличие от фиг.17A и 17B, на которых приоритезируется частотная область, а временная область используется для вторичной компоновки символов, фиг.18A и 18B приоритезируют временную область и используют частотную область для вторичной компоновки символов. На фиг.18B, группа 1802 символов соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы.

[0161] На фиг.17A, 17B, 18A и 18B, схема упорядочения, применяемая к символам модулированного сигнала z1 и символам модулированного сигнала z2, может быть идентичной или может отличаться, аналогично фиг.15A и 15B. Оба подхода дают возможность получения хорошего качества приема. Кроме того, на фиг.17A, 17B, 18A и 18B, символы могут размещаться непоследовательно, аналогично фиг.16A и 16B. Оба подхода дают возможность получения хорошего качества приема.

[0162] Фиг.22 указывает частоту на горизонтальной оси и время на вертикальной оси и иллюстрирует пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от вышеприведенной. Фиг.22 иллюстрирует схему регулярного изменения фазы с использованием четырех временных квантов, аналогичных времени u - u+3 из фиг.6. Отличительный признак фиг.22 заключается в том, что хотя символы переупорядочиваются относительно частотной области, при считывании вдоль временной оси периодический сдвиг в n (n=1 в примере по фиг.22) символов является очевидным. Группа 2210 символов частотной области на фиг.22 указывает четыре символа, к которым изменение фазы применяется во время u - u+3 из фиг.6.

[0163] Здесь, символ #0 получается через изменение фазы во время u, символ #1 получается через изменение фазы во время u+1, символ #2 получается через изменение фазы во время u+2, и символ #3 получается через изменение фазы во время u+3.

Аналогично, для группы 2220 символов частотной области, символ #4 получается через изменение фазы во время u, символ #5 получается через изменение фазы во время u+1, символ #6 получается через изменение фазы во время u+2, и символ #7 получается через изменение фазы во время u+3.

[0164] Вышеописанное изменение фазы применяется к символу во время $1. Тем не менее, чтобы применять периодический сдвиг во временной области, следующие изменения фазы применяются к группам 2201, 2202, 2203 и 2204 символов.

Для группы 2201 символов временной области символ #0 получается через изменение фазы во время u, символ #9 получается через изменение фазы во время u+1, символ #18 получается через изменение фазы во время u+2, и символ #27 получается через изменение фазы во время u+3.

[0165] Для группы 2202 символов временной области символ #28 получается через изменение фазы во время u, символ #1 получается через изменение фазы во время u+1, символ #10 получается через изменение фазы во время u+2, и символ #19 получается через изменение фазы во время u+3.

Для группы 2203 символов временной области символ #20 получается через изменение фазы во время u, символ #29 получается через изменение фазы во время u+1, символ #2 получается через изменение фазы во время u+2, и символ #11 получается через изменение фазы во время u+3.

[0166] Для группы 2204 символов временной области символ #12 получается через изменение фазы во время u, символ #21 получается через изменение фазы во время u+1, символ #30 получается через изменение фазы во время u+2, и символ #3 получается через изменение фазы во время u+3.

Отличительный признак фиг.22 наблюдается в том, что при рассмотрении символа #11 в качестве примера, два его соседних символа, имеющие одинаковое время в частотной области (#10 и #12), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11, и два его соседних символа, имеющие идентичную несущую во временной области (#2 и #20), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11. Это поддерживается не только для символа #11, но также и для любого символа, имеющего два соседних символа в частотной области и временной области. Соответственно, фактически выполняется изменение фазы. Это с очень высокой вероятностью повышает качество приема данных, поскольку влияние от регуляризации прямых волн в меньшей степени относится к приему.

[0167] Хотя фиг.22 иллюстрирует пример, в котором n=1, изобретение не ограничено таким образом. То же самое может применяться к случаю, в котором n=3. Кроме того, хотя фиг.22 иллюстрирует реализацию вышеописанных преимуществ посредством размещения символов в частотной области и усовершенствования во временной области таким образом, чтобы достигать характерного преимущества придания периодического сдвига порядку компоновки символов, символы также могут размещаться произвольно (или регулярно) для идентичной цели.

[0168] Вариант 2 осуществления

В варианте 1 осуществления, описанном выше, изменение фазы применяется к взвешенному (предварительно кодированному с помощью фиксированной матрицы предварительного кодирования) сигналу z(t). Следующие варианты осуществления описывают различные схемы изменения фазы, посредством которых могут быть получены преимущества варианта 1 осуществления.

[0169] В вышеописанном варианте осуществления, как показано на фиг.3 и 6, модуль 317B изменения фазы выполнен с возможностью осуществлять изменение фазы только для одного из сигналов, выводимых посредством модуля 600 взвешивания.

Тем не менее, изменение фазы также может применяться до того, как выполняется предварительное кодирование посредством модуля 600 взвешивания. В дополнение к компонентам, проиллюстрированным на фиг.6, передающее устройство также может показывать модуль 600 взвешивания перед модулем 317B изменения фазы, как показано на фиг.25.

[0170] В таких случаях, возможна следующая конфигурация. Модуль 317B изменения фазы выполняет регулярное изменение фазы относительно сигнала s2(t) в полосе модулирующих частот, для которого выполнено преобразование согласно выбранной схеме модуляции, и выводит s2'(t)=s2(t)y(t) (где y(t) варьируется во времени t). Модуль 600 взвешивания выполняет предварительное кодирование для s2't, выводит z2(t)=W2s2'(t) (см. формулу 42), и затем передается результат.

[0171] Альтернативно, изменение фазы может выполняться для обоих модулированных сигналов s1(t) и s2(t). В связи с этим, передающее устройство выполнено с возможностью включать в себя модуль изменения фазы, принимающий оба сигнала, выводимых посредством модуля 600 взвешивания, как показано на фиг.26.

Аналогично модулю 317B изменения фазы, модуль 317A изменения фазы выполняет регулярное изменение фазы для сигнала, вводимого в него, и по сути изменяет фазу сигнала z1'(t), предварительно кодированного посредством модуля взвешивания. Сигнал z1(t) после изменения фазы затем выводится в передающее устройство.

[0172] Тем не менее, скорость изменения фазы, применяемая посредством модулей 317A и 317B изменения фазы, варьируется одновременно, чтобы выполнять изменение фазы, показанное на фиг.26. (Далее описывается неограничивающий пример схемы изменения фазы). Для времени u модуль 317A изменения фазы из фиг.26 выполняет изменение фазы так, что z1(t)=y₁(t)z1'(t), в то время как модуль 317B изменения фазы выполняет изменение фазы так, что z2(t)=y₂(t)z2'(t). Например, как показано на фиг.26, для времени u, y₁(u)=e^j0 и y₂(u)=e^-jπ/2, для времени u+1, y₁(u+1)=e^jπ/4 и y₂(u+1)=e^-j3π/4, и для времени u+k, y₁(u+k)=e^jkπ/4 и y₂(u+k)=e^{j(k3π/4-π/2}). Здесь, период (цикл) регулярного изменения фазы может быть идентичным для обоих модулей 317A и 317B изменения фазы либо может варьироваться для каждого из них.

[0173] Кроме того, как описано выше, изменение фазы может выполняться до того, как выполняется предварительное кодирование посредством модуля взвешивания. В таком случае, передающее устройство должно быть сконфигурировано так, как проиллюстрировано на фиг.27.

Когда выполняется изменение фазы для обоих модулированных сигналов, каждый из передаваемых сигналов представляет собой, например, управляющую информацию, которая включает в себя информацию относительно шаблона изменения фазы. Посредством получения управляющей информации приемное устройство знает схему изменения фазы, посредством которой передающее устройство регулярно варьирует изменение, т.е. шаблон изменения фазы, и тем самым имеет возможность корректно демодулировать (декодировать) сигналы.

[0174] Затем, разновидности примерных конфигураций, показанных на фиг.6 и 25, описываются со ссылкой на фиг.28 и 29. Фиг.28 отличается от фиг.6 включением информации 2800 активации/деактивации изменения фазы, а также тем, что изменение фазы выполняется только для одного из z1'(t) и z2'(t) (т.е. выполняется для одного из z1'(t) и z2'(t), которые имеют идентичное время или общую частоту). Соответственно, чтобы выполнять изменение фазы для одного из z1'(t) и z2'(t), модули 317A и 317B изменения фазы, показанные на фиг.28, могут быть активированными и выполнять изменение фазы или деактивированными и не выполнять изменение фазы. Информация 2800 активации/деактивации изменения фазы является управляющей информацией для вышеозначенного. Информация 2800 активации/деактивации изменения фазы выводится посредством формирователя 314 информации схемы обработки сигналов, показанного на фиг.3.

[0175] Модуль 317A изменения фазы по фиг.28 изменяет фазу, чтобы формировать z1(t)=y₁(t)z1'(t), в то время как модуль 317B изменения фазы изменяет фазу, чтобы формировать z2(t)=y₂(t)z2'(t).

Здесь, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к z1'(t). (Между тем, фаза z2'(t) не изменяется). Соответственно, для времени u, y₁(u)=e^j0 и y₂(u)=1, для времени u+1, y₁(u+1)=e^jπ/2 и y₂(u+1)=1, для времени u+2, y₁(u+2)=e^jπ и y₂(u+2)=1, и для времени u+3, y₁(u+3)=e^j3π/2 и y₂(u+3)=1.

[0176] Затем, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к z2'(t). (Между тем, фаза z1'(t) не изменяется). Соответственно, для времени u+4, y₁(u+4)=1 и y₂(u+4)=e^j0, для времени u+5, y₁(u+5)=1 и y₂(u+5)=e^jπ/2, для времени u+6, y₁(u+6)=1 и y₂(u+6)=e^jπ, и для времени u+7, y₁(u+7)=1 и y₂(u+7)=e^j3π/2.

[0177] Соответственно, с учетом вышеприведенных примеров.

для любого времени 8k, y₁(8k)=e^j0 и y₂(8k)=1,

для любого времени 8k+1, y₁(8k+1)=e^jπ/2 и y₂(8k+1)=1,

для любого времени 8k+2, y₁(8k+2)=e^jπ и y₂(8k+2)=1,

для любого времени 8k+3, y₁(8k+3)=e^j3π/2 и y₂(8k+3)=1,

для любого времени 8k+4, y₁(8k+4)=1 и y₂(8k+4)=e^j0,

для любого времени 8k+5, y₁(8k+3)=1 и y₂(8k+5)=e^jπ/2,

для любого времени 8k+6, y₁(8k+6)=1 и y₂(8k+6)=e^jπ, и

для любого времени 8k+7, y₁(8k+7)=1 и y₂(8k+7)=e^j3π/2.

[0178] Как описано выше, существует два интервала, один, в котором изменение фазы выполняется только для z1'(t), и один, в котором изменение фазы выполняется только для z2'(t). Кроме того, два интервала формируют период (цикл) изменения фазы. Хотя вышеприведенное пояснение описывает интервал, в котором изменение фазы выполняется только для z1'(t), и интервал, в котором изменение фазы выполняется только для z2'(t), как равные, ограничения на это не налагаются. Два интервала также могут отличаться. Помимо этого, в то время как вышеприведенное пояснение описывает выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для z1'(t), и затем выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для z2'(t), ограничения на это не налагаются. Изменения фазы могут выполняться для z1'(t) и для z2'(t) в любом порядке (например, изменение фазы может чередоваться между выполнением для z1'(t) и для z2'(t) или может выполняться в произвольном порядке).

Модуль 317A изменения фазы по фиг.29 изменяет фазу, чтобы формировать s1'(t)=y₁(t)s1(t), в то время как модуль 317B изменения фазы изменяет фазу, чтобы формировать s2'(t)=y₂(t)s2(t).

[0179] Здесь, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к z1'(t). (Между тем, s2(t) остается неизменным). Соответственно, для времени u, y₁(u)=e^j0 и y₂(u)=1, для времени u+1, y₁(u+1)=e^jπ/2 и y₂(u+1)=1, для времени u+2, y₁(u+2)=e^jπ и y₂(u+2)=1, и для времени u+3, y₁(u+3)=e^j3π/2 и y₂(u+3)=1.

[0180] Затем, изменение фазы, имеющее период (цикл) в четыре, например, применяется к s2(t). (Между тем, s1(t) остается неизменным). Соответственно, для времени u+4, y₁(u+4)=1 и y₂(u+4)=e^j0, для времени u+5, y₁(u+5)=1 и y₂(u+5)=e^jπ/2, для времени u+6, y₁(u+6)=1 и y₂(u+6)=e^jπ, и для времени u+7, y₁(u+7)=1 и y₂(u+7)=e^j3π/2.

[0181] Соответственно, с учетом вышеприведенных примеров,

для любого времени 8k, y₁(8k)=e^j0 и y₂(8k)=1,

для любого времени 8k+1, y₁(8k+1)=e^jπ/2 и y₂(8k+1)=1,

для любого времени 8k+2, y₁(8k+2)=e^jπ и y₂(8k+2)=1,

для любого времени 8k+3, y₁(8k+3)=e^j3π/2 и y₂(8k+3)=1,

для любого времени 8k+4, y₁(8k+4)=1 и y₂(8k+4)=e^j0,

для любого времени 8k+5, y₁(8k+5)=1 и y₂(8k+5)=e^jπ/2,

для любого времени 8k+6, y₁(8k+6)=1 и y₂(8k+6)=e^jπ, и

для любого времени 8k+7, y₁(8k+7)=1 и y₂(8k+7)=e^j3π/2.

[0182] Как описано выше, существует два интервала, один, в котором изменение фазы выполняется только для s1(t), и один, в котором изменение фазы выполняется только для s2(t). Кроме того, два интервала формируют период (цикл) изменения фазы. Хотя вышеприведенное пояснение описывает интервал, в котором изменение фазы выполняется только для s1(t), и интервал, в котором изменение фазы выполняется только для s2(t), как равные, ограничения на это не налагаются. Два интервала также могут отличаться. Помимо этого, в то время как вышеприведенное пояснение описывает выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для s1(t), и затем выполнение изменения фазы, имеющего период (цикл) в четыре, только для s2(t), ограничения на это не налагаются. Изменения фазы могут выполняться для s1(t) и для s2(t) в любом порядке (например, могут чередоваться между выполнением для s1(t) и для s2(t) или могут выполняться в произвольном порядке).

Соответственно, состояния приема, при которых приемное устройство принимает каждый передаваемый сигнал z1(t) и z2(t), уравновешиваются. Посредством периодического переключения фазы символов в принимаемых сигналах z1(t) и z2(t) может быть повышена способность кодов с коррекцией ошибок корректировать ошибки, тем самым повышая качество принимаемого сигнала в LOS-окружении.

[0183] Соответственно, вариант 2 осуществления, как описано выше, позволяет получать результаты, идентичные результатам вышеописанного варианта 1 осуществления.

Хотя настоящий вариант осуществления использует схему с одной несущей, т.е. изменение фазы во временной области, в качестве примера, ограничения в этом отношении не налагаются. Идентичные преимущества также являются достижимыми с использованием передачи с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, OFDM, SC-FDMA (множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей), SC-OFDM, вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, хотя настоящий вариант осуществления поясняет изменение фазы в качестве изменения фазы относительно временной области t, фаза альтернативно может быть изменена относительно частотной области, как описано в варианте 1 осуществления. Иными словами, рассмотрение схемы изменения фазы во временной области t, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена t на f (причем f является ((под-)несущей) частотой) приводят к изменению фазы, применимому к частотной области. Кроме того, как пояснено выше для варианта 1 осуществления, схема изменения фазы по настоящему варианту осуществления также является применимой к изменению фазы относительно временной области и частотной области.

[0184] Соответственно, хотя фиг.6, 25, 26 и 27 иллюстрируют изменения фазы во временной области, замена времени t на несущую f на каждой из фиг.6, 25, 26 и 27 соответствует изменению фазы в частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков.

[0185] Кроме того, в настоящем варианте осуществления, символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.

Вариант 3 осуществления

Варианты 1 и 2 осуществления, описанные выше, поясняют регулярные изменения фазы. Вариант 3 осуществления описывает схему предоставления возможности приемному устройству получать хорошее качество принимаемого сигнала для данных, независимо от расположения приемного устройства, посредством учета местоположения приемного устройства относительно передающего устройства.

[0186] Вариант 3 осуществления относится к компоновке символов в сигналах, получаемых через изменение фазы.

Фиг.31 иллюстрирует пример конфигурации кадра для части символов в сигнале в частотно-временной области с учетом схемы передачи, в которой регулярное изменение фазы выполняется для схемы с несколькими несущими, такой как OFDM.

Во-первых, поясняется пример, в котором изменение фазы выполняется для одного из двух сигналов в полосе модулирующих частот, предварительно кодированных так, как пояснено в варианте 1 осуществления (см. фиг.6).

[0187] (Хотя фиг.6 иллюстрирует изменение фазы во временной области, переключение времени t на несущую f на фиг.6 соответствует изменению фазы в частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменений фазы для частотно-временных блоков).

Фиг.31 иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2', который вводится в модуль 317B изменения фазы из фиг.12. Каждый квадрат представляет один символ (хотя оба сигнала s1 и s2 включаются для целей предварительного кодирования, в зависимости от матрицы предварительного кодирования, может быть использован только один из сигналов s1 и s2).

[0188] Рассмотрим символ 3100 в несущей 2 и во время $2 по фиг.31. Несущая, описанная в данном документе, альтернативно может называться поднесущей.

В несущей 2 существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних во временной области символов относительно времени $2, т.е. для символа 3013 во время $1 и символа 3101 во время $3 в несущей 2.

[0189] Аналогично, для времени $2, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних в частотной области символов относительно несущей 2, т.е. для символа 3104 в несущей 1, время $2, и символа 3104 во время $2, несущая 3.

Как описано выше, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 и характеристиками канала для символов 3101, 3102, 3103 и 3104.

[0190] Настоящее описание рассматривает N различных фаз (N является целым числом, N≥2) для умножения в схеме передачи, в которой регулярно изменяется фаза. Символы, проиллюстрированные на фиг.31, указываются, например, как e^j0. Это означает, что данный символ является сигналом z2' из фиг.6, подвергнутым изменению фазы через умножение на e^j0. Иными словами, значения, указываемые на фиг.31 для каждого из символов, являются значениями y(t) из формулы 42, которые также являются значениями z2(t)=y₂(t)z2'(t), описанными в варианте 2 осуществления.

[0191] Настоящий вариант осуществления использует преимущество высокой корреляции в характеристиках канала, существующей между соседними символами в частотной области и/или соседними символами во временной области в компоновке символов, обеспечивающей получение высокого качества приема данных посредством приемного устройства, принимающего символы с измененной фазой.

Чтобы достигать этого высокого качества приема данных, требуются условия #1 и #2.

[0192] Условие #1

Как показано на фиг.6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM, время X, несущая Y являются символом для передачи данных (в дальнейшем в этом документе, символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y.

[0193] Условие #2

Как показано на фиг.6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM, время X, несущая Y являются символом данных, соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущая Y-1 и во время X, несущая Y+1 также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X, несущая Y-1 и во время X, несущая Y+1.

[0194] В идеале, символы данных, удовлетворяющие условию #1, должны присутствовать. Аналогично, символы данных, удовлетворяющие условию #2, должны присутствовать.

Причины поддержки условий #1 и #2 заключаются в следующем.

Очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа A) и характеристиками канала символов, соседних с символом A во временной области, как описано выше.

[0195] Соответственно, когда три соседних символа во временной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в LOS-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения SNR) для символа A, два оставшихся символа, соседних с символом A, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.

[0196] Аналогично, очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа A) и характеристиками канала символов, соседних с символом A в частотной области, как описано выше.

Соответственно, когда три соседних символа в частотной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в LOS-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения SNR) для символа A, два оставшихся символа, соседних с символом A, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.

[0197] При комбинировании условий #1 и #2 наилучшее качество приема данных является, вероятно, достижимым для приемного устройства. Соответственно, может извлекаться следующее условие #3.

Условие #3

Как показано на фиг.6, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM, время X, несущая Y являются символом данных, соседние символы во временной области, т.е. во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y также являются символами данных, и соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущая Y-1 и во время X, несущая Y+1 также являются символами данных, и различное изменение по фазе должно выполняться для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из пяти символов данных, т.е. для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X, несущая Y-1, во время X, несущая Y+1, во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y.

[0198] Здесь, различные изменения по фазе заключаются в следующем. Изменения по фазе задаются от 0 радиан до 2π радиан. Например, для времени X, несущей Y, изменение фазы e^jθ^X,Y применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот из фиг.6, для времени X-1, несущей Y, изменение фазы e^jθ^X-1,Y применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот из фиг.6, для времени X+1, несущей Y, изменение фазы e^jθ^X+1,Y применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот из фиг.6, так что 0≤θ_X,Y<2π, 0≤θ_X-1,Y<2π и 0≤θ_X+1,Y<2π, при этом все единицы задаются в радианах. Соответственно, для условия #1 из этого следует, что θ_X,Y≠θ_X-1,Y, θ_X,Y≠θ_X+1,Y и что θ_X-1,Y≠θ_X+1,Y. Аналогично, для условия #2 из этого следует, что θ_X,Y≠θ_X,Y-1, θ_X,Y≠θ_X,Y+1 и что θ_X,Y-1≠θ_X,Y+1. Так же, для условия #3 из этого следует, что θ_X,Y≠θ_X-1,Y, θ_X,Y≠θ_X+1,Y, θ_X,Y≠θ_X,Y-1, θ_X,Y≠θ_X,Y-1, θ_X-1,Y≠θ_X+1,Y, θ_X-1,Y≠θ_X,Y-1, θ_X-1,Y≠θ_X+1,Y, θ_X+1,Y≠θ_X-1,Y, θ_X+1,Y≠θ_X,Y+1 и что θ_X,Y-1≠θ_X,Y+1.

[0199] В идеале, символ данных должен удовлетворять условию #3.

Фиг.31 иллюстрирует пример условия #3, когда символ A соответствует символу 3100. Символы размещаются так, что фаза, на которую умножается предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот из фиг.6, отличается для символа 3100, для его обоих соседних символов 3101 и 3102 во временной области и для его обоих соседних символов 3102 и 3104 в частотной области. Соответственно, несмотря на снижение качества принимаемого сигнала символа 3100 для приемного устройства, хорошее качество сигнала очень вероятно для соседних сигналов, тем самым гарантируя хорошее качество сигнала после коррекции ошибок.

[0200] Фиг.32 иллюстрирует компоновку символов, полученную через изменения фазы при этих условиях.

Как видно из фиг.32, относительно любого символа данных, различное изменение по фазе применяется к каждому соседнему символу во временной области и в частотной области. В связи с этим, может быть повышена способность приемного устройства корректировать ошибки.

[0201] Другими словами, на фиг.32, когда все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #1 удовлетворяется для всех X и всех Y.

Аналогично, на фиг.32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, условие #2 удовлетворяется для всех X и всех Y.

Аналогично, на фиг.32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, а все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #3 удовлетворяется для всех X и всех Y.

[0202] Далее описывается пример, в котором изменение фазы выполняется для двух предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, как пояснено в варианте 2 осуществления (см. фиг.26).

Когда выполняется изменение фазы для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот и предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, как показано на фиг.26, возможны несколько схем изменения фазы. Подробности поясняются ниже.

[0203] Схема 1 заключает в себе изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг.32. На фиг.32, изменение фазы, имеющее период (цикл) в 10, применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #1, #2 и #3, изменение по фазе, применяемое к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, варьируется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг.32 с периодом (циклом) в десять, также возможны другие схемы изменения фазы). Затем, как показано на фиг.33, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. На фиг.33, для периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $1, значение изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, составляет e^j0. Затем, для следующего периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $2, значение изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, составляет e^jπ/9, и т.д.

[0204] Символы, проиллюстрированные на фиг.33, указываются, например, как e^j0. Это означает, что данный символ является сигналом z1' из фиг.26, для которого применено изменение по фазе через умножение на e^j0. Иными словами, значения, указываемые на фиг.33 для каждого из символов, являются значениями z1'(t)=y₂(t)z1'(t), описанными в варианте 2 осуществления для y₁(t).

[0205] Как показано на фиг.33, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, так что значение изменения фазы меняется в зависимости от номера каждого периода (цикла). (Как описано выше, на фиг.33, значение составляет e^j0 для первого периода (цикла), e^jπ/9 для второго периода (цикла) и т.д.).

Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но период (цикл) может быть фактически задан большим десяти посредством учета изменения по фазе, применяемого к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.

[0206] Схема 2 заключает в себе изменение по фазе предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг.32. На фиг.32, изменение фазы, имеющее период (цикл) в десять, применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #1, #2 и #3, изменение по фазе, применяемое к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, варьируется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг.32 с периодом (циклом) в десять, также возможны другие схемы изменения фазы). Затем, как показано на фиг.30, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, отличается от изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, наличием периода (цикла) в три, а не в десять.

[0207] Символы, проиллюстрированные на фиг.30, указываются, например, как e^j0. Это означает, что данный символ является сигналом z1' из фиг.26, для которого применено изменение по фазе через умножение на e^j0. Иными словами, значения, указываемые на фиг.30 для каждого из символов, являются значениями z1(t)=y₁(t)z1'(t), описанными в варианте 2 осуществления для y₁(t).

[0208] Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но посредством учета изменений по фазе, применяемых к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот, период (цикл) может быть фактически задан равным эквивалентным 30 для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства. Эффективный способ применять схему 2 состоит в том, чтобы выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в N и выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в M, так что N и M являются взаимно-простыми. В связи с этим, посредством учета обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот период (цикл) в N×M является легко достижимым, фактически задавая период (цикл) большим, когда N и M являются взаимно-простыми.

[0209] Выше описан пример схемы изменения фазы, относящейся к варианту 3 осуществления. Настоящее изобретение не ограничено таким образом. Как пояснено для вариантов 1 и 2 осуществления, изменение по фазе может выполняться относительно частотной области или временной области либо для частотно-временных блоков. Аналогичное повышение качества приема данных может быть получено для приемного устройства во всех случаях.

То же самое также применяется к кадрам, имеющим конфигурацию, отличную от конфигурации, описанной выше, в которой пилотные символы (SP (рассеянный пилотный сигнал) и символы, передающие управляющую информацию, вставляются между символами данных. Подробности изменения по фазе в таких случаях следующие.

[0210] Фиг.47A и 47B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.47A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.47B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг.47A и 47B, 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе.

[0211] Фиг.47A и 47B, аналогично фиг.6, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот (при этом изменение фазы не выполняется для предварительно кодированного сигнала z1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг.6 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг.6 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.47A и 47B для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Значения для символов предварительно кодированного сигнала z1' (z1) в полосе модулирующих частот не задаются, поскольку изменение по фазе не выполняется для них.

[0212] Ключевой момент фиг.47A и 47B состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение фазы не выполняется для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0213] Фиг.48A и 48B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.48A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.47B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг.48A и 48B, 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнено предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе.

[0214] Фиг.48A и 48B, аналогично фиг.26, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. (Хотя фиг.26 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг.26 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.48A и 48B для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала z1' и z2' в полосе модулирующих частот после изменения по фазе.

[0215] Ключевой момент по фиг.47 состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов, и для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение фазы не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в z1', ни для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0216] Фиг.49A и 49B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.49A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.49B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг.49A и 49B, 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот I=0 и квадратурный компонент Q=0. В связи с этим, символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг.49A и 49B отличаются от фиг.47A и 47B схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z1'.

[0217] Фиг.49A и 49B, аналогично фиг.6, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот (при этом изменение фазы не выполняется для предварительно кодированного сигнала z1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг.6 иллюстрирует изменение фазы относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг.6 соответствует изменению фазы относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.49A и 49B для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот после того, как выполняется изменение фазы. Значения для символов предварительно кодированного сигнала z1' (z1) в полосе модулирующих частот не задаются, поскольку не выполняется изменение фазы.

[0218] Ключевой момент фиг.49A и 49B состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение фазы не выполняется для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0219] Фиг.50A и 50B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.50A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.50B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот). На фиг.50A и 50B, 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот I=0 и квадратурный компонент Q=0. В связи с этим, символы 4702 данных являются символами, для которых выполнено предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение фазы. Фиг.50A и 50B отличаются от фиг.48A и 48B схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z1'.

[0220] Фиг.50A и 50B, аналогично фиг.26, указывают компоновку символов, когда изменение фазы применяется к предварительно кодированному сигналу z1' в полосе модулирующих частот и к предварительно кодированному сигналу z2' в полосе модулирующих частот. (Хотя фиг.26 иллюстрирует изменение фазы относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг.26 соответствует изменению фазы относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.50A и 50B для каждого из символов, являются значениями предварительно кодированного сигнала z1' и z2' в полосе модулирующих частот после изменения фазы.

[0221] Ключевой момент фиг.50A и 50B состоит в том, что изменение фазы выполняется для символов данных предварительно кодированного сигнала z1' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов, и для символов данных предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение фазы не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в z1', ни для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0222] Фиг.51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг.47A, 47B, 49A и 49B. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям по фиг 4, используют идентичные опорные символы.

На фиг.51, модули 308A и 308B взвешивания и модуль 317B изменения фазы работают только в моменты времени, указываемые посредством сигнала 313 конфигурации кадра, соответствующие символам данных.

[0223] На фиг.51, формирователь 5101 пилотных символов (который также формирует нулевые символы) выводит сигналы 5102A и 5102B в полосе модулирующих частот для пилотного символа каждый раз, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ).

Хотя не указано в конфигурациях кадра из фиг.47A-50B, когда не выполняется предварительное кодирование (или сдвиг фаз), к примеру, при передаче модулированного сигнала с использованием только одной антенны (так что другая антенна не передает сигнал), или при использовании схемы передачи с пространственно-временным кодированием (в частности, пространственно-временным блочным кодированием), чтобы передавать символы управляющей информации, в таком случае сигнал 313 конфигурации кадра принимает символы 5104 управляющей информации и управляющую информацию 5103 в качестве ввода. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ управляющей информации, выводятся его сигналы 5102A и 5102B в полосе модулирующих частот.

[0224] Беспроводные модули 310A и 310B по фиг.51 принимают множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирают требуемый сигнал в полосе модулирующих частот согласно сигналу 313 конфигурации кадра. Беспроводные модули 310A и 310B затем применяют обработку OFDM-сигналов и выводят модулированные сигналы 311A и 311B, соответствующие конфигурации кадра.

Фиг.52 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг.48A, 48B, 50A и 50B. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям из фиг.4 и 51, используют идентичные опорные символы. Фиг.51 показывает дополнительный модуль 317A изменения фазы, который работает только тогда, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных. Во все другие моменты времени, операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг.51.

[0225] Фиг.53 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг.51. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг.53, модуль 317B изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317B изменения фазы выполняет изменение фазы для предварительно кодированного сигнала 316B в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317B изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего e^j0).

Модуль 5301 выбора принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирает сигнал в полосе модулирующих частот, имеющий символ, указанный посредством сигнала 313 конфигурации кадра, для вывода.

[0226] Фиг.54 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг.52. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг.54, модуль 317B изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317B изменения фазы выполняет изменение фазы для предварительно кодированного сигнала 316B в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317B изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего e^j0).

Аналогично, как показано на фиг.54, модуль 5201 изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение фазы для предварительно кодированного сигнала 309A в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 5201 изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего e^j0).

Вышеприведенные пояснения приводятся с использованием пилотных символов, управляющих символов и символов данных в качестве примеров. Тем не менее, настоящее изобретение не ограничено таким образом. Когда символы передаются с использованием схем, отличных от предварительного кодирования, таких как одноантенная передача или передача с использованием пространственно-временного блочного кодирования, невыполнение изменения фазы является важным. Наоборот, выполнение изменения фазы для символов, которые предварительно кодированы, является ключевым моментом настоящего изобретения.

[0227] Соответственно, отличительный признак настоящего изобретения заключается в том, что изменение фазы не выполняется для всех символов в конфигурации кадра в частотно-временной области, а выполняется только для сигналов, которые предварительно кодированы.

Вариант 4 осуществления

Варианты 1 и 2 осуществления, описанные выше, поясняют регулярное изменение фазы. Тем не менее, вариант 3 осуществления раскрывает выполнение различного изменения фазы для соседних символов.

[0228] Настоящий вариант осуществления описывает схему изменения фазы, которая варьируется согласно схеме модуляции и скорости кодирования кодов с коррекцией ошибок, используемых посредством передающего устройства.

Нижеприведенная таблица 1 является списком настроек схемы изменения фазы, соответствующих настройкам и параметрам передающего устройства.

[0229] Таблица 1 Число модулированных передаваемых сигналов Схема модуляции Скорость кодирования Шаблон изменения фазы 2 #1: QPSK, #2: QPSK #1: 1/2, #2 2/3 #1: -, #2:A 2 #1: QPSK, #2: QPSK #1: 1/2, #2: 3/4 #1: A, #2: B 2 #1: QPSK, #2: QPSK #1: 2/3, #2: 3/5 #1: A, #2: C 2 #1: QPSK, #2: QPSK #1: 2/3, #2: 2/3 #1: C, #2: - 2 #1: QPSK, #2: QPSK #1: 3/3, #2: 2/3 #1: D, #2: E 2 #1: QPSK, #2: 16-QAM #1: 1/2, #2: 2/3 #1: B, #2: A 2 #1: QPSK, #2: 16-QAM #1: 1/2, #2: 3/4 #1: A, #2: C 2 #1: QPSK, #2: 16-QAM #1: 1/2, #2: 3/5 #1: -, #2: E

2 #1: QPSK, #2: 16-QAM #1: 2/3, #2: 3/4 #1: D, #2: - 2 #1: QPSK, #2: 16-QAM #1: 2/3, #2: 5/6 #1: D, #2: B 2 #1: 16-QAM, #2: 16-QAM #1: 1/2, #2: 2/3 #1: -, #2: E .
.
. .
.
. .
.
. .
.
.

[0230] В таблице 1, #1 обозначает модулированный сигнал s1 из варианта 1 осуществления, описанного выше (сигнал s1 в полосе модулирующих частот, модулированный с помощью схемы модуляции, заданной посредством передающего устройства), а #2 обозначает модулированный сигнал s2 (сигнал s2 в полосе модулирующих частот, модулированный с помощью схемы модуляции, заданной посредством передающего устройства). Столбец скорости кодирования таблицы 1 указывает скорость кодирования кодов с коррекцией ошибок для схем #1 и #2 модуляции. Столбец шаблона изменения фазы таблицы 1 указывает схему изменения фазы, применяемую к предварительно кодированным сигналам z1 (z1') и z2 (z2') в полосе модулирующих частот, как пояснено в вариантах 1-3 осуществления. Хотя шаблоны изменения фазы помечаются A, B, C, D, E и т.д., это означает степень изменения фазы, применяемую, например, в шаблоне изменения фазы, заданном посредством вышеприведенных формулы 46 и формулы 47. В столбце шаблона изменения фазы таблицы 1 черточка обозначает, что изменение фазы не применяется.

[0231] Комбинации схемы модуляции и скорости кодирования, перечисленные в таблице 1, являются примерам. Другие схемы модуляции (к примеру, 128-QAM и 256-QAM) и скорости кодирования (к примеру, 7/8), не перечисленные в таблице 1, также могут быть включены. Кроме того, как описано в варианте 1 осуществления, коды с коррекцией ошибок, используемые для s1 и s2, могут отличаться (таблица 1 приводится для случаев, в которых используется один тип кодов с коррекцией ошибок, как показано на фиг.4). Кроме того, идентичная схема модуляции и скорость кодирования могут быть использованы с различными шаблонами изменения фазы. Передающее устройство передает информацию, указывающую шаблоны изменения фазы, в приемное устройство. Приемное устройство указывает шаблон изменения фазы посредством перекрестного обращения к информации и таблице 1, затем выполняет демодуляцию и декодирование. Когда схема модуляции и схема коррекции ошибок определяют уникальный шаблон изменения фазы, в таком случае при условии, что передающее устройство передает схему модуляции и информацию, связанную со схемой коррекции ошибок, приемное устройство знает шаблон изменения фазы посредством получения этой информации. В связи с этим, информация, относящаяся к шаблону изменения фазы, не является строго обязательной.

[0232] В вариантах 1-3 осуществления изменение фазы применяется к предварительно кодированным сигналам в полосе модулирующих частот. Тем не менее, амплитуда также может быть модифицирована наряду с фазой, чтобы применять периодические регулярные изменения. Соответственно, шаблон модификации усиления, регулярно модифицирующий амплитуду модулированных сигналов, также может быть выполнен с возможностью соответствовать таблице 1. В таких случаях, передающее устройство должно включать в себя модуль модификации усиления, который модифицирует усиление, после модуля 308A взвешивания или модуля 308B взвешивания из фиг.3 или 4. Помимо этого, модификация усиления может выполняться только для одного или для обоих из предварительно кодированных сигналов z1(t) и z2(t) в полосе модулирующих частот (в первом случае, модуль модификации усиления требуется только после одного из модуля 308A и 308B взвешивания).

[0233] Кроме того, хотя не указано в вышеприведенной таблице 1, схема преобразования также может регулярно модифицироваться посредством модуля преобразования без регулярного изменения фазы.

Иными словами, когда схема преобразования для модулированного сигнала s1(t) представляет собой 16-QAM, и схема преобразования для модулированного сигнала s2(t) также представляет собой 16-QAM, схема преобразования, применяемая к модулированному сигналу s2(t), может регулярно изменяться следующим образом: с 16-QAM на 16-APSK, на 16-QAM в IQ-плоскости, на первую схему преобразования, формирующую схему размещения сигнальных точек, отличную от 16-APSK, на 16-QAM в IQ-плоскости, на вторую схему преобразования, формирующую схему размещения сигнальных точек, отличную от 16-APSK, и т.д. В связи с этим, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства, подобно результатам, полученным посредством регулярного изменения фазы, описанного выше.

[0234] Помимо этого, настоящее изобретение может использовать любую комбинацию схем для регулярного изменения фазы, схемы преобразования и амплитуды и передаваемый сигнал может передаваться с учетом всего означенного.

Настоящий вариант осуществления может быть реализован с использованием схем с одной несущей, а также схем с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, OFDM, SC-FDMA, SC-OFDM, вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, настоящий вариант осуществления описывает изменение фазы, амплитуды и схем преобразования посредством выполнения модификаций фазы, амплитуды и схемы преобразования относительно временной области t. Тем не менее, подобно варианту 1 осуществления, идентичные изменения могут выполняться относительно частотной области. Иными словами, рассмотрение модификации фазы, амплитуды и схемы преобразования во временной области t, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена t на f (причем f является ((под-)несущей) частотой) приводят к модификации фазы, амплитуды и схемы преобразования, применимой к частотной области. Кроме того, модификация фазы, амплитуды и схемы преобразования настоящего варианта осуществления также является применимой к модификации фазы, амплитуды и схемы преобразования во временной области и частотной области.

[0235] Кроме того, в настоящем варианте осуществления, символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.

Вариант A1 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему для регулярного изменения фазы, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как QC (квазициклические) LDPC-коды (могут быть использованы не только QC-LDPC-, но также и LDPC-коды), конкатенированные LDPC-коды и коды BCH (Бозе-Чоудхури-Хоквингема), турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока s1 и s2. Тем не менее, когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов, и не требуется управляющая информация и т.п., число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п., и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры передачи CRC (контроля циклическим избыточным кодом)), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.

[0236] Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды. Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством передающего устройства из фиг.4, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для QPSK, 1500 символов для 16-QAM и 1000 символов для 64-QAM.

[0237] Затем, при условии, что передающее устройство из фиг.4 передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой QPSK, назначаются s1, а другие 1500 символов назначаются s2. В связи с этим, 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из s1 и s2.

[0238] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

[0239] Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) подготовлены для модуля изменения фазы передающего устройства из фиг.4 (эквивалентных периоду (циклу) из вариантов 1-4 осуществления). (Как показано на фиг.6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы с периодом (циклом) в пять, только для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг.26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы с периодом (циклом) в пять в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3] и PHASE[4].

[0240] Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой QPSK, PHASE[0] используется в 300 временных квантах, PHASE[1] используется в 300 временных квантах, PHASE[2] используется в 300 временных квантах, PHASE[3] используется в 300 временных квантах, и PHASE[4] используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0241] Аналогично, для вышеописанных 700 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, PHASE[0] используется в 150 временных квантах, PHASE[1] используется в 150 временных квантах, PHASE[2] используется в 150 временных квантах, PHASE[3] используется в 150 временных квантах, и PHASE[4] используется в 150 временных квантах.

[0242] Кроме того, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, PHASE[0] используется в 100 временных квантах, PHASE[1] используется в 100 временных квантах, PHASE[2] используется в 100 временных квантах, PHASE[3] используется в 100 временных квантах, и PHASE[4] используется в 100 временных квантах.

[0243] Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) (где N различных фаз выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[N-2], PHASE[N-1]). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, PHASE[0] используется в K₀ временных квантов, PHASE[1] используется в K₁ временных квантов, PHASE[i] используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и PHASE[N-1] используется в K_N-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #A01.

Условие #A01

K₀=K₁...=K_i=...K_N-1. Иными словами, K_a=K_b (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

[0244] Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему модуляции для использования, условие #A01 предпочтительно удовлетворяется для поддерживаемой схемы модуляции.

Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #A01 может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующее условие применяется вместо условия #A01.

[0245] Условие #A02

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством передающего устройства из фиг.3 и фиг.12, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для QPSK, 1500 символов для 16-QAM и 1000 символов для 64-QAM.

[0246] Передающее устройство из фиг.3 и передающее устройство из фиг.12 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим, два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой QPSK, два кодированных блока, извлеченных из s1 и s2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из s1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из s2. В связи с этим, требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.

[0247] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

[0248] Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) подготовлены для модулей изменения фазы передающих устройств из фиг.3 и 12 (эквивалентных периоду (циклу) из вариантов 1-4 осуществления). (Как показано на фиг.6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг.26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы с периодом (циклом) в пять в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3] и PHASE[4].

[0249] Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой QPSK, PHASE[0] используется в 600 временных квантах, PHASE[1] используется в 600 временных квантах, PHASE[2] используется в 600 временных квантах, PHASE[3] используется в 600 временных квантах, и PHASE[4] используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0250] Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 600 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 600 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 600 раз.

[0251] Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, PHASE[0] используется в 300 временных квантах, PHASE[1] используется в 300 временных квантах, PHASE[2] используется в 300 временных квантах, PHASE[3] используется в 300 временных квантах, и PHASE[4] используется в 300 временных квантах.

[0252] Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 300 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 300 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 300 раз.

[0253] Аналогично, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, PHASE[0] используется в 200 временных квантах, PHASE[1] используется в 200 временных квантах, PHASE[2] используется в 200 временных квантах, PHASE[3] используется в 200 временных квантах, и PHASE[4] используется в 200 временных квантах.

[0254] Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 200 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 200 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 200 раз.

[0255] Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), выражаемых как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[N-2], PHASE[N-1]. В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, PHASE[0] используется в K₀ временных квантов, PHASE[1] используется в K₁ временных квантов, PHASE[i] используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1), и PHASE[N-1] используется в K_N-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #A03.

Условие #A03

K₀=K₁...=K_i=...K_N-1. Иными словами, K_a=K_b (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Дополнительно, чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, PHASE[0] используется K_0,1 раз, PHASE[1] используется K_1,1 раз, PHASE[i] используется K_i,1 раз (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1), и PHASE[N-1] используется K_N-1,1 раз, так что удовлетворяется условие #A04.

Условие #A04

K_0,1=K_1,1=...K_i,1=...K_N-1,1. Иными словами, K_a,1=K_b,1 (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Дополнительно, чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, PHASE[0] используется K_0,2 раз, PHASE[1] используется K_1,2 раз, PHASE[i] используется K_i,2 раз (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1), и PHASE[N-1] используется K_N-1,2 раз, так что удовлетворяется условие #A05.

Условие #A05

K_0,2=K_1,2=...K_i,2=...K_N-1,2. Иными словами, K_a,2=K_b,2 (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

[0256] Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему модуляции для использования, условия #A03, #A04 и #A05 предпочтительно должны удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции.

Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условия #A03, #A04 и #A05 могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #A03, #A04 и #A05.

Условие #A06

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Условие #A07

Разность между K_a,1 и K_b,1 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,1-K_b,1| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1, (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Условие #A08

Разность между K_a,2 и K_b,2 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,2-K_b,2| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Как описано выше, смещение между фазами, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и фазой умножения. В связи с этим, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.

[0257] В настоящем варианте осуществления, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в N, с помощью схемы для регулярного изменения фазы. В связи с этим, подготавливаются N значений PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[N-2] и PHASE[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для переупорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотно-временной области, чтобы получать компоновку символов, как описано в варианте 1 осуществления. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в N, идентичные преимущества достижимы с использованием N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не всегда требуются для регулярного периода (цикла). При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, значительное повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.

[0258] Кроме того, с учетом наличия режимов для MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы (схем передачи, описанных в вариантах осуществления 1-4), передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.

[0259] Как описано в непатентном документе 3, MIMO-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов s1 и s2, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. Как описано в вариантах 1-4 осуществления, MIMO-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения фазы). Дополнительно, схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала s1, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.

[0260] Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпочтительно используются для того, чтобы реализовывать настоящий вариант осуществления.

[0261] Когда выполняется изменение фазы, в таком случае, например, значение изменения фазы для PHASE[i] в X радиан выполняется только для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы по фиг.3, 4, 5, 12, 25, 29, 51 и 53 умножают предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот на e^jX. Затем, для изменения фазы, например, посредством набора для изменения фазы для PHASE[i] в X радиан и Y радиан выполняется для обоих предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг.26, 27, 28, 52 и 54 умножают предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот на e^jX и умножают предварительно кодированный сигнал z1' в полосе модулирующих частот на e^jY.

[0262] Вариант B1 осуществления

Далее описывается примерная конфигурация варианта применения схем передачи и схем приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществления, и системы с использованием варианта применения.

Фиг.36 иллюстрирует конфигурацию системы, которая включает в себя устройства, выполняющие схемы передачи и схемы приема, описанные в вышеописанных вариантах осуществления. Как показано на фиг.36, устройства, выполняющие схемы передачи и схемы приема, описанные в вышеописанных вариантах осуществления, включают в себя различные приемные устройства, такие как широковещательное передающее устройство, телевизионный приемник 3611, записывающее DVD-устройство 3612, STB (абонентская приставка) 3613, компьютер 3620, установленный в транспортном средстве телевизионный приемник 3641, мобильный телефон 3630 и т.д. в цифровой широковещательной системе 3600. В частности, широковещательное передающее устройство 3601 использует схему передачи, поясненную в вышеописанных вариантах осуществления, чтобы передавать мультиплексированные данные, в которых мультиплексируются видео, аудио и другие данные, по предварительно определенной полосе частот передачи.

[0263] Сигналы, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства 3601, принимаются посредством антенны (к примеру, антенны 3660 или 3640), встроенной или внешне подключенной к каждому из приемных устройств. Каждое приемное устройство получает мультиплексированные данные посредством использования схем приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществления, чтобы демодулировать сигналы, принятые посредством антенны. Соответственно, цифровая широковещательная система 3600 позволяет реализовывать преимущества настоящего изобретения, как пояснено в вышеописанных вариантах осуществления.

[0264] Видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, кодируются с помощью способа кодирования видео, совместимого с таким стандартом, как MPEG-2 (стандарт Экспертной группы по киноизображению), MPEG4-AVC (усовершенствованное кодирование видео), VC-1 и т.п. Аудиоданные, включенные в мультиплексированные данные, кодируются с помощью способа кодирования аудио, совместимого с таким стандартом, как Dolby AC-3 (кодирование аудио), Dolby Digital Plus, MLP (формат сжатия без потерь Meridian), DTS (система цифрового кинотеатра), DTS-HD, PCM (импульсно-кодовая модуляция) и т.п.

[0265] Фиг.37 иллюстрирует конфигурацию приемного устройства 7900, которое выполняет схему приема, описанную в вышеописанных вариантах осуществления. Приемное устройство 3700 соответствует приемному устройству, включенному в одно из телевизионного приемника 3611, записывающего DVD-устройства 3612, STB 3613, компьютера 3620, установленного в транспортном средстве телевизионного приемника 3641, мобильного телефона 3630 и т.д. из фиг.36. Приемное устройство 3700 включает в себя тюнер 3701, преобразующий высокочастотный сигнал, принимаемый посредством антенны 3760, в сигнал в полосе модулирующих частот, и демодулятор 3702, демодулирующий сигнал в полосе модулирующих частот, преобразованный таким образом, чтобы получать мультиплексированные данные. Демодулятор 3702 выполняет схему приема, поясненную в вышеописанных вариантах осуществления, и тем самым достигает преимуществ настоящего изобретения, как пояснено выше.

[0266] Приемное устройство 3700 дополнительно включает в себя потоковый интерфейс 3720, который демультиплексирует аудио- и видеоданные в мультиплексированных данных, полученных посредством демодулятора 3702, процессор 3704 сигналов, который декодирует видеоданные, полученные из демультиплексированных видеоданных, в видеосигнал посредством применения способа декодирования видео, соответствующего ему, и декодирует аудиоданные, полученные из демультиплексированных аудиоданных, в аудиосигнал посредством применения способа декодирования аудио, соответствующего ему, модуль 3706 аудиовывода, который выводит декодированный аудиосигнал через динамик и т.п., и модуль 3707 отображения видео, который выводит декодированный видеосигнал на дисплей и т.п.

[0267] Когда, например, пользователь использует пульт 3750 дистанционного управления, информация для выбранного канала (выбранная (телевизионная) программа или широковещательная передача аудио) передается в модуль 3710 функционального ввода. Затем, приемное устройство 3700 выполняет обработку для принимаемого сигнала, принимаемого посредством антенны 3760, которая включает в себя демодуляцию сигнала, соответствующего выбранному каналу, выполнение декодирования с коррекцией ошибок и т.д., чтобы получать принимаемые данные. В этот момент, приемное устройство 3700 получает информацию управляющих символов, которая включает в себя информацию относительно схемы передачи (схему передачи, схему модуляции, схему коррекции ошибок и т.д. из вышеописанных вариантов осуществления) (как описано с использованием фиг.5 и 41), из управляющих символов, включающих в себя сигнал, соответствующий выбранному каналу. В связи с этим, приемное устройство 3700 имеет возможность корректно задавать операции приема, схему демодуляции, схему коррекции ошибок и т.д., тем самым обеспечивая получение данных, включенных в символы данных, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции). Хотя вышеприведенное описание приводится для примера использования пользователем пульта 3750 дистанционного управления, идентичные операции применяются, когда пользователь нажимает клавишу выбора, встроенную в приемное устройство 3700, чтобы выбирать канал.

[0268] Согласно этой конфигурации, пользователь имеет возможность смотреть программы, принятые посредством приемного устройства 3700.

Приемное устройство 3700, относящееся к настоящему варианту осуществления дополнительно, включает в себя накопитель 3708, который может быть магнитным диском, оптическим диском, энергонезависимым полупроводниковым запоминающим устройством или аналогичным носителем записи. Приемное устройство 3700 сохраняет данные, включенные в демультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок (в некоторых случаях, данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702, могут не подвергаться коррекции ошибок. Кроме того, приемное устройство 3700 может выполнять последующую обработку после коррекции ошибок. То же самое в дальнейшем применяется к аналогичным утверждениям относительно других компонентов), данные, соответствующие таким данным (например, данные, полученные посредством сжатия таких данных), данные, полученные через аудио- и видеообработку и т.д., на накопителе 3708. Здесь, оптический диск является таким носителем записи, как DVD (универсальный цифровой диск) или BD (Blu-Ray-диск), который является считываемым и записываемым с использованием лазерного луча. Магнитный диск является гибким диском, жестким диском или аналогичным носителем записи, на котором может сохраняться информация с помощью магнитного потока, чтобы намагничивать магнитное тело. Энергонезависимое полупроводниковое запоминающее устройство является таким носителем записи, как флэш-память или сегнетоэлектрическое оперативное запоминающее устройство, состоящее из полупроводникового элемента(ов). Конкретные примеры энергонезависимого полупроводникового запоминающего устройства включают в себя SD-карту с использованием флэш-памяти и флэш-SSD (полупроводниковый накопитель). Естественно, определенные типы носителей записи, упомянутых в данном документе, являются просто примерами. Также могут быть использованы другие типы носителей записи.

[0269] Согласно этой структуре, пользователь имеет возможность записывать и сохранять программы, принятые посредством приемного устройства 3700, и тем самым имеет возможность смотреть программы в любой момент времени после широковещательной передачи посредством считывания записанных данных.

Хотя вышеприведенные пояснения описывают приемное устройство 3700, сохраняющее мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, на накопителе 3708, часть данных, включенная в мультиплексированные данные, вместо этого может извлекаться и записываться. Например, когда контент услуг широковещательной передачи данных или аналогичный контент включается наряду с аудио- и видеоданными в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, аудио- и видеоданные могут быть извлечены из мультиплексированных данных, демодулированных посредством демодулятора 3702, и сохранены в качестве новых мультиплексированных данных. Кроме того, накопитель 3708 может сохранять аудиоданные или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, в качестве новых мультиплексированных данных. Вышеуказанный контент услуг широковещательной передачи данных, включенный в мультиплексированные данные, также может быть сохранен на накопителе 3708.

[0270] Кроме того, когда телевизионный приемник, устройство записи (например, записывающее DVD-устройство, записывающее BD-устройство, записывающее HDD-устройство, SD-карта и т.п.) или мобильный телефон, содержащий приемное устройство 3700 настоящего изобретения, принимает мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, которые включают в себя данные для коррекции ошибок в программном обеспечении, используемые для того, чтобы управлять телевизионным приемником или устройством записи для коррекции ошибок в программном обеспечении для недопущения утечки персональной информации и записанных данных и т.д., такие программные ошибки могут быть скорректированы посредством установки данных в телевизионном приемнике или устройстве записи. В связи с этим, ошибки в приемном устройстве 3700 корректируются посредством включения данных для коррекции ошибок в программном обеспечении приемного устройства 3700. Соответственно, телевизионный приемник, устройство записи или мобильный телефон, содержащий приемное устройство 3700, может быть настроен на более надежную работу.

[0271] Здесь, процесс извлечения части данных, включенной в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера, к примеру, CPU. Потоковый интерфейс 3703 затем извлекает и мультиплексирует только указываемые демультиплексированные данные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Данные, которые должны быть извлечены из демультиплексированных данных, могут быть определены пользователем или могут быть определены заранее согласно типу носителя записи.

[0272] Согласно такой структуре, приемное устройство 3700 имеет возможность извлекать и записывать только данные, необходимые для того, чтобы смотреть записанную программу. В связи с этим, может быть уменьшен объем данных, которые должны быть записаны.

Хотя вышеприведенное пояснение описывает накопитель 3708 как сохраняющий мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные таким образом, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Накопитель 3708 затем может сохранять преобразованные видеоданные в качестве новых мультиплексированных данных. Здесь, способ кодирования видео, используемый для того, чтобы формировать новые видеоданные, может соответствовать стандарту, отличному от стандарта, используемого для того, чтобы формировать исходные видеоданные. Альтернативно, идентичный способ кодирования видео может быть использован с различными параметрами. Аналогично, аудиоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования аудио, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к ним, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Накопитель 3708 затем может сохранять преобразованные аудиоданные в качестве новых мультиплексированных данных.

[0273] Здесь, процесс, посредством которого преобразуются аудио- или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703 или процессора 3704 сигналов. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера, к примеру, CPU. Процессор 3704 сигналов затем выполняет обработку, чтобы преобразовывать видеоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, и выполняет обработку, чтобы преобразовывать аудиоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к ним. Как инструктировано посредством контроллера, потоковый интерфейс 3703 затем мультиплексирует преобразованные аудио- и видеоданные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Процессор 3704 сигналов может, в соответствии с инструкциями из контроллера, выполнять обработку преобразования только для видеоданных или для аудиоданных либо может выполнять обработку преобразования для обоих типов данных. Помимо этого, объемы видеоданных и аудиоданных или их скорость передачи битов, которая должна быть получена посредством преобразования, могут указываться пользователем или определяться заранее согласно типу носителя записи.

[0274] Согласно такой структуре, приемное устройство 3700 имеет возможность модифицировать объем данных или скорость передачи битов аудио- и видеоданных для хранения согласно емкости хранения данных носителя записи либо согласно скорости считывания или записи данных накопителя 3708. Следовательно, программы могут быть сохранены на накопителе несмотря на то, что емкость хранения носителя записи меньше объема мультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, либо скорость считывания или записи данных накопителя ниже скорости передачи битов демультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702. В связи с этим, пользователь имеет возможность смотреть программы в любой момент времени после широковещательной передачи посредством считывания записанных данных.

[0275] Приемное устройство 3700 дополнительно включает в себя интерфейс 3709 потокового вывода, который передает мультиплексированные данные, демультиплексированные посредством демодулятора 3702, во внешние устройства через среду 3730 связи. Интерфейс 3709 потокового вывода может быть, например, устройством беспроводной связи, передающим модулированные мультиплексированные данные во внешнее устройство с использованием схемы беспроводной передачи, соответствующей стандарту беспроводной связи, такому как Wi-Fi^TM (IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802.11g, IEEE 802.11n и т.д.)., WiGig, WirelessHD, технология Bluetooth, ZigBee и т.д., через беспроводную среду (соответствующую среде 3730 связи). Интерфейс 3709 потокового вывода также может быть устройством проводной связи, передающим модулированные мультиплексированные данные во внешнее устройство с использованием схемы связи, соответствующей стандарту проводной связи, такому как Ethernet^TM, USB (универсальная последовательная шина), PLC (связь по линиям электросети), HDMI (стандарт мультимедийного интерфейса высокой четкости) и т.д., через тракт проводной передачи (соответствующий среде 3730 связи), подключенный к интерфейсу 3709 потокового вывода.

[0276] Согласно этой конфигурации, пользователь имеет возможность использовать внешнее устройство с мультиплексированными данными, принимаемыми посредством приемного устройства 3700 с использованием схемы приема, описанной в вышеописанных вариантах осуществления. Использование мультиплексированных данных пользователем здесь включает в себя использование мультиплексированных данных для просмотра в реальном времени на внешнем устройстве, запись мультиплексированных данных посредством модуля записи, включенного во внешнее устройство, и передачу мультиплексированных данных из внешнего устройства в еще одно другое внешнее устройство.

[0277] Хотя вышеприведенные пояснения описывают приемное устройство 3700, выводящее мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, через интерфейс 3709 потокового вывода, часть данных, включенная в мультиплексированные данные, вместо этого может быть извлечена и выведена. Например, когда контент услуг широковещательной передачи данных или аналогичный контент включается наряду с аудио- и видеоданными в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, аудио- и видеоданные могут быть извлечены из мультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, мультиплексированы и выведены посредством интерфейса 3709 потокового вывода в качестве новых мультиплексированных данных. Помимо этого, интерфейс 3709 потокового вывода может сохранять аудиоданные или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, в качестве новых мультиплексированных данных.

[0278] Здесь, процесс извлечения части данных, включенной в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера, к примеру, CPU. Потоковый интерфейс 3703 затем извлекает и мультиплексирует только указываемые демультиплексированные данные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Данные, которые должны быть извлечены из демультиплексированных данных, могут быть определены пользователем или могут быть определены заранее согласно типу интерфейса 3709 потокового вывода.

[0279] Согласно этой структуре, приемное устройство 3700 имеет возможность извлекать и выводить только требуемые данные во внешнее устройство. В связи с этим, меньше мультиплексированных данных выводятся с использованием меньшей полосы пропускания линий связи.

Хотя вышеприведенное пояснение описывает интерфейс 3709 потокового вывода как выводящий мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные таким образом, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Интерфейс 3709 потокового вывода затем может выводить преобразованные видеоданные в качестве новых мультиплексированных данных. Здесь, способ кодирования видео, используемый для того, чтобы формировать новые видеоданные, может соответствовать стандарту, отличному от стандарта, используемого для того, чтобы формировать исходные видеоданные. Альтернативно, идентичный способ кодирования видео может быть использован с различными параметрами. Аналогично, аудиоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, могут быть преобразованы посредством использования способа кодирования аудио, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к ним, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов. Интерфейс 3709 потокового вывода затем может выводить преобразованные аудиоданные в качестве новых мультиплексированных данных.

[0280] Здесь, процесс, посредством которого преобразуются аудио- или видеоданные, включенные в мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, с тем чтобы уменьшать объем данных или их скорость передачи битов, выполняется, например, посредством потокового интерфейса 3703 или процессора 3704 сигналов. В частности, потоковый интерфейс 3703 демультиплексирует различные данные, включенные в мультиплексированные данные, демодулированные посредством демодулятора 3702, к примеру, аудиоданные, видеоданные, контент услуг широковещательной передачи данных и т.д., как инструктировано посредством не изображенного схематически контроллера. Процессор 3704 сигналов затем выполняет обработку, чтобы преобразовывать видеоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования видео, применяемого к ним, и выполняет обработку, чтобы преобразовывать аудиоданные, демультиплексированные таким образом, посредством использования способа кодирования видео, отличного от исходного способа кодирования аудио, применяемого к нему. Как инструктировано посредством контроллера, потоковый интерфейс 3703 затем мультиплексирует преобразованные аудио- и видеоданные, тем самым формируя новые мультиплексированные данные. Процессор 3704 сигналов может, в соответствии с инструкциями из контроллера, выполнять обработку преобразования только для видеоданных или для аудиоданных либо может выполнять обработку преобразования для обоих типов данных. Помимо этого, объемы видеоданных и аудиоданных или их скорость передачи битов, которая должна быть получена посредством преобразования, могут указываться пользователем или определяться заранее согласно типу интерфейса 3709 потокового вывода.

[0281] Согласно этой структуре, приемное устройство 3700 имеет возможность модифицировать скорость передачи битов видео- и аудиоданных для вывода согласно скорости связи с внешним устройством. Таким образом, несмотря на то, что скорость связи с внешним устройством меньше скорости передачи битов мультиплексированных данных, полученных посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок, посредством вывода новых мультиплексированных данных из интерфейса потокового вывода во внешнее устройство пользователь имеет возможность использовать новые мультиплексированные данные с другими устройствами связи.

[0282] Приемное устройство 3700 дополнительно включает в себя интерфейс 3711 аудиовизуального вывода, который выводит аудио- и видеосигналы, декодированные посредством процессора 3704 сигналов, во внешнее устройство через внешнюю среду связи. Интерфейс 3711 аудиовизуального вывода может быть, например, устройством беспроводной связи, передающим модулированные аудиовизуальные данные во внешнее устройство с использованием схемы беспроводной передачи, соответствующей стандарту беспроводной связи, такому как Wi-Fi^TM (IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802.11g, IEEE 802.11n и т.д.)., WiGig, WirelessHD, технология Bluetooth, ZigBee и т.д., через беспроводную среду. Интерфейс 3709 потокового вывода также может быть устройством проводной связи, передающим модулированные аудиовизуальные данные во внешнее устройство с использованием схемы связи, соответствующей стандарту проводной связи, такому как Ethernet^TM, USB, PLC, HDMI и т.д., через тракт проводной передачи, подключенный к интерфейсу 3709 потокового вывода. Кроме того, интерфейс 3709 потокового вывода может быть терминалом для подключения кабеля, который выводит аналоговые аудиосигналы и видеосигналы как есть.

[0283] Согласно такой структуре, пользователь имеет возможность использовать аудиосигналы и видеосигналы, декодированные посредством процессора 3704 сигналов, во внешнем устройстве.

Дополнительно, приемное устройство 3700 включает в себя модуль 3710 функционального ввода, который принимает пользовательские операции в качестве ввода. Приемное устройство 3700 работает в соответствии с управляющими сигналами, вводимыми посредством модуля 3710 функционального ввода согласно пользовательским операциям, к примеру, посредством включения или выключения питания, изменения принимаемого канала, включения или выключения отображения субтитров, переключения между языками, изменения громкости, выводимой посредством модуля 3706 аудиовывода, и различных других операций, включающих в себя модификацию настроек для принимаемых каналов и т.п.

[0284] Приемное устройство 3700 дополнительно может включать в себя функциональность для отображения антенного уровня, представляющего качество принимаемого сигнала, в то время как приемное устройство 3700 принимает сигнал. Антенный уровень может быть, например, индексом, отображающим качество принимаемого сигнала, вычисленное согласно RSSI (индикатор интенсивности принимаемого сигнала), напряженности магнитного поля принимаемого сигнала, отношению C/N (мощность-несущей-к-шуму"), BER, частоте ошибок по пакетам, частоте ошибок по кадрам, информации состояния канала и т.д., принимаемым посредством приемного устройства 3700 и указывающим уровень и качество принимаемого сигнала. В таких случаях, демодулятор 3702 включает в себя калибратор качества сигнала, который измеряет RSSI, напряженность магнитного поля принимаемого сигнала, C/N-отношение, BER, частоту ошибок по пакетам, частоту ошибок по кадрам, информацию состояния канала и т.д. В ответ на пользовательские операции приемное устройство 3700 отображает антенный уровень (уровень сигнала, качество сигнала) в распознаваемом пользователем формате на модуле 3707 отображения видео. Формат отображения для антенного уровня (уровня сигнала, качества сигнала) может быть числовым значением, отображаемым согласно RSSI, напряженности магнитного поля принимаемого сигнала, C/N-отношению, BER, частоте ошибок по пакетам, частоте ошибок по кадрам, информации состояния канала и т.д., или может быть отображением изображений, которое варьируется согласно RSSI, напряженности магнитного поля принимаемого сигнала, C/N-отношению, BER, частоте ошибок по пакетам, частоте ошибок по кадрам, информации состояния канала и т.д. Приемное устройство 3700 может отображать несколько антенных уровней (уровней сигнала, качеств сигнала), вычисленных для каждого потока s1, s2 и т.д., демультиплексированного с использованием схемы приема, поясненной в вышеописанных вариантах осуществления, или может отображать один антенный уровень (уровень сигнала, качество сигнала), вычисленный для всех таких потоков. Когда видеоданные и аудиоданные, составляющие программу, передаются иерархически, уровень сигнала (качество сигнала) также может отображаться для каждого иерархического уровня.

[0285] Согласно вышеуказанной структуре, пользователю дается понимание антенного уровня (уровня сигнала, качества сигнала) в цифровой форме или визуально в ходе приема с использованием схем приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществления.

Хотя вышеприведенный пример описывает приемное устройство 3700 как включающее в себя модуль 3706 аудиовывода, модуль 3707 отображения видео, накопитель 3708, интерфейс 3709 потокового вывода и интерфейс 3711 аудиовизуального вывода, все эти компоненты не являются строго обязательными. При условии, что приемное устройство 3700 включает в себя, по меньшей мере, один из вышеописанных компонентов, пользователь имеет возможность использовать мультиплексированные данные, полученные посредством демодуляции посредством демодулятора 3702 и декодирования с коррекцией ошибок. Любое приемное устройство может быть свободно комбинировано с вышеописанными компонентами согласно схеме использования.

Мультиплексированные данные

Ниже приводится подробное описание примерной конфигурации мультиплексированных данных. Конфигурация данных, типично используемая в широковещательной передаче, является транспортным потоком (TS) MPEG-2. Следовательно, нижеприведенное описание описывает пример, связанный с MPEG2-TS. Тем не менее, конфигурация данных для мультиплексированных данных, передаваемых посредством схем передачи и приема, поясненных в вышеописанных вариантах осуществления, не ограничивается MPEG2-TS. Преимущества вышеописанных вариантов осуществления также являются достижимыми с использованием любой другой структуры данных.

[0286] Фиг.38 иллюстрирует примерную конфигурацию для мультиплексированных данных. Как показано, мультиплексированные данные являются элементами, составляющими программы (или события, которые являются их частью), в данный момент предоставляемые посредством различных услуг. Например, один или более видеопотоков, аудиопотоков, потоков презентационной графики (PG), потоков интерактивной графики (IG) и других таких потоков элементов мультиплексируются, чтобы получать мультиплексированные данные. Когда широковещательная программа, предоставляемая посредством мультиплексированных данных, является фильмом, видеопотоки представляют основное видео и субвидео фильма, аудиопотоки представляют основное аудио фильма и субаудио, которое должно смешиваться с основным аудио, а потоки презентационной графики представляют субтитры для фильма. Основное видео означает видеоизображения, нормально представляемые на экране, тогда как субвидео означает видеоизображения (например, изображения текста, поясняющего оглавление фильма), которые должны представляться в небольшом окне, вставленном внутри видеоизображений. Потоки интерактивной графики представляют интерактивное отображение, состоящее из компонентов GUI (графического пользовательского интерфейса), представляемых на экране.

[0287] Каждый поток, включенный в мультиплексированные данные, идентифицируется посредством идентификатора, называемого PID, уникально назначаемого потоку. Например, PID 0x1011 назначается видеопотоку, используемому для основного видео фильма, PID 0x1100-0x111F назначаются аудиопотокам, PID 0x1200-0x121F назначаются презентационной графике, PID 0x1400-0x141F назначаются интерактивной графике, PID 0x1B00-0x1B1F назначаются видеопотокам, используемым для субвидео фильма, и PID 0x1A00-0x1A1F назначаются аудиопотокам, используемым в качестве субаудио, которое должно смешиваться с основным аудио фильма.

[0288] Фиг.39 является принципиальной схемой, иллюстрирующей пример мультиплексируемых мультиплексированных данных. Во-первых, видеопоток 3901, состоящий из множества кадров, и аудиопоток 3904, состоящий из множества аудиокадров, соответственно, преобразуются в последовательность 3902 и 3905 PES-пакетов, затем дополнительно преобразуются в TS-пакеты 3903 и 3906. Аналогично, поток 3911 презентационной графики и поток 3914 интерактивной графики, соответственно, преобразуются в последовательность 3912 и 3915 PES-пакетов, затем дополнительно преобразуются в TS-пакеты 3913 и 3916. Мультиплексированные данные 3917 состоят из TS-пакетов 3903, 3906, 3913 и 3916, мультиплексированных в один поток.

[0289] Фиг.40 иллюстрирует более подробную информацию относительно последовательности PES-пакетов, содержащейся в видеопотоке. Первый уровень по фиг.40 показывает последовательность видеокадров в видеопотоке. Вторая строка показывает последовательность PES-пакетов. Стрелки yy1, yy₂, yy3 и yy4 указывают множество единиц видеопредставления, которые являются I-изображениями, B-изображениями и P-изображениями в видеопотоке, разделенными и по отдельности сохраненными в качестве рабочих данных PES-пакета. Каждый PES-пакет имеет PES-заголовок. PES-заголовок содержит PTS (временную метку представления), в которой должно отображаться изображение, DTS (временную метку декодирования), в которой должно быть декодировано изображение, и т.д.

[0290] Фиг.41 иллюстрирует структуру TS-пакета, в конечном счете записываемого в мультиплексированные данные. TS-пакет является 188-байтовым пакетом фиксированной длины, состоящим из 4-байтового PID, идентифицирующего поток, и из 184-байтовых рабочих TS-данных, содержащих данные. Вышеописанные PES-пакеты разделяются и по отдельности сохраняются в качестве рабочих TS-данных. Для BD-ROM каждый TS-пакет имеет присоединенный 4-байтовый TP_Extra_Header, чтобы компоновать 192-байтовый исходный пакет, который должен записываться в качестве мультиплексированных данных. TP_Extra_Header хранит такую информацию, как Arrival_Time_Stamp (ATS). ATS указывает время для начала передачи TS-пакета в PID-фильтр декодера. Мультиплексированные данные состоят из исходных пакетов, размещаемых, как указано на нижнем уровне фиг.41. SPN (номер исходного пакета) увеличивается для каждого пакета с началом в заголовке мультиплексированных данных.

[0291] В дополнение к видеопотокам, аудиопотокам, потокам презентационной графики и т.п., TS-пакеты, включенные в мультиплексированные данные, также включают в себя PAT (таблицу ассоциаций программ), PMT (таблицу структуры программ), PCR (временную отметку программ) и т.д. PAT указывает PID PMT, используемой в мультиплексированных данных, и PID самого PAT регистрируется как 0. PMT включает в себя PID, идентифицирующие соответствующие потоки, к примеру видео, аудио и субтитры, содержащиеся в мультиплексированных данных, и информацию атрибутов (частоту кадров, соотношение сторон и т.п.) потоков, идентифицированных посредством соответствующих PID. Помимо этого, PMT включает в себя различные типы дескрипторов, связанных с мультиплексированными данными. Один такой дескриптор может быть информацией управления копированием, указывающей то, разрешается или нет копирование мультиплексированных данных. PCR включает в себя информацию для синхронизации ATC (таймера поступления), выступающего в качестве хронологической оси ATS, с STC (системным таймером), выступающим в качестве хронологической оси PTS и DTS. Каждый PCR-пакет включает в себя STC-время, соответствующее ATS, в которой пакет должен быть передан декодеру.

[0292] Фиг.42 иллюстрирует подробную конфигурацию данных PMT. PMT начинается с PMT-заголовка, указывающего длину данных, содержащихся в PMT. После PMT-заголовка размещаются дескрипторы, относящиеся к мультиплексированным данным. Один пример дескриптора, включенного в PMT, является информацией управления копированием, описанной выше. После дескрипторов размещается информация потока, относящаяся к соответствующим потокам, включенным в мультиплексированные данные. Каждый фрагмент информации потока состоит из дескрипторов потоков, указывающих тип потока, идентифицирующий кодек сжатия, используемый для соответствующего потока, PID для потока и информации атрибутов (частоты кадров, соотношения сторон и т.п.) потока. PMT включает в себя число дескрипторов потоков, идентичное числу потоков, включенных в мультиплексированные данные.

[0293] Если записаны на носитель записи и т.п., мультиплексированные данные записываются наряду с файлом информации мультиплексированных данных.

Фиг.43 иллюстрирует примерную конфигурацию для файла информации мультиплексированных данных. Как показано, файл информации мультиплексированных данных является управляющей информацией для мультиплексированных данных, предоставляется в соответствии "один-к-одному" с мультиплексированными данными и состоит из информации мультиплексированных данных, информации атрибутов потока и карты вхождений.

[0294] Информация мультиплексированных данных состоит из системной скорости, времени начала воспроизведения и времени окончания воспроизведения. Системная скорость указывает максимальную скорость передачи мультиплексированных данных в PID-фильтр нижеописанного декодера системных целевых объектов. Мультиплексированные данные включают в себя ATS в интервале, заданном так, что он не превышает системную скорость. Время начала воспроизведения задается равным времени, указываемому посредством PTS первого видеокадра в мультиплексированных данных, тогда как время окончания воспроизведения задается равным времени, вычисленному посредством прибавления длительности воспроизведения одного кадра к PTS последнего видеокадра в мультиплексированных данных.

[0295] Фиг.44 иллюстрирует примерную конфигурацию для информации атрибутов потока, включенной в файл информации мультиплексированных данных. Как показано, информация атрибутов потока является информацией атрибутов для каждого потока, включенного в мультиплексированные данные, зарегистрированные для каждого PID. Иными словами, различные фрагменты информации атрибутов предоставляются для различных потоков, а именно, для видеопотоков, аудиопотоков, потоков презентационной графики и потоков интерактивной графики. Информация атрибутов видеопотока указывает кодек сжатия, используемый для того, чтобы сжимать видеопоток, разрешение отдельных изображений, составляющих видеопоток, соотношение сторон, частоту кадров и т.д. Информация атрибутов аудиопотока указывает кодек сжатия, используемый для того, чтобы сжимать аудиопоток, число каналов, включенное в аудиопоток, язык аудиопотока, частоту дискретизации и т.д. Эта информация используется для того, чтобы инициализировать декодер перед воспроизведением посредством проигрывателя.

[0296] В настоящем варианте осуществления, тип потока, включенный в PMT, используется в информации, включенной в мультиплексированные данные. Кроме того, когда мультиплексированные данные записываются на носителе записи, используется информация атрибутов видеопотока, включенная в информацию мультиплексированных данных. В частности, способ и устройство кодирования видео, описанный в любом из вышеописанных вариантов осуществления, может быть модифицирован, чтобы дополнительно включать в себя этап или модуль задания конкретного фрагмента информации в типе потока, включенном в PMT или в информацию атрибутов видеопотока. Конкретный фрагмент информации служит для указания того, что видеоданные формируются посредством способа и устройства кодирования видео, описанных в варианте осуществления. Согласно такой структуре, видеоданные, сформированные посредством способа и устройства кодирования видео, описанных в любом из вышеописанных вариантов осуществления, являются отличимыми от видеоданных, совместимых с другими стандартами.

[0297] Фиг.45 иллюстрирует примерную конфигурацию устройства 4500 аудиовизуального вывода, которое включает в себя приемное устройство 4504, принимающее модулированный сигнал, который включает в себя аудио- и видеоданные, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции), или данные, предназначенные для широковещательной передачи. Конфигурация приемного устройства 4504 соответствует приемному устройству 3700 из фиг.37. Устройство 4500 аудиовизуального вывода включает, например, ОС (операционную систему) или включает устройство 4506 связи для подключения к Интернету (например, устройство связи, предназначенное для беспроводной LAN (локальной вычислительной сети) или для Ethernet^TM). В связи с этим, модуль 4501 отображения видео имеет возможность одновременно отображать аудио- и видеоданные либо видео в видеоданных для широковещательной передачи 4502 и гипертекст 4503 (из Всемирной паутины), предоставляемый по Интернету. Посредством осуществления действий с пультом 4507 дистанционного управления (альтернативно, мобильным телефоном или клавиатурой), любое из видео в видеоданных для широковещательной передачи 4502 и гипертекста 4503, предоставляемого по Интернету, может быть выбрано для того, чтобы изменять операции. Например, когда выбирается гипертекст 4503, предоставляемый по Интернету, отображаемый веб-узел может быть изменен посредством действий с пультом дистанционного управления. Когда выбираются аудио- и видеоданные либо видео в видеоданных для широковещательной передачи 4502, информация из выбранного канала (выбранная (телевизионная) программа или широковещательная передача аудио) может быть передана посредством пульта 4507 дистанционного управления. В связи с этим, интерфейс 4505 получает информацию, передаваемую посредством пульта дистанционного управления. Приемное устройство 4504 выполняет такую обработку, как демодуляция и коррекция ошибок, соответствующая выбранному каналу, тем самым получая принимаемые данные. В этот момент, приемное устройство 4504 получает информацию управляющих символов, которая включает в себя информацию относительно схемы передачи (как описано с использованием фиг.5), из управляющих символов, включающих в себя сигнал, соответствующий выбранному каналу. В связи с этим, приемное устройство 4504 имеет возможность корректно задавать операции приема, схему демодуляции, схему коррекции ошибок и т.д., тем самым обеспечивая получение данных, включенных в символы данных, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции). Хотя вышеприведенное описание приводится для примера использования пользователем пульта 4507 дистанционного управления, идентичные операции применяются, когда пользователь нажимает клавишу выбора, встроенную в устройство 4500 аудиовизуального вывода, чтобы выбирать канал.

[0298] Помимо этого, устройство 4500 аудиовизуального вывода может работать с использованием Интернета. Например, устройство 4500 аудиовизуального вывода может быть выполнено с возможностью записывать (сохранять) программу через другой терминал, подключенный к Интернету. (Соответственно, устройство 4500 аудиовизуального вывода должно включать в себя накопитель 3708 из фиг.37). Канал выбирается до того, как начинается запись. В связи с этим, приемное устройство 4504 выполняет такую обработку, как демодуляция и коррекция ошибок, соответствующая выбранному каналу, тем самым получая принимаемые данные. В этот момент, приемное устройство 4504 получает информацию управляющих символов, которая включает в себя информацию относительно схемы передачи (схему передачи, схему модуляции, схему коррекции ошибок и т.д. из вышеописанных вариантов осуществления) (как описано с использованием фиг.5), из управляющих символов, включающих в себя сигнал, соответствующий выбранному каналу. В связи с этим, приемное устройство 4504 имеет возможность корректно задавать операции приема, схему демодуляции, схему коррекции ошибок и т.д., тем самым обеспечивая получение данных, включенных в символы данных, передаваемые посредством широковещательного передающего устройства (базовой станции).

[0299] Дополнение

Настоящее описание рассматривает устройство связи/широковещательной передачи, такое как широковещательное передающее устройство, базовая станция, точка доступа, терминал, мобильный телефон и т.п., содержащее передающее устройство, и устройство связи, такое как телевизионный приемник, радиостанция, терминал, персональный компьютер, мобильный телефон, точка доступа, базовая станция и т.п., содержащее приемное устройство. Передающее устройство и приемное устройство, относящиеся к настоящему изобретению, являются устройствами связи в форме, позволяющей выполнять приложения, такими как телевизионный приемник, радиостанция, персональный компьютер, мобильный телефон и т.п., через подключение по некоторому интерфейсу (например, USB).

[0300] Кроме того, в настоящем варианте осуществления, символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (а именно, преамбула, уникальное слово, постамбула, опорные символы, рассеянные пилотные символы и т.д.), символы, предназначенные для управляющей информации и т.д., могут свободно размещаться в кадре. Хотя в настоящее время называются пилотными символами и символами, предназначенными для управляющей информации, такие символы могут свободно называться по-иному, поскольку их функция остается важным вопросом.

[0301] При условии, что пилотный символ, например, является известным символом, модулированным с помощью PSK-модуляции в передающем устройстве и приемном устройстве (альтернативно, приемное устройство может синхронизироваться таким образом, что приемное устройство знает символы, передаваемые посредством передающего устройства), приемное устройство имеет возможность использовать этот символ для частотной синхронизации, временной синхронизации, оценки канала (оценки на основе CSI (информации состояния канала) для каждого модулированного сигнала), обнаружения сигналов и т.п.

[0302] Символы, предназначенные для управляющей информации, являются символами, передающими информацию (такую как схема модуляции, схема кодирования с коррекцией ошибок, скорость кодирования кодов с коррекцией ошибок и информация настроек для верхнего уровня, используемого в связи), передаваемую в приемную сторону, чтобы выполнять передачу не данных (т.е. приложений).

Настоящее изобретение не ограничено вариантами осуществления, и также может быть реализовано различными другими способами. Например, хотя вышеописанные варианты осуществления описывают устройства связи, настоящее изобретение не ограничено такими устройствами и может быть реализовано как программное обеспечение для соответствующей схемы связи.

[0303] Хотя вышеописанные варианты осуществления описывают схемы изменения фазы для схем передачи двух модулированных сигналов из двух антенн, ограничения в этом отношении не налагаются. Предварительное кодирование и изменение фазы может выполняться для четырех сигналов, которые преобразованы, чтобы формировать четыре модулированных сигнала, передаваемые с использованием четырех антенн. Иными словами, настоящее изобретение является применимым к выполнению изменения фазы для N сигналов, которые преобразованы и предварительно кодированы, чтобы формировать N модулированных сигналов, передаваемых с использованием N антенн.

[0304] Хотя вышеописанные варианты осуществления описывают примеры систем, в которых два модулированных сигнала передаются из двух антенн и принимаются посредством двух соответствующих антенн в MIMO-системе, настоящее изобретение не ограничено в этом отношении и также является применимым к системам MISO (со многими входами и одним выходом). В MISO-системе приемное устройство не включает в себя антенну 701_Y, беспроводной модуль 703_Y, модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1 и модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2 из фиг.7. Тем не менее, обработка, описанная в варианте 1 осуществления, по-прежнему может выполняться для того, чтобы оценивать r1 и r2. Технология для приема и декодирования множества сигналов, передаваемых одновременно на общей частоте, принимаемых посредством одной антенны, широко известна. Настоящее изобретение представляет собой дополнительную обработку, дополняющую традиционную технологию для возврата посредством процессора сигналов фазы, измененной посредством передающего устройства.

[0305] Хотя настоящее изобретение описывает примеры систем, в которых два модулированных сигнала передаются из двух антенн и принимаются посредством двух соответствующих антенн в системе MIMO-связи, настоящее изобретение не ограничено в этом отношении и также является применимым к MISO-системам. В MISO-системе передающее устройство выполняет предварительное кодирование и изменение фазы, так что моменты, описанные выше, являются применимыми. Тем не менее, приемное устройство не включает в себя антенну 701_Y, беспроводной модуль 703_Y, модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1 и модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2 из фиг.7. Тем не менее, обработка, описанная в настоящем описании, по-прежнему может выполняться для того, чтобы оценивать данные, передаваемые посредством передающего устройства. Технология для приема и декодирования множества сигналов, передаваемых одновременно на общей частоте, принимаемых посредством одной антенны, широко известна (одноантенное приемное устройство может применять ML-операции (максимальная логарифмическая аппроксимация и т.п.)). Настоящее изобретение может иметь процессор 711 сигналов из фиг.7, чтобы выполнять демодуляцию (обнаружение) посредством учета предварительного кодирования и изменения фазы, применяемого посредством передающего устройства.

[0306] Настоящее описание использует такие термины, как предварительное кодирование, весовые коэффициенты предварительного кодирования, матрица предварительного кодирования и т.д. Сам термин может быть иным (например, альтернативно может называться "таблицей кодирования"), поскольку ключевым моментом настоящего изобретения является сама обработка сигналов.

Кроме того, хотя настоящее описание поясняет примеры, главным образом, с использованием OFDM в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от OFDM, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь, также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.

[0307] Помимо этого, хотя настоящее описание поясняет использование ML-операций, аппроксимации, максимальной логарифмической аппроксимации, ZF, MMSE и т.д. посредством приемного устройства, эти операции могут быть обобщены как обнаружение волн, демодуляция, обнаружение, оценка и демультиплексирование, поскольку мягкие результаты (логарифмическое правдоподобие и логарифмическое отношение правдоподобия) и жесткие результаты (нули и единицы), полученные посредством них, представляют собой отдельные биты данных, передаваемых посредством передающего устройства.

Различные данные могут быть переданы посредством каждого потока s1(t) и s2(t) (s1(i), s2(i)) или идентичные данные могут быть переданы посредством них.

[0308] Два потоковых сигнала s1(i) и s2(i) в полосе модулирующих частот (где i указывает последовательность (относительно времени или (несущей) частоты)) подвергаются предварительному кодированию и регулярному изменению фазы (порядок операций может быть свободно изменен на противоположное), чтобы формировать два сигнала z1(i) и z2(i) в полосе модулирующих частот после обработки. Для сигнала z1(i) в полосе модулирующих частот после обработки синфазный компонент I представляет собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент представляет собой Q₁(i), а для сигнала z2(i) в полосе модулирующих частот после обработки синфазный компонент представляет собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент представляет собой Q₂(i). Компоненты в полосе модулирующих частот могут быть переключены при условии, что поддерживается следующее.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и Q₂(i), а синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и Q₁(i). Модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу r1(i) в полосе модулирующих частот, передается посредством передающей антенны 1, и модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу r2(i) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 2, одновременно на общей частоте. В связи с этим, модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу r1(i) в полосе модулирующих частот, и модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу r2(i) в полосе модулирующих частот, передаются из различных антенн, одновременно на общей частоте. Альтернативно,

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i). Альтернативно, хотя вышеприведенное описание поясняет выполнение двух типов обработки сигналов для обоих потоковых сигналов таким образом, чтобы переключать синфазный компонент и квадратурный компонент двух сигналов, изобретение не ограничено таким образом. Два типа обработки сигналов могут выполняться более чем для двух потоков таким образом, чтобы переключать синфазный компонент и квадратурный компонент.

[0309] Альтернативно, хотя вышеприведенные примеры описывают переключение сигналов в полосе модулирующих частот, имеющих единое время (общую (под-)несущую) частоту), переключаемые сигналы в полосе модулирующих частот не должны обязательно иметь единое время. Например, возможно любое из следующего.

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(i+w), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(i+v).

- Для переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₂(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₁(i+v), и для переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q₁(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I₂(i+w).

Фиг.55 иллюстрирует модуль 5502 переключения сигналов в полосе модулирующих частот с пояснением вышеописанного. Как показано, двух обработанных сигналов z1(i) 5501_1 и z2(i) 5501_2 в полосе модулирующих частот, обработанный сигнал z1(i) 5501_1 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I₁(i) и квадратурный компонент Q₁(i), в то время как обработанный сигнал z2(i) 5501_2 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I₂(i) и квадратурный компонент Q₂(i). Затем, после переключения, переключенный сигнал r1(i) 5503_1 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_r1(i) и квадратурный компонент Q_r1(i), в то время как переключенный сигнал r2(i) 5503_2 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_r2(i) и квадратурный компонент Q_r2(i). Синфазный компонент I_r1(i) и квадратурный компонент Q_r1(i) переключенного сигнала r1(i) 5503_1 в полосе модулирующих частот и синфазный компонент I_r2(i) и квадратурный компонент Q_r2(i) переключенного сигнала r2(i) 5503_2 в полосе модулирующих частот могут выражаться как любое из вышеприведенного. Хотя этот пример описывает переключение, выполняемое для сигналов в полосе модулирующих частот, имеющих единое время (общую (под-)несущую) частоту) и подвергнутых двум типам обработки сигналов, то же самое может применяться к сигналам в полосе модулирующих частот, подвергнутым двум типам обработки сигналов, но имеющим различное время (различные ((под-)несущие) частоты).

[0310] Каждая из передающих антенн передающего устройства и каждая из приемных антенн приемного устройства, показанных на чертежах, могут формироваться посредством множества антенн.

Настоящее описание использует символ , который является квантором всеобщности, и символ , который является квантором существования.

[0311] Кроме того, настоящее описание использует радиан в качестве единицы фазы в комплексной плоскости, например, для аргумента.

При рассмотрении комплексной плоскости координаты комплексных чисел могут выражаться посредством полярных координат. Для комплексного числа z=a+jb (где a и b являются вещественными числами, а j является мнимой единицей), соответствующая точка (a, b) на комплексной плоскости выражается полярными координатами [r, θ], преобразованными следующим образом:

a=r×cosθ

b=r×sinθ

[0312] Математическое выражение 49

(формула 49)

,

[0313] где r является абсолютным значением z (r=|z|), и θ является его аргументом. В связи с этим, z=a+jb может выражаться как re^jθ.

В настоящем изобретении, сигналы s1, s2, z1 и z2 в полосе модулирующих частот описываются как комплексные сигналы. Комплексный сигнал, состоящий из синфазного сигнала I и квадратурного сигнала Q, также может выражаться как комплексный сигнал I+jQ. Здесь, любой из I и Q может быть равным нулю.

[0314] Фиг.46 иллюстрирует примерную широковещательную систему с использованием схемы изменения фазы, описанной в настоящем описании. Как показано, видеокодер 4601 принимает видео в качестве ввода, выполняет кодирование видео и выводит кодированные видеоданные 4602. Аудиокодер принимает аудио в качестве ввода, выполняет кодирование аудио и выводит кодированные аудиоданные 4604. Кодер 4605 данных принимает данные в качестве ввода, выполняет кодирование данных (например, сжатие данных) и выводит кодированные данные 4606. В целом, эти компоненты формируют кодер 4600 исходной информации.

[0315] Передающее устройство 4607 принимает кодированные видеоданные 4602, кодированные аудиоданные 4604 и кодированные данные 4606 в качестве ввода, выполняет кодирование с коррекцией ошибок, модуляцию, предварительное кодирование и изменение фазы (например, обработку сигналов посредством передающего устройства из фиг.3) для поднабора или всех из них и выводит передаваемые сигналы 4608_1-4608_N. Передаваемые сигналы 4608_1-4608_N затем передаются посредством антенн 4609_1-4609_N в качестве радиоволн.

[0316] Приемное устройство 4612 получает принимаемые сигналы 4611_1-4611_M, принятые посредством антенн 4610_1-4610_M, в качестве ввода, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, изменение фазы, декодирование из предварительного кодирования, вычисление логарифмического отношения правдоподобия и декодирование с коррекцией ошибок (например, обработку посредством приемного устройства из фиг.7), и выводит принимаемые данные 4613, 4615 и 4617. Декодер 4619 исходной информации получает принимаемые данные 4613, 4615 и 4617 в качестве ввода. Видеодекодер 4614 получает принимаемые данные 4613 в качестве ввода, выполняет декодирование видео и выводит видеосигнал. Видео затем отображается на телевизионном дисплее. Аудиодекодер 4616 получает принимаемые данные 4615 в качестве ввода. Аудиодекодер 4616 выполняет декодирование аудио и выводит аудиосигнал. Аудио затем воспроизводится через динамики. Декодер 4618 данных получает принимаемые данные 4617 в качестве ввода, выполняет декодирование данных и выводит информацию.

[0317] В вышеописанных вариантах осуществления, относящихся к настоящему изобретению, число кодеров в передающем устройстве с использованием схемы передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM может быть любым числом, как описано выше. Следовательно, как показано на фиг.4, например, передающее устройство может иметь только один кодер и применять схему для распределения вывода к схеме передачи с несколькими несущими, такой как OFDM. В таких случаях, беспроводные модули 310A и 310B из фиг.4 должны заменять связанные с OFDM процессоры 1301A и 1301B из фиг.12. Описание связанных с OFDM процессоров является таким, как задано для варианта 1 осуществления.

[0318] Хотя вариант 1 осуществления предоставляет формулу 36 в качестве примера матрицы предварительного кодирования, также может быть использована другая матрица предварительного кодирования, когда применяется следующая схема.

[0319] Математическое выражение 50

(формула 50)

[0320] В матрицах предварительного кодирования формулы 36 и формулы 50, значение α задается как предоставленное посредством формулы 37 и формулы 38. Тем не менее, ограничения на это не налагаются. Простая матрица предварительного кодирования достижима посредством задания α=1, которое также является допустимым значением.

В варианте A1 осуществления модули изменения фазы из фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 указываются как имеющие значение PHASE[i] изменения фазы (где i=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), чтобы достигать периода (цикла) в N (значение, достигаемое при условии, что фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 выполняют изменение фазы только для одного сигнала в полосе модулирующих частот). Настоящее описание поясняет выполнение изменения фазы для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот (т.е. на фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29 и 51), а именно, для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Здесь, PHASE[k] вычисляется следующим образом.

[0321] Математическое выражение 51

(формула 51)

радианы,

[0322] где k=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤N-1). Когда N=5, 7, 9, 11 или 15, приемное устройство имеет возможность получать хорошее качество приема данных.

Хотя настоящее описание поясняет подробности схем изменения фазы, заключающих в себе два модулированных сигнала, передаваемые посредством множества антенн, ограничения в этом отношении не налагаются. Предварительное кодирование и изменение фазы может выполняться для трех или более сигналов в полосе модулирующих частот, для которых выполнено преобразование согласно схеме модуляции, после чего выполнена предварительно определенная обработка для сигналов в полосе модулирующих частот после изменения фазы и передача с использованием множества антенн, чтобы реализовывать идентичные результаты.

[0323] Программы для выполнения вышеуказанной схемы передачи могут, например, заранее сохраняться в ROM (постоянном запоминающем устройстве) и считываться для операции посредством CPU.

Кроме того, программы для выполнения вышеуказанной схемы передачи могут быть сохранены на машиночитаемом носителе записи, программы, сохраненные на носителе записи, могут загружаться в RAM (оперативное запоминающее устройство) компьютера, и компьютер может работать в соответствии с программами.

[0324] Компоненты вышеописанных вариантов осуществления типично могут собираться как LSI (большая интегральная схема), тип интегральной схемы. Отдельные компоненты, соответственно, могут быть выполнены в дискретных кристаллах, либо поднабор или все компоненты могут быть выполнены в однокристальной схеме. Хотя LSI упоминается выше, также могут применяться термины IC (интегральная схема), системная LSI, супер-LSI или ультра-LSI, в зависимости от степени интеграции. Кроме того, способ сборки интегральных схем не ограничивается LSI. Может быть использована специализированная схема или процессор общего назначения. После сборки LSI, может быть использована FPGA (программируемая пользователем вентильная матрица) или переконфигурируемый процессор.

[0325] Кроме того, если прогресс в области техники полупроводников или новые технологии приводят к замене LSI на другие способы на основе интегральных схем, то такая технология, конечно, может быть использована для того, чтобы интегрировать функциональные блоки. Также возможны варианты применения в биотехнологии.

Вариант C1 осуществления

Вариант 1 осуществления поясняет, что используемая матрица предварительного кодирования может быть переключена, когда изменяются параметры передачи. Настоящий вариант осуществления описывает подробный пример такого случая, когда, как описано выше (в "Дополнении"), параметры передачи изменяются так, что потоки s1(t) и s2(t) переключаются между передачей различных данных и передачей идентичных данных, и матрица предварительного кодирования и используемая схема изменения фазы переключаются соответствующим образом.

[0326] Пример настоящего варианта осуществления описывает случай, когда два модулированных сигнала, передаваемые из двух различных передающих антенн, чередуются между модулированными сигналами, включающими в себя идентичные данные, и модулированными сигналами, включающими в себя различные данные.

Фиг.56 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, переключающегося между схемами передачи, как описано выше. На фиг.56, компоненты, работающие способом, описанным для фиг.54, используют идентичные ссылки с номерами. Как показано, фиг.56 отличается от фиг.54 тем, что модуль 404 распределения принимает сигнал 313 конфигурации кадра в качестве ввода. Операции модуля 404 распределения описываются с использованием фиг.57.

[0327] Фиг.57 иллюстрирует операции модуля 404 распределения при передаче идентичных данных и при передаче различных данных. Как показано, с учетом кодированных данных x1, x2, x3, x4, x5, x6 и т.д., при передаче идентичных данных распределенные данные 405 задаются как x1, x2, x3, x4, x5, x6 и т.д., в то время как распределенные данные 405B аналогично задаются как x1, x2, x3, x4, x5, x6 и т.д.

[0328] С другой стороны, при передаче различных данных распределенные данные 405A задаются как x1, x3, x5, x7, x9 и т.д., в то время как распределенные данные 405B задаются как x2, x4, x6, x8, x10 и т.д.

Модуль 404 распределения определяет, согласно сигналу 313 конфигурации кадра, принятому в качестве ввода, то, представляет режим передачи собой передачу идентичных данных или передачу различных данных.

[0329] Альтернатива вышеприведенному показана на фиг.58. Как показано, при передаче идентичных данных модуль 404 распределения выводит распределенные данные 405A в качестве x1, x2, x3, x4, x5, x6 и т.д., при этом ничего не выводя в качестве распределенных данных 405B. Соответственно, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает передачу идентичных данных, модуль 404 распределения работает, как описано выше, в то время как модуль 304B перемежения и модуль 306B преобразования из фиг.56 не работают. Таким образом, только сигнал 307A в полосе модулирующих частот, выводимый посредством модуля 306A преобразования из фиг.56, является допустимым и принимается как вводимый посредством обоих модулей 308A и 308B взвешивания.

[0330] Один отличительный признак настоящего варианта осуществления заключается в том, что когда режим передачи переключается с передачи идентичных данных на передачу различных данных, также может быть переключена матрица предварительного кодирования. Как указано посредством формулы 36 и формулы 39 в варианте 1 осуществления, при условии матрицы, состоящей из w11, w12, w21 и w22, матрица предварительного кодирования, используемая для того, чтобы передавать идентичные данные, может быть следующей.

[0331] Математическое выражение 52

(формула 52)

,

[0332] где a является вещественным числом (a также может быть комплексным числом, но при условии, что сигнал в полосе модулирующих частот, вводимый как результат предварительного кодирования, подвергается изменению фазы, вещественное число является предпочтительным из соображений уменьшения размера схем и сложности). Кроме того, когда a равно единице, модули 308A и 308B взвешивания не выполняют взвешивание и выводят входной сигнал как есть.

[0333] Соответственно, при передаче идентичных данных, взвешенные сигналы 309A и 316B в полосе модулирующих частот являются идентичными сигналами, выводимыми посредством модулей 308A и 308B взвешивания.

Когда сигнал конфигурации кадра указывает идентичный режим передачи, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение фазы для взвешенного сигнала 309A в полосе модулирующих частот и выводит сигнал 5202 в полосе модулирующих частот после изменения фазы. Аналогично, когда сигнал конфигурации кадра указывает идентичный режим передачи, модуль 317B изменения фазы выполняет изменение фазы для взвешенного сигнала 316B в полосе модулирующих частот и выводит сигнал 309B в полосе модулирующих частот после изменения фазы. Изменение фазы, выполняемое посредством модуля 5201 изменения фазы, представляет собой e^jA(t) (альтернативно, e^jA(f) или e^jA(t,f)) (где t является временем, а f является частотой) (соответственно, e^jA(t) (альтернативно, e^jA(f) или e^jA(t,f)) является значением, на которое умножается входной сигнал в полосе модулирующих частот), и изменение фазы, выполняемое посредством модуля 317B изменения фазы, представляет собой e^jB(t) (альтернативно, e^jB(f) или e^jB(t,f)) (где t является временем, а f является частотой) (соответственно, e^jB(t) (альтернативно, e^jB(f) или e^jB(t,f)) является значением, на которое умножается входной сигнал в полосе модулирующих частот). В связи с этим, удовлетворяется следующее условие.

[0334] Математическое выражение 53

(формула 53)

Некоторое время t удовлетворяет

(Альтернативно, некоторая (несущая) частота f удовлетворяет ),

(Альтернативно, некоторая (несущая) частота f и время t удовлетворяют ),

[0335] В связи с этим, передаваемый сигнал может уменьшать влияние многолучевого распространения и тем самым повышать качество приема данных для приемного устройства. (Тем не менее, изменение фазы также может выполняться посредством только одного из взвешенных сигналов 309A и 316B в полосе модулирующих частот).

На фиг.56, когда используется OFDM, такая обработка, как IFFT и преобразование частоты, выполняется для сигнала 5202 в полосе модулирующих частот после изменения фазы, и результат передается посредством передающей антенны. (См. фиг.13). (Соответственно, сигнал 5202 в полосе модулирующих частот после изменения фазы может считаться идентичным сигналу 1301A из фиг.13). Аналогично, когда используется OFDM, такая обработка, как IFFT и преобразование частоты, выполняется для сигнала 309B в полосе модулирующих частот после изменения фазы, и результат передается посредством передающей антенны. (См. фиг.13). (Соответственно, сигнал 309B в полосе модулирующих частот после изменения фазы может считаться идентичным сигналу 1301B из фиг.13).

Когда выбранный режим передачи указывает передачу различных данных, то может применяться любая из формулы 36, формулы 39 и формулы 50, заданных в варианте 1 осуществления. Важно, что модули 5201 и 317B изменения фазы из фиг.56 используют схему изменения фазы, отличную от схемы изменения фазы при передаче идентичных данных. В частности, как описано в варианте 1 осуществления, например, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение фазы, в то время как модуль 317B изменения фазы не выполняет, или модуль 317B изменения фазы выполняет изменение фазы, в то время как модуль 5201 изменения фазы не выполняет. Только один из двух модулей изменения фазы выполняет изменение фазы. В связи с этим, приемное устройство получает хорошее качество приема данных в LOS-окружении, а также NLOS-окружении.

[0336] Когда выбранный режим передачи указывает передачу различных данных, матрица предварительного кодирования может быть такой, как задано в формуле 52, или как задано в любой из формулы 36, формулы 50 и формулы 39, или может быть матрицей предварительного кодирования, отличной от матрицы, заданной в формуле 52. Таким образом, приемное устройство с очень высокой вероятностью должно испытывать повышение качества приема данных в LOS-окружении.

[0337] Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления поясняет примеры с использованием OFDM в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от OFDM, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь, также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.

[0338] Как пояснено в варианте 3 осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу различных данных, изменение фазы выполняется только для символов данных. Тем не менее, как описано в настоящем варианте осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу идентичных данных, в таком случае изменение фазы не должно быть ограничено символами данных, но также может выполняться для пилотных символов, управляющих символов и других таких символов, вставленных в кадр передачи передаваемого сигнала. (Изменение фазы не должно всегда выполняться для таких символов, как пилотные символы и управляющие символы, хотя это является предпочтительным, чтобы достигать выигрыша от разнесения).

Вариант C2 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему конфигурации для базовой станции, соответствующей варианту C1 осуществления.

[0339] Фиг.59 иллюстрирует взаимосвязь базовых станций (широковещательных передающих устройств) с терминалами. Терминал P (5907) принимает передаваемый сигнал 5903A, передаваемый посредством антенны 5904A, и передаваемый сигнал 5905A, передаваемый посредством антенны 5906A широковещательного передающего устройства A (5902A), затем выполняет их предварительно определенную обработку, чтобы получать принимаемые данные.

Терминал Q (5908) принимает передаваемый сигнал 5903A, передаваемый посредством антенны 5904A базовой станции A (5902A), и передаваемый сигнал 593B, передаваемый посредством антенны 5904B базовой станции B (5902B), затем выполняет их предварительно определенную обработку, чтобы получать принимаемые данные.

[0340] Фиг.60 и 61 иллюстрируют выделение частот базовой станции A (5902A) для передаваемых сигналов 5903A и 5905A, передаваемых посредством антенн 5904A и 5906A, и выделение частот базовой станции B (5902B) для передаваемых сигналов 5903B и 5905B, передаваемых посредством антенн 5904B и 5906B. На фиг.60 и 61, частота находится на горизонтальной оси, а мощность передачи находится на вертикальной оси.

[0341] Как показано, передаваемые сигналы 5903A и 5905A, передаваемые посредством базовой станции A (5902A), и передаваемые сигналы 5903B и 5905B, передаваемые посредством базовой станции B (5902B), используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Y частот. Полоса X частот используется для того, чтобы передавать данные первого канала, а полоса Y частот используется для того, чтобы передавать данные второго канала.

[0342] Соответственно, терминал P (5907) принимает передаваемый сигнал 5903A, передаваемый посредством антенны 5904A, и передаваемый сигнал 5905A, передаваемый посредством антенны 5906A базовой станции A (5902A), извлекает полосу X частот из них, выполняет предварительно определенную обработку и тем самым получает данные первого канала. Терминал Q (5908) принимает передаваемый сигнал 5903A, передаваемый посредством антенны 5904A базовой станции A (5902A), и передаваемый сигнал 5903B, передаваемый посредством антенны 5904B базовой станции B (5902B), извлекает полосу Y частот из них, выполняет предварительно определенную обработку и тем самым получает данные второго канала.

[0343] Далее описывается конфигурация и операции базовой станции A (5902A) и базовой станции B (5902B).

Как описано в варианте C1 осуществления, как базовая станция A (5902A), так и базовая станция B (5902B) включают передающее устройство, сконфигурированное так, как проиллюстрировано посредством фиг.56 и 13. При передаче, как проиллюстрировано посредством фиг.60, базовая станция A (5902A) формирует два различных модулированных сигнала (для которых выполняется предварительное кодирование и изменение фазы) относительно полосы X частот, как описано в варианте C1 осуществления. Два модулированных сигнала, соответственно, передаются посредством антенн 5904A и 5906A. Относительно полосы Y частот базовая станция A (5902A) управляет модулем 304A перемежения, модулем 306A преобразования, модулем 308A взвешивания и модулем изменения фазы из фиг.56, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Затем, передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, передается посредством антенны 1310A из фиг.13, т.е. посредством антенны 5904A из фиг.59. Аналогично, базовая станция B (5902B) управляет модулем 304A перемежения, модулем 306A преобразования, модулем 308A взвешивания и модулем 5201 изменения фазы из фиг.56, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Затем, передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, передается посредством антенны 1310A из фиг.13, т.е. посредством антенны 5904B из фиг.59.

[0344] Создание кодированных данных в полосе Y частот может заключать в себе, как показано на фиг.56, формирование кодированных данных в отдельных базовых станциях или может заключать в себе необходимость для одной из базовых станций формировать такие кодированные данные для передачи в другие базовые станции. В качестве альтернативной схемы, одна из базовых станций может формировать модулированные сигналы и быть выполнена с возможностью передавать модулированные сигналы, сформированные таким образом, в другие базовые станции.

Кроме того, на фиг.59, сигнал 5901 включает в себя информацию, относящуюся к режиму передачи (передача идентичных данных или передача различных данных). Базовые станции получают этот сигнал и тем самым переключаются между схемами формирования для модулированных сигналов в каждой полосе частот. Здесь, сигнал 5901 указывается на фиг.59 как вводимый из другого устройства или из сети. Тем не менее, также возможны конфигурации, в которых, например, базовая станция A (5902) является ведущей станцией, передающей сигнал, соответствующий сигналу 5901, в базовую станцию B (5902B).

[0345] Как пояснено выше, когда базовая станция передает различные данные, матрица предварительного кодирования и схема изменения фазы задаются согласно схеме передачи, чтобы формировать модулированные сигналы.

С другой стороны, чтобы передавать идентичные данные, две базовых станции, соответственно, формируют и передают модулированные сигналы. В таких случаях, базовые станции, каждая из которых формирует модулированные сигналы для передачи из общей антенны, могут рассматриваться как две комбинированные базовые станции с использованием матрицы предварительного кодирования, заданной посредством формулы 52. Схема изменения фазы является такой, как, например, пояснено в варианте C1 осуществления и удовлетворяет условиям формулы 53.

[0346] Помимо этого, схема передачи полосы X частот и полосы Y частот может варьироваться во времени. Соответственно, как проиллюстрировано на фиг.61, со временем выделение частот изменяется с выделения частот, указываемого на фиг.60, на выделение частот, указываемое на фиг.61.

Согласно настоящему варианту осуществления, не только приемное устройство может получать повышенное качество приема данных для передачи идентичных данных, а также передачи различных данных, но и передающие устройства также могут совместно использовать модуль изменения фазы.

[0347] Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления поясняет примеры с использованием OFDM в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от OFDM, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь, также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.

[0348] Как пояснено в варианте 3 осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу различных данных, изменение фазы выполняется только для символов данных. Тем не менее, как описано в настоящем варианте осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу идентичных данных, в таком случае изменение фазы не должно быть ограничено символами данных, но также может выполняться для пилотных символов, управляющих символов и других таких символов, вставленных в кадр передачи передаваемого сигнала. (Изменение фазы не должно всегда выполняться для таких символов, как пилотные символы и управляющие символы, хотя это является предпочтительным, чтобы достигать выигрыша от разнесения).

Вариант C3 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему конфигурации для повторителя, соответствующей варианту C1 осуществления. Повторитель также может называться повторяющей станцией.

[0349] Фиг.62 иллюстрирует взаимосвязь базовых станций (широковещательных передающих устройств) с повторителями и терминалами. Как показано на фиг.63, базовая станция 6201, по меньшей мере, передает модулированные сигналы на полосе X частот и полосе Y частот. Базовая станция 6201 передает соответствующие модулированные сигналы по антенне 6202A и антенне 6202B. Схема передачи, используемая здесь, описывается ниже со ссылкой на фиг.63.

Повторитель A (6203A) выполняет такую обработку, как демодуляция для принимаемого сигнала 6205A, принимаемого посредством приемной антенны 6204A, и для принимаемого сигнала 6207A, принимаемого посредством приемной антенны 6206A, тем самым получая принимаемые данные. Затем, чтобы передавать принимаемые данные в терминал, повторитель A (6203A) выполняет обработку передачи, чтобы формировать модулированные сигналы 6209A и 6211A для передачи по соответствующим антеннам 6210A и 6212A.

[0350] Аналогично, повторитель B (6203B) выполняет такую обработку, как демодуляция для принимаемого сигнала 6205B, принимаемого посредством приемной антенны 6204B, и для принимаемого сигнала 6207B, принимаемого посредством приемной антенны 6206B, тем самым получая принимаемые данные. Затем, чтобы передавать принимаемые данные в терминал, повторитель B (6203B) выполняет обработку передачи, чтобы формировать модулированные сигналы 6209B и 6211B для передачи по соответствующим антеннам 6210B и 6212B. Здесь, повторитель B (6203B) является ведущим повторителем, который выводит управляющий сигнал 6208. Повторитель A (6203A) принимает управляющий сигнал в качестве ввода. Ведущий повторитель не является строго обязательным. Базовая станция 6201 также может передавать отдельные управляющие сигналы в повторитель A (6203A) и в повторитель B (6203B).

[0351] Терминал P (5907) принимает модулированные сигналы, передаваемые посредством повторителя A (6203A), тем самым получая данные. Терминал Q (5908) принимает сигналы, передаваемые посредством повторителя A (6203A) и посредством повторителя B (6203B), тем самым получая данные. Терминал R (6213) принимает модулированные сигналы, передаваемые посредством повторителя B (6203B), тем самым получая данные.

Фиг.63 иллюстрирует выделение частот для модулированного сигнала, передаваемого посредством антенны 6202A, из передаваемых сигналов, передаваемых посредством базовой станции, и выделение частот модулированных сигналов, передаваемых посредством антенны 6202B. На фиг.63, частота находится на горизонтальной оси, а мощность передачи находится на вертикальной оси.

[0352] Как показано, модулированные сигналы, передаваемые посредством антенны 6202A и посредством антенны 6202B, используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Y частот. Полоса X частот используется для того, чтобы передавать данные первого канала, а полоса Y частот используется для того, чтобы передавать данные второго канала.

[0353] Как описано в варианте C1 осуществления, данные первого канала передаются с использованием полосы X частот в режиме передачи различных данных. Соответственно, как показано на фиг.63, модулированные сигналы, передаваемые посредством антенны 6202A и посредством антенны 6202B, включают в себя компоненты полосы X частот. Эти компоненты полосы X частот принимаются посредством повторителя A и посредством повторителя B. Соответственно, как описано в варианте 1 осуществления и в варианте C1 осуществления, модулированные сигналы в полосе X частот являются сигналами, для которых выполнено преобразование и к которым применяется предварительное кодирование (взвешивание) и изменение фазы.

[0354] Как показано на фиг.62, данные второго канала передаются посредством антенны 6202A по фиг.2, и передает данные в компонентах полосы Y частот. Эти компоненты полосы Y частот принимаются посредством повторителя A и посредством повторителя B.

Фиг.64 иллюстрирует выделение частот для передаваемых сигналов, передаваемых посредством повторителя A и повторителя B, в частности, для модулированного сигнала 6209A, передаваемого посредством антенны 6210A, и модулированного сигнала 6211A, передаваемого посредством антенны 6212A, повторителя 6210A, и для модулированного сигнала 6209B, передаваемого посредством антенны 6210B, и модулированного сигнала 6211B, передаваемого посредством антенны 6212B, повторителя B. На фиг.64, частота находится на горизонтальной оси, а мощность передачи находится на вертикальной оси.

[0355] Как показано, модулированный сигнал 6209A, передаваемый посредством антенны 6210A, и модулированный сигнал 6211A, передаваемый посредством антенны 6212A, используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Y частот. Кроме того, модулированный сигнал 6209B, передаваемый посредством антенны 6210B, и модулированный сигнал 6211B, передаваемый посредством антенны 6212B, аналогично используют, по меньшей мере, полосу X частот и полосу Y частот. Полоса X частот используется для того, чтобы передавать данные первого канала, а полоса Y частот используется для того, чтобы передавать данные второго канала.

[0356] Как описано в варианте C1 осуществления, данные первого канала передаются с использованием полосы X частот в режиме передачи различных данных. Соответственно, как показано на фиг.64, модулированный сигнал 6209A, передаваемый посредством антенны 6210A, и модулированный сигнал 6211A, передаваемый посредством антенны 6212B, включают в себя компоненты полосы X частот. Эти компоненты полосы X частот принимаются посредством терминала P. Аналогично, как показано на фиг.64, модулированный сигнал 6209B, передаваемый посредством антенны 6210B, и модулированный сигнал 6211B, передаваемый посредством антенны 6212B, включают в себя компоненты полосы X частот. Эти компоненты полосы X частот принимаются посредством терминала R. Соответственно, как описано в варианте 1 осуществления и в варианте C1 осуществления, модулированные сигналы в полосе X частот являются сигналами, для которых выполнено преобразование и к которым применяется предварительное кодирование (взвешивание) и изменение фазы.

[0357] Как показано на фиг.64, данные второго канала переносятся посредством модулированных сигналов, передаваемых посредством антенны 6210A повторителя A (6203A) и посредством антенны 6210B повторителя B (6203) из фиг.62, и передают данные в компонентах полосы Y частот. Здесь, компоненты полосы Y частот в модулированном сигнале 6209A, передаваемом посредством антенны 6210A повторителя A (6203A), и компоненты полосы Y частот в модулированном сигнале 6209B, передаваемом посредством антенны 6210B повторителя B (6203B), используются в режиме передачи, который заключает в себе передачу идентичных данных, как пояснено в варианте C1 осуществления. Эти компоненты полосы Y частот принимаются посредством терминала Q.

[0358] Далее описывается конфигурация повторителя A (6203A) и повторителя B (6203B) из фиг.62, со ссылкой на фиг.65.

Фиг.65 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства и передающего устройства в повторителе. Компоненты, работающие идентично компонентам по фиг.56, используют идентичные ссылки с номерами. Приемное устройство 6203X получает принимаемый сигнал 6502A, принимаемый посредством приемной антенны 6501A, и принимаемый сигнал 6502B, принимаемый посредством приемной антенны 6501B, в качестве ввода, выполняет обработку сигналов (демультиплексирование или комбинирование, декодирование с коррекцией ошибок сигналов и т.д.) для их компонентов полосы X частот, чтобы получать данные 6204X, передаваемые посредством базовой станции с использованием полосы X частот, выводит данные в модуль 404 распределения и получает информацию схемы передачи, включенную в управляющую информацию (и информацию схемы передачи, когда передается посредством повторителя), и выводит сигнал 313 конфигурации кадра.

[0359] Приемное устройство 6203X и т.п. составляют процессор для формирования модулированного сигнала для передачи полосы X частот. Дополнительно, приемное устройство, описанное в данном документе, является не только приемным устройством для полосы X частот, как показано на фиг.65, но также и включает приемные устройства для других полос частот. Каждое приемное устройство формирует процессор для формирования модулированных сигналов для передачи соответствующей полосы частот.

[0360] Операции модуля 404 распределения являются полностью идентичными операциям модуля распределения в базовой станции, описанного в варианте C2 осуществления.

При передаче, как указано на фиг.64, повторитель A (6203A) и повторитель B (6203B) формируют два различных модулированных сигнала (для которых выполняется предварительное кодирование и изменение фазы) в полосе X частот, как описано в варианте C1 осуществления. Два модулированных сигнала, соответственно, передаются посредством антенн 6210A и 6212A повторителя A (6203) из фиг.62 и посредством антенн 6210B и 6212B повторителя B (6203B) из фиг.62.

[0361] Что касается полосы Y частот, повторитель A (6203A) управляет процессором 6500, относящимся к полосе Y частот и соответствующим процессору 6500 сигналов, относящемуся к полосе X частот, показанному на фиг.65 (процессор 6500 сигналов является процессором сигналов, относящимся к полосе X частот, но с учетом того, что идентичный процессор сигналов включается для полосы Y частот, это описание использует идентичные ссылки с номерами), модулем 304A перемежения, модулем 306A преобразования, модулем 308A взвешивания и модулем 5201 изменения фазы, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, затем передается посредством антенны 1301A из фиг.13, т.е. посредством антенны 6210A из фиг.62. Аналогично, повторитель B (6203 B) управляет модулем 304A перемежения, модулем 306A преобразования, модулем 308A взвешивания и модулем 5201 изменения фазы из фиг.62, относящимися к полосе Y частот, чтобы формировать модулированный сигнал 5202. Затем, передаваемый сигнал, соответствующий модулированному сигналу 5202, передается посредством антенны 1310A из фиг.13, т.е. посредством антенны 6210B из фиг.62.

[0362] Как показано на фиг.66 (фиг.66 иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала, передаваемого посредством базовой станции, при этом время указано на горизонтальной оси, а частота - на вертикальной оси), базовая станция передает информацию 6601 схемы передачи, информацию 6602 применяемого повторителем изменения фазы и символы 6603 данных. Повторитель получает и применяет информацию 6601 схемы передачи, информацию 6602 применяемого повторителем изменения фазы и символы 6603 данных к передаваемому сигналу, тем самым определяя схему изменения фазы. Когда информация 6602 применяемого повторителем изменения фазы из фиг.66 не включается в сигнал, передаваемый посредством базовой станции, в таком случае, как показано на фиг.62, повторитель B (6203B) является ведущим устройством и указывает схему изменения фазы повторителю A (6203A).

[0363] Как пояснено выше, когда повторитель передает различные данные, матрица предварительного кодирования и схема изменения фазы задаются согласно схеме передачи, чтобы формировать модулированные сигналы.

С другой стороны, чтобы передавать идентичные данные, два повторителя, соответственно, формируют и передают модулированные сигналы. В таких случаях, повторители, каждый из которых формирует модулированные сигналы для передачи из общей антенны, могут рассматриваться как два комбинированных повторителя с использованием матрицы предварительного кодирования, заданной посредством формулы 52. Схема изменения фазы является такой, как, например, пояснено в варианте C1 осуществления и удовлетворяет условиям формулы 53.

[0364] Кроме того, как пояснено в варианте C1 осуществления для полосы X частот, базовая станция и повторитель могут иметь две антенны, которые передают соответствующие модулированные сигналы, и две антенны, которые принимают идентичные данные. Операции такой базовой станции или повторителя являются такими, как описано для варианта C1 осуществления.

Согласно настоящему варианту осуществления, не только приемное устройство может получать повышенное качество приема данных для передачи идентичных данных, а также передачи различных данных, но и передающие устройства также могут совместно использовать модуль изменения фазы.

[0365] Кроме того, хотя настоящий вариант осуществления поясняет примеры с использованием OFDM в качестве схемы передачи, изобретение не ограничено таким образом. Схемы с несколькими несущими, отличные от OFDM, и схемы с одной несущей могут быть использованы для того, чтобы достигать аналогичных вариантов осуществления. Здесь, также может быть использована связь с расширенным спектром. Когда используются схемы с одной несущей, изменение фазы выполняется относительно временной области.

[0366] Как пояснено в варианте 3 осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу различных данных, изменение фазы выполняется только для символов данных. Тем не менее, как описано в настоящем варианте осуществления, когда схема передачи заключает в себе передачу идентичных данных, в таком случае изменение фазы не должно быть ограничено символами данных, но также может выполняться для пилотных символов, управляющих символов и других таких символов, вставленных в кадр передачи передаваемого сигнала. (Изменение фазы не должно всегда выполняться для таких символов, как пилотные символы и управляющие символы, хотя это является предпочтительным, чтобы достигать выигрыша от разнесения).

Вариант C4 осуществления

Настоящий вариант осуществления относится к схеме изменения фазы, отличающейся от схем изменения фазы, описанных в варианте 1 осуществления и в "Дополнении".

[0367] В варианте 1 осуществления формула 36 предоставляется в качестве примера матрицы предварительного кодирования, и в "Дополнении" формула 50 аналогично предоставляется в качестве другого такого примера. В варианте A1 осуществления модули изменения фазы из фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 указываются как имеющие значение PHASE[i] изменения фазы (где i=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), чтобы достигать периода (цикла) в N (значение, достигаемое при условии, что фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 выполняют изменение фазы только для одного сигнала в полосе модулирующих частот). Настоящее описание поясняет выполнение изменения фазы для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот (т.е. на фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29 и 51), а именно, для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Здесь, PHASE[k] вычисляется следующим образом.

[0368] Математическое выражение 54

(формула 54)

радианы,

[0369] где k=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤N-1).

Соответственно, приемное устройство имеет возможность достигать повышения качества приема данных в LOS-окружении и, в частности, в окружении распространения радиоволн. В LOS-окружении, когда не выполняется изменение фазы, поддерживается регулярное соотношение фаз. Тем не менее, когда выполняется изменение фазы, соотношение фаз модифицируется, в свою очередь исключая плохие условия в окружении пакетного распространения. В качестве альтернативы формуле 54, PHASE[k] может вычисляться следующим образом.

[0370] Математическое выражение 55

(формула 55)

радианы,

[0371] где k=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤N-1).

В качестве дополнительной альтернативной схемы изменения фазы, PHASE[k] может вычисляться следующим образом.

[0372] Математическое выражение 56

(формула 56)

радианы,

[0373] где k=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤N-1), а Z является фиксированным значением.

В качестве дополнительной альтернативной схемы изменения фазы, PHASE[k] может вычисляться следующим образом.

[0374] Математическое выражение 57

(формула 57)

радианы,

[0375] где k=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤N-1), а Z является фиксированным значением.

В связи с этим, посредством выполнения изменения фазы согласно настоящему варианту осуществления приемное устройство с большей вероятностью получает хорошее качество приема.

Изменение фазы по настоящему варианту осуществления является применимым не только к схемам с одной несущей, но также и к схемам с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, OFDM, SC-FDMA, SC-OFDM, вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, хотя настоящий вариант осуществления поясняет изменение фазы посредством изменения фазы относительно временной области t, фаза альтернативно может быть изменена относительно частотной области, как описано в варианте 1 осуществления. Иными словами, рассмотрение изменения фазы во временной области t, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена t на f (причем f является ((под-)несущей) частотой) приводят к изменению фазы, применимому к частотной области. Кроме того, как пояснено выше для варианта 1 осуществления, схема изменения фазы по настоящему варианту осуществления также является применимой к изменению фазы во временной области и частотной области. Дополнительно, когда схема изменения фазы, описанная в настоящем варианте осуществления, удовлетворяет условиям, указываемым в варианте A1 осуществления, приемное устройство с очень высокой вероятностью получает хорошее качество данных.

Вариант C5 осуществления

Настоящий вариант осуществления относится к схеме изменения фазы, отличающейся от схем изменения фазы, описанных в варианте 1 осуществления, в "Дополнении" и в варианте C4 осуществления.

[0376] В варианте 1 осуществления формула 36 предоставляется в качестве примера матрицы предварительного кодирования, и в "Дополнении" формула 50 аналогично предоставляется в качестве другого такого примера. В варианте A1 осуществления модули изменения фазы из фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 указываются как имеющие значение PHASE[i] изменения фазы (где i=0, 1, 2, ..., N-2, N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), чтобы достигать периода (цикла) в N (значение, достигаемое при условии, что фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 выполняют изменение фазы только для одного сигнала в полосе модулирующих частот). Настоящее описание поясняет выполнение изменения фазы для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот (т.е. на фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53) а именно, для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот.

[0377] Отличительный признак схемы изменения фазы, относящейся к настоящему варианту осуществления, заключается в периоде (цикле) в N=2n+1. Чтобы достигать периода (цикла) в N=2n+1, подготавливаются n+1 различных значений изменения фазы. Из этих n+1 различных значений изменения фазы, n значений изменения фазы используются два раза в расчете на каждый период (цикл), а одно значение изменения фазы используется только один раз в расчете на каждый период (цикл), тем самым достигая периода (цикла) в N=2n+1. Далее подробно описываются эти значения изменения фазы.

[0378] n+1 различных значений изменения фазы, требуемых для того, чтобы достигать схемы изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в N=2n+1, выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[i], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] (где i=0, 1, 2, ..., n-2, n-1, n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤n)). Здесь, n+1 различных значений PHASE[0], PHASE[1], PHASE[i], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] изменения фазы выражаются следующим образом.

[0379] Математическое выражение 58

(формула 58)

радианы,

[0380] где k=0, 1, 2, ..., n-2, n-1, n (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤n). n+1 различных значений PHASE[0], PHASE[1], ..., PHASE[i], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] изменения фазы задаются посредством формулы 58. PHASE[0] используется один раз, в то время как PHASE[1]-PHASE[n] используются два раза (т.е. PHASE[1] используется два раза, PHASE[2] используется два раза и т.д., вплоть до PHASE[n-1] используется два раза и PHASE[n] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в N=2n+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на передающее устройство и приемное устройство. Согласно вышеприведенному, приемное устройство имеет возможность достигать повышения качества приема данных в LOS-окружении и, в частности, в окружении распространения радиоволн. В LOS-окружении, когда не выполняется изменение фазы, возникает регулярное соотношение фаз. Тем не менее, когда выполняется изменение фазы, соотношение фаз модифицируется, в свою очередь исключая плохие условия в окружении пакетного распространения. В качестве альтернативы формуле 54, PHASE[k] может вычисляться следующим образом.

[0381] Математическое выражение 59

(формула 59)

радианы,

[0382] где k=0, 1, 2, ..., n-2, n-1, n (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤n).

n+1 различных значений PHASE[0], PHASE[1], ..., PHASE[i], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] изменения фазы задаются посредством формулы 59. PHASE[0] используется один раз, в то время как PHASE[1]-PHASE[n] используются два раза (т.е. PHASE[1] используется два раза, PHASE[2] используется два раза и т.д., вплоть до PHASE[n-1] используется два раза и PHASE[n] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в N=2n+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на передающее устройство и приемное устройство.

[0383] В качестве дополнительной альтернативы, PHASE[k] может вычисляться следующим образом.

[0384] Математическое выражение 60

(формула 60)

радианы,

[0385] где k=0, 1, 2, ..., n-2, n-1, n (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤n), а Z является фиксированным значением.

n+1 различных значений PHASE[0], PHASE[1], ..., PHASE[i], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] изменения фазы задаются посредством формулы 60. PHASE[0] используется один раз, в то время как PHASE[1]-PHASE[n] используются два раза (т.е. PHASE[1] используется два раза, PHASE[2] используется два раза и т.д., вплоть до PHASE[n-1] используется два раза и PHASE[n] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в N=2n+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на передающее устройство и приемное устройство.

[0386] В качестве дополнительной альтернативы, PHASE[k] может вычисляться следующим образом.

[0387] Математическое выражение 61

(формула 61)

радианы,

[0388] где k=0, 1, 2, ..., n-2, n-1, n (k обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤k≤n), а Z является фиксированным значением.

n+1 различных значений PHASE[0], PHASE[1], ..., PHASE[i], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] изменения фазы задаются посредством формулы 61. PHASE[0] используется один раз, в то время как PHASE[1]-PHASE[n] используются два раза (т.е. PHASE[1] используется два раза, PHASE[2] используется два раза и т.д., вплоть до PHASE[n-1] используется два раза и PHASE[n] используется два раза). В связи с этим, через эту схему изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается в периоде (цикле) в N=2n+1, реализуется схема изменения фазы, в которой значение изменения фазы регулярно переключается между меньшим числом значений изменения фазы. Таким образом, приемное устройство имеет возможность достигать лучшего качества приема данных. По мере того, как значений изменения фазы становится меньше, может уменьшаться их влияние на передающее устройство и приемное устройство.

[0389] В связи с этим, посредством выполнения изменения фазы согласно настоящему варианту осуществления приемное устройство с большей вероятностью получает хорошее качество приема.

Изменение фазы по настоящему варианту осуществления является применимым не только к схемам с одной несущей, но также и к передаче с использованием схем с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, OFDM, SC-FDMA, SC-OFDM, вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Как описано выше, хотя настоящий вариант осуществления поясняет изменение фазы в качестве изменения фазы относительно временной области t, фаза альтернативно может быть изменена относительно частотной области, как описано в варианте 1 осуществления. Иными словами, рассмотрение изменения фазы относительно временной области t, описанной в настоящем варианте осуществления, и замена t на f (причем f является ((под-)несущей) частотой) приводят к изменению фазы, применимому к частотной области. Кроме того, как пояснено выше для варианта 1 осуществления, схема изменения фазы по настоящему варианту осуществления также является применимой к изменению фазы относительно временной области и частотной области.

[0390] Вариант C6 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему для регулярного изменения фазы, в частности, схему для регулярного изменения фазы по варианту C5 осуществления, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как QC-LDPC-коды (могут быть использованы не только QC-LDPC-, но также и LDPC-коды), конкатенированные (блочные) LDPC- и BCH-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока s1 и s2. Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов, и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п., и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры CRC-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.

[0391] Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством передающего устройства из фиг.4, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для QPSK, 1500 символов для 16-QAM и 1000 символов для 64-QAM.

[0392] Затем, при условии, что передающее устройство из фиг.4 передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой QPSK, назначаются s1, а другие 1500 символов назначаются s2. В связи с этим, 1500 временных квантов для передачи 1500 символов требуются для каждого из s1 и s2.

[0393] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

[0394] Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг.4 использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. Тем не менее, как описано в варианте C5 осуществления, присутствуют три различных значения изменения фазы. Соответственно, некоторые из пяти значений изменения фазы, необходимых для периода (цикла) в пять, являются идентичными. (Как показано на фиг.6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг.26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3] и PHASE[4].

[0395] Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой QPSK, значение P[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0396] Аналогично, для вышеописанных 750 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 150 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 150 временных квантах.

[0397] Кроме того, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 100 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 100 временных квантах.

[0398] Как описано выше, схема изменения фазы для регулярного изменения значения изменения фазы, заданная в варианте C5 осуществления, требует подготовки N=2n+1 значений P[0], P[1], ..., P[2n-1], P[2n] изменения фазы (где P[0], P[1], ..., P[2n-1], P[2n] выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] (см. вариант C5 осуществления)). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется в K₀ временных квантов, значение P[1] изменения фазы используется в K₁ временных квантов, значение P[i] изменения фазы используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤2n)), и значение P[2n] изменения фазы используется в K_2n временных квантов, так что удовлетворяется условие #C01.

Условие #C01

K₀=K₁...=K_i=...K_2n. Иными словами, K_a=K_b (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b).

[0399] Схема изменения фазы для регулярного изменения значения изменения фазы, заданная в варианте C5 осуществления, имеющая период (цикл) в N=2n+1, требует подготовки значений PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] изменения фазы. В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, значение PHASE[0] изменения фазы используется в G₀ временных квантов, значение PHASE[1] изменения фазы используется в G₁ временных квантов, значение PHASE[i] изменения фазы используется в G_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., n-1, n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤n), и значение PHASE[n] изменения фазы используется в G_n временных квантов, так что удовлетворяется условие #C01. Условие #C01 может быть модифицировано следующим образом.

[0400] Условие #C02

2×G₀=G₁...=G_i=...G_n. Иными словами, 2×G₀=G_a (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n)).

Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #C01 (или условие #C02) предпочтительно должно удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции.

[0401] Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #C01 (или условие #C02) может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующее условие применяется вместо условия #C01.

[0402] Условие #C03

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b).

Альтернативно, условие #C03 может выражаться следующим образом.

[0403] Условие #C04

Разность между G_a и G_b удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |G_a-G_b| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, b, где a, b=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤b≤n), a≠b).

и:

Разность между 2×G₀ и G_a удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2×G₀-G_a| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n)).

Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством передающего устройства из фиг.3 и фиг.12, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для QPSK, 1500 для 16-QAM и 1000 для 64-QAM.

[0404] Передающее устройство из фиг.3 и передающее устройство из фиг.12 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим, два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой QPSK, два кодированных блока, извлеченных из s1 и s2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из s1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из s2. В связи с этим, требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.

[0405] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

[0406] Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг.4 использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. Тем не менее, как описано в варианте C5 осуществления, присутствуют три различных значения изменения фазы. Соответственно, некоторые из пяти значений изменения фазы, необходимых для периода (цикла) в пять, являются идентичными. (Как показано на фиг.6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг.26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), необходимых для периода (цикла) в пять, выражаются как P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4].

[0407] Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой QPSK, значение P[0] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 6100 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0408] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение PHASE[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз.

[0409] Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах.

[0410] Кроме того, чтобы передавать первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз.

[0411] Кроме того, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 200 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 200 временных квантах.

[0412] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз.

[0413] Как описано выше, схема изменения фазы для регулярного варьирования значения изменения фазы, заданная в варианте C5 осуществления, требует подготовки N=2n+1 значений P[0], P[1], ..., P[2n-1], P[2n] изменения фазы (где P[0], P[1], ..., P[2n-1], P[2n] выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] (см. вариант C5 осуществления)). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, значение P[0] изменения фазы используется в K₀ временных квантов, значение P[1] изменения фазы используется в K₁ временных квантов, значение P[i] изменения фазы используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤2n)), и значение P[2n] изменения фазы используется в K_2n временных квантов, так что удовлетворяется условие #C01.

Условие #C05

K₀=K₁...=K_i=...K_2n. Иными словами, K_a=K_b (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b). Чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется K_0,1 раз, значение P[1] изменения фазы используется K_1,1 раз, значение P[i] изменения фазы используется K_i,1 (где i=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤2n)), и значение P[2n] изменения фазы используется K_2n,1 раз.

Условие #C06

K_0,1=K_1,1...=K_i,1=...K_2n,1. Иными словами, K_a,1=K_b,1 (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b).

Чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется K_0,2 раз, значение P[1] изменения фазы используется K_1,2 раз, значение P[i] изменения фазы используется K_i,2 (где i=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤2n)), и значение P[2n] изменения фазы используется K_2n,2 раз.

Условие #C07

K_0,2=K_1,2...=K_i,2=...K_2n,2. Иными словами, K_a,2=K_b,2 (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b).

[0414] Схема изменения фазы для регулярного варьирования значения изменения фазы, заданная в варианте C5 осуществления, имеющая период (цикл) в N=2n+1, требует подготовки значений PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[n-1], PHASE[n] изменения фазы. В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, значение PHASE[0] изменения фазы используется в G₀ временных квантов, значение PHASE[1] изменения фазы используется в G₁ временных квантов, значение PHASE[i] изменения фазы используется в G_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., n-1, n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤n)), и значение PHASE[n] изменения фазы используется в G_n временных квантов, так что удовлетворяется условие #C05.

[0415] Условие #C08

2×G₀=G₁...=G_i=...G_n. Иными словами, 2×G₀=G_a (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤b≤n)).

Чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, значение PHASE[0] изменения фазы используется G_0,1 раз, значение PHASE[1] изменения фазы используется G_1,1 раз, значение PHASE[i] изменения фазы используется G_i,1 (где i=0, 1, 2, ..., n-1, n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤n)), и значение PHASE[n] изменения фазы используется G_n,1 раз.

Условие #C09

2×G_0,1=G_1,1...=G_i,1=...G_n,1. Иными словами, 2×G_0,1=G_a,1 (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n)).

Чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, значение PHASE[0] изменения фазы используется G_0,2 раз, значение PHASE[1] изменения фазы используется G_1,2 раз, значение PHASE[i] изменения фазы используется G_i,2 (где i=0, 1, 2, ..., n-1, n (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤n)), и значение PHASE[n] изменения фазы используется G_n,1 раз.

Условие #C10

2×G_0,2=G_1,2...=G_i,2=...G_n,2. Иными словами, 2×G_0,2=G_a,2 (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n)).

[0416] Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #C05, условие #C06 и условие #C07 (или условие #C08, условие #C09 и условие #C10) предпочтительно должны удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции.

Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #C05, условие #C06 и условие #C07 (или условие #C08, условие #C09 и условие #C10) могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #C05, условия #C06 и условия #C07.

[0417] Условие #C11

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b).

Условие #C12

Разность между K_a,1 и K_b,1 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,1-K_b,1| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b).

Условие #C13

Разность между K_a,2 и K_b,2 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,2-K_b,2| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., 2n-1, 2n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤2n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤2n), a≠b).

Альтернативно, условие #C11, условие #C12 и условие #C13 могут выражаться следующим образом.

[0418] Условие #C14

Разность между G_a и G_b удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |G_a-G_b| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, b, где a, b=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤b≤n), a≠b).

и:

Разность между 2×G₀ и G_a удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2×G₀-G_a| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n)).

Условие #C15

Разность между G_a,1 и G_b,1 удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |G_a,1-G_b,1| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, b, где a, b=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤b≤n), a≠b).

и:

Разность между 2×G_0,1 и G_a,1 удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2×G_0,1-G_a,1| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n)).

Условие #C16

Разность между G_a,2 и G_b,2 удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |G_a,2-G_b,2| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, b, где a, b=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤b≤n), a≠b).

и:

Разность между 2×G_0,2 и G_a,2 удовлетворяет 0, 1 или 2. Иными словами, |2×G_0,2-G_a,2| удовлетворяет 0, 1 или 2 (a, где a=1, 2, ..., n-1, n (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 1≤a≤n)).

Как описано выше, смещение между значениями изменения фазы, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и значениями изменения фазы. В связи с этим, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.

[0419] В настоящем варианте осуществления, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в N, с помощью схемы регулярного изменения фазы. В связи с этим, подготавливаются N значений P[0], P[1], P[2], ..., P[N-2] и P[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для упорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. N значений P[0], P[1], P[2], ..., P[N-2] и P[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотно-временной области, чтобы получать компоновку символов, как описано в варианте 1 осуществления. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в N, идентичные преимущества достижимы с использованием N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не должны всегда иметь регулярную периодичность. При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.

[0420] Кроме того, с учетом наличия режимов для MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы, передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.

Как описано в непатентном документе 3, MIMO-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов s1 и s2, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. MIMO-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения фазы). Дополнительно, схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала s1, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.

[0421] Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпочтительно используются для того, чтобы реализовывать настоящий вариант осуществления.

[0422] Когда изменение фазы, например, посредством значения изменения фазы для P[i] в X радиан выполняется только для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 умножают предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот на e^jX. Затем, когда изменение фазы, например, посредством набора для изменения фазы для P[i] в X радиан и Y радиан выполняется для обоих предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг.26, 27, 28, 52 и 54 умножают предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот на e^jX и умножают предварительно кодированный сигнал z1' в полосе модулирующих частот на e^jY.

[0423] Вариант C7 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему для регулярного изменения фазы, в частности, выполняемую в варианте A1 осуществления и варианте C6 осуществления, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как QC-LDPC-коды (могут быть использованы не только QC-LDPC-, но также и (блочные) LDPC-коды), конкатенированные LDPC- и BCH-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока s1 и s2. Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов, и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п., и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры CRC-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.

[0424] Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в одном кодированном блоке, когда используются блочные коды. Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством передающего устройства из фиг.4, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для QPSK, 1500 символов для 16-QAM и 1000 символов для 64-QAM.

Затем, при условии, что передающее устройство из фиг.4 передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой QPSK, назначаются s1, а другие 1500 символов назначаются s2. В связи с этим, 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из s1 и s2.

[0425] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

[0426] Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Значения изменения фазы (или наборы для изменения фазы), подготовленные для того, чтобы регулярно изменять фазу с периодом (циклом) в пять, представляют собой P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4]. Тем не менее, P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4] должны включать в себя, по меньшей мере, два различных значения изменения фазы (т.е. P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). (Как показано на фиг.6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг.26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях).

[0427] Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой QPSK, значение P[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0428] Кроме того, для вышеописанных 750 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 150 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 150 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 150 временных квантах.

[0429] Дополнительно, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 100 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 100 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 100 временных квантах.

[0430] Как описано выше, значения изменения фазы, используемые в схеме изменения фазы, регулярно переключающейся между значениями изменения фазы с периодом (циклом) в N, выражаются как P[0], P[1], ..., P[N-2], P[N-1]. Тем не менее, P[0], P[1], ..., P[N-2], P[N-1] должны включать в себя, по меньшей мере, два различных значения изменения фазы (т.е. P[0], P[1], ..., P[N-2], P[N-1] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). Чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется в K₀ временных квантов, значение P[1] изменения фазы используется в K₁ временных квантов, значение P[i] изменения фазы используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и значение P[N-1] изменения фазы используется в K_N-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #C17.

Условие #C17

K₀=K₁...=K_i=...K_N-1. Иными словами, K_a=K_b (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

[0431] Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #C17 предпочтительно должно удовлетворяться для поддерживаемой схемы модуляции.

Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #C17 может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующее условие применяется вместо условия #C17.

[0432] Условие #C18

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством передающего устройства из фиг.3 и фиг.12, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 символов для QPSK, 1500 символов для 16-QAM и 1000 символов для 64-QAM.

[0433] Передающее устройство из фиг.3 и передающее устройство из фиг.12 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим, два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой QPSK, два кодированных блока, извлеченных из s1 и s2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из s1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из s2. В связи с этим, требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.

[0434] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

[0435] Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы, которая имеет период (цикл) в пять. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг.4 использует пять значений P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4] изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. Тем не менее, P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4] должны включать в себя, по меньшей мере, два различных значения изменения фазы (т.е. P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). (Как показано на фиг.6, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для предварительно кодированного сигнала z2' в полосе модулирующих частот. Кроме того, как показано на фиг.26, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта, чтобы выполнять изменение фазы для обоих предварительно кодированных сигналов z1' и z2' в полосе модулирующих частот. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, пять наборов для изменения фазы в идеале должны быть подготовлены для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, в таких случаях). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), необходимых для периода (цикла) в пять, выражаются как P[0], P[1], P[2], P[3] и P[4].

[0436] Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой QPSK, значение P[0] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 600 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 600 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что смещение в использовании значений изменения фазы приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемого значения изменения фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0437] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 600 раз.

[0438] Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 300 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 300 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 300 временных квантах.

[0439] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 300 раз.

[0440] Аналогично, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих пару кодированных блоков, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, значение P[0] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение P[1] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение P[2] изменения фазы используется в 200 временных квантах, значение P[3] изменения фазы используется в 200 временных квантах, и значение P[4] изменения фазы используется в 200 временных квантах.

[0441] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[1] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[2] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, значение P[3] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз, и значение P[4] изменения фазы используется во временных квантах 200 раз.

[0442] Как описано выше, значения изменения фазы, используемые в схеме изменения фазы, регулярно переключающейся между значениями изменения фазы с периодом (циклом) в N, выражаются как P[0], P[1], ..., P[N-2], P[N-1]. Тем не менее, P[0], P[1], ..., P[N-2], P[N-1] должны включать в себя, по меньшей мере, два различных значения изменения фазы (т.е. P[0], P[1], ..., P[N-2], P[N-1] могут включать в себя идентичные значения изменения фазы). Чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, значение P[0] изменения фазы используется в K₀ временных квантов, значение P[1] изменения фазы используется в K₁ временных квантов, значение P[i] изменения фазы используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и значение P[N-1] изменения фазы используется в K_N-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #C19.

Условие #C19

K₀=K₁...=K_i=...K_N-1. Иными словами, K_a=K_b (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется K_0,1 раз, значение P[1] изменения фазы используется K_1,1 раз, значение P[i] изменения фазы используется K_i,1 (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и значение P[N-1] изменения фазы используется K_N-1,1 раз.

Условие #C20

K_0,1=K_1,1=...K_i,1=...K_N-1,1. Иными словами, K_a,1=K_b,₁ (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, значение P[0] изменения фазы используется K_0,2 раз, значение P[1] изменения фазы используется K_1,2 раз, значение P[i] изменения фазы используется K_i,2 (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и значение P[N-1] изменения фазы используется K_N-1,2 раз.

Условие #C21

K_0,2=K_1,2=...K_i,2=...K_N-1,2. Иными словами, K_a,2=K_b,2 (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

[0443] Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #C19, условие #C20 и условие #C21 предпочтительно удовлетворяются для поддерживаемой схемы модуляции.

Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #C19, условие #C20 и условие #C21 могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #C19, условия #C20 и условия #C21.

Условие #C22

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Условие #C23

Разность между K_a,1 и K_b,1 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,1-K_b,1| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Условие #C24

Разность между K_a,2 и K_b,2 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,2-K_b,2| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Как описано выше, смещение между значениями изменения фазы, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и значениями изменения фазы. В связи с этим, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.

[0444] В настоящем варианте осуществления, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в N, с помощью схемы для регулярного изменения фазы. В связи с этим, подготавливаются N значений P[0], P[1], P[2], ..., P[N-2] и P[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для упорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. N значений P[0], P[1], P[2], ..., P[N-2] и P[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотно-временной области, чтобы получать компоновку символов, как описано в варианте 1 осуществления. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в N, идентичные преимущества достижимы с использованием N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не должны всегда иметь регулярную периодичность. При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, значительное повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.

[0445] Кроме того, с учетом наличия режимов для MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы, передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.

Как описано в непатентном документе 3, MIMO-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов s1 и s2, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. MIMO-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения фазы). Дополнительно, схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала s1, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.

[0446] Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпочтительно используются для того, чтобы реализовывать настоящий вариант осуществления.

[0447] Когда изменение фазы, например, посредством значения изменения фазы для P[i] в X радиан выполняется только для одного предварительно кодированного сигнала в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы по фиг.3, 4, 6, 12, 25, 29, 51 и 53 умножают предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот на e^jX. Затем, когда изменение фазы, например, посредством набора для изменения фазы для P[i] в X радиан и Y радиан выполняется для обоих предварительно кодированных сигналов в полосе модулирующих частот, модули изменения фазы из фиг.26, 27, 28, 52 и 54 умножают предварительно кодированный сигнал z2' в полосе модулирующих частот на e^jX и умножают предварительно кодированный сигнал z1' в полосе модулирующих частот на e^jY.

Вариант D1 осуществления

Настоящий вариант осуществления сначала описывается как разновидность варианта 1 осуществления. Фиг.67 иллюстрирует примерное передающее устройство, относящееся к настоящему варианту осуществления. Компоненты, работающие идентично компонентам по фиг 3, используют идентичные ссылки с номерами, и их описание опускается для простоты ниже. Фиг.67 отличается от фиг.3 вставкой модуля 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот непосредственно после модулей взвешивания. Соответственно, следующее пояснение главным образом сосредоточено на модуле 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот.

[0448] Фиг.21 иллюстрирует конфигурацию модулей 308A и 308B взвешивания. Область по фиг.21, окруженная пунктирной линией, представляет один из модулей взвешивания. Сигнал 307A в полосе модулирующих частот умножается на w11, чтобы получать w11·s1(t), и умножается на w21, чтобы получать w21·s1(t). Аналогично, сигнал 307B в полосе модулирующих частот умножается на w12, чтобы получать w12·s2(t), и умножается на w22, чтобы получать w22·s2(t). Затем, получаются z1(t)=w11·s1(t)+w12·s2(t) и z2(t)=w21·s1(t)+w22·s22(t). Здесь, как пояснено в варианте 1 осуществления, s1(t) и s2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот, модулированными согласно схеме модуляции, такой как BPSK, QPSK, 8PSK, 16-QAM, 32-QAM, 64-QAM, 256-QAM, 16-APSK и т.д. Оба модуля взвешивания выполняют взвешивание с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования. Матрица предварительного кодирования использует, например, схему формулы 62 и удовлетворяет условиям формулы 63 или формулы 64, все из которых приводятся ниже. Тем не менее, это является только примером. Значение α не ограничивается формулой 63 и формулой 64 и может быть равно, например, 1 или может быть равно 0 (α предпочтительно является вещественным числом, превышающим или равным 0, но также может быть мнимым числом).

[0449] Здесь, матрица предварительного кодирования является следующей:

[0450] Математическое выражение 62

(формула 62)

[0451] В вышеприведенной формуле 62, α задается следующим образом:

[0452] Математическое выражение 63

(формула 63)

[0453] Альтернативно, в вышеприведенной формуле 62, α может задаваться следующим образом:

[0454] Математическое выражение 64

(формула 64)

[0455] Альтернативно, матрица предварительного кодирования не ограничена матрицей предварительного кодирования из формулы 62, но также может быть и следующей:

[0456] Математическое выражение 65

(формула 65)

,

[0457] где a=Ae^jδ11, b=Be^jδ12, c=Ce^jδ21 и d=De^jδ22. Дополнительно, одно из a, b, c и d может быть равным нулю. Например: (1) a может быть нулем, в то время как b, c и d являются ненулевыми, (2) b может быть нулем, в то время как a, c и d являются ненулевыми, (3) c может быть нулем, в то время как a, b и d являются ненулевыми, или (4) d может быть нулем, в то время как a, b и c являются ненулевыми.

[0458] Альтернативно, любые два из a, b, c и d могут быть равными нулю. Например, (1) a и d могут быть нулем, в то время как b и c являются ненулевыми, или (2) b и c могут быть нулем, в то время как a и d являются ненулевыми.

Когда любое из их схемы модуляции, кодов с коррекцией ошибок и скорости кодирования изменяется, используемая матрица предварительного кодирования также может задаваться и изменяться, либо идентичная матрица предварительного кодирования может быть использована как есть.

[0459] Далее описывается модуль 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот из фиг.67. Модуль 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот принимает взвешенный сигнал 309A и взвешенный сигнал 316B в качестве ввода, выполняет переключение сигналов в полосе модулирующих частот и выводит переключенный сигнал 6701A в полосе модулирующих частот и переключенный сигнал 6701B в полосе модулирующих частот. Подробности переключения сигналов в полосе модулирующих частот являются такими, как описано со ссылкой на фиг.55. Переключение сигналов в полосе модулирующих частот, выполняемое в настоящем варианте осуществления, отличается от переключения сигналов в полосе модулирующих частот по фиг.55 с точки зрения сигнала, используемого для переключения. Далее описывается переключение сигналов в полосе модулирующих частот настоящего варианта осуществления со ссылкой на фиг.68.

[0460] На фиг.68, взвешенный сигнал 309A(p1(i)) имеет синфазный компонент I I_p1(i) и квадратурный компонент Q Q_p1(i), в то время как взвешенный сигнал 316B(p2(i)) имеет синфазный компонент I I_p2(i) и квадратурный компонент Q Q_p2(i). Напротив, переключенный сигнал 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I I_q1(i) и квадратурный компонент Q Q_q1(i), в то время как переключенный сигнал 6701B(q2(i) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I I_q2(i) и квадратурный компонент Q Q_q2(i). (Здесь, i представляет (порядок времени или (несущей) частоты). В примере по фиг.67, i представляет время, хотя i также может представлять (несущую) частоту, когда фиг.67 применяется к OFDM-схеме, как показано на фиг.12. Эти моменты прорабатываются ниже).

Здесь, компоненты в полосе модулирующих частот переключаются посредством модуля 6702 переключения сигналов в полосе модулирующих частот, так что:

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент I может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент Q может представлять собой Q_p2(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент I может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент Q может представлять собой Q_p1(i). Модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу q1(i) в полосе модулирующих частот, передается посредством передающей антенны 1, и модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу q2(i) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 2, одновременно на общей частоте. В связи с этим, модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу q1(i) в полосе модулирующих частот, и модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу q2(i) в полосе модулирующих частот, передаются из различных антенн, одновременно на общей частоте. Альтернативно,

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой II_p1(i), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i).

Альтернативно, взвешенные сигналы 309A и 316B не ограничены вышеописанным переключением синфазного компонента и квадратурного компонента. Переключение может выполняться для синфазных компонентов и квадратурных компонентов, больших, чем синфазные компоненты и квадратурные компоненты двух сигналов.

[0461] Кроме того, хотя вышеприведенные примеры описывают переключение, выполняемое для сигналов в полосе модулирующих частот, имеющих единое время (общую (под-)несущую) частоту), переключаемые сигналы в полосе модулирующих частот не должны обязательно иметь единое время (общую (под-)несущую) частоту). Например, возможно любое из следующего.

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q_p1(i+v).

- Для переключенного сигнала q2(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p2(i+w), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p1(i+v), и для переключенного сигнала q1(i) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой Q_p1(i+v), в то время как квадратурный компонент может представлять собой I_p2(i+w).

Здесь, взвешенный сигнал 309A(p1(i)) имеет синфазный компонент I I_p1(i) и квадратурный компонент Q Q_p1(i), в то время как взвешенный сигнал 316B(p2(i)) имеет синфазный компонент I I_p2(i) и квадратурный компонент Q Q_p2(i). Напротив, переключенный сигнал 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I I_q1(i) и квадратурный компонент Q Q_q1(i), в то время как переключенный сигнал 6701B(q2(i)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_q2(i) и квадратурный компонент Q Q_q2(i).

[0462] На фиг.68, как описано выше, взвешенный сигнал 309A(p1(i)) имеет синфазный компонент I I_p1(i) и квадратурный компонент Q Q_p1(i), в то время как взвешенный сигнал 316B(p2(i)) имеет синфазный компонент I I_p2(i) и квадратурный компонент Q Q_p2(i). Напротив, переключенный сигнал 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I I_q1(i) и квадратурный компонент Q Q_q1(i), в то время как переключенный сигнал 6701B(q2(i)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_q2(i) и квадратурный компонент Q Q_q2(i).

[0463] В связи с этим, синфазный компонент I I_q1(i) и квадратурный компонент Q Q_q1(i) переключенного сигнала 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот и синфазный компонент I_q2(i) и квадратурный компонент Q Q_q2(i) сигнала 6701B(q2(i)) в полосе модулирующих частот могут выражаться как любое из вышеприведенного.

В связи с этим, модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 312A, в то время как модулированный сигнал, соответствующий переключенному сигналу 6701B(q2(i)) в полосе модулирующих частот, передается из передающей антенны 312B, причем оба из них передаются одновременно на общей частоте. Таким образом, модулированные сигналы, соответствующие переключенному сигналу 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот и переключенному сигналу 6701B(q2(i)) в полосе модулирующих частот, передаются из различных антенн, одновременно на общей частоте.

[0464] Модуль 317B изменения фазы принимает переключенный сигнал 6701B в полосе модулирующих частот и информацию 315 схемы обработки сигналов в качестве ввода и регулярно изменяет фазу переключенного сигнала 6701B в полосе модулирующих частот для вывода. Это регулярное изменение является изменением фазы, выполняемым согласно предварительно определенному шаблону изменения фазы, имеющему предварительно определенный период (цикл) (например, каждые n символов (n является целым числом, n≥1) или с предварительно определенным интервалом). Шаблон изменения фазы подробно описывается в варианте 4 осуществления.

[0465] Беспроводной модуль 310B принимает сигнал 309B после изменения фазы в качестве ввода и выполняет такую обработку, как квадратурная модуляция, ограничение полосы частот, преобразование частоты, усиление и т.д., затем выводит передаваемый сигнал 311B. Передаваемый сигнал 311B затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 312B.

Фиг.67, подобно фиг.3, описывается как имеющий множество кодеров. Тем не менее, фиг.67 также может иметь кодер и модуль распределения, аналогично фиг.4. В таком случае, сигналы, выводимые посредством модуля распределения являются соответствующими входными сигналами для модуля перемежения, в то время как последующая обработка остается, как описано выше, для фиг.67, несмотря на изменения, требуемые тем самым.

[0466] Фиг.5 иллюстрирует пример конфигурации кадра во временной области для передающего устройства согласно настоящему варианту осуществления. Символ 500_1 является символом для уведомления приемного устройства относительно схемы передачи. Например, символ 500_1 передает такую информацию, как схема коррекции ошибок, используемая для передачи символов данных, их скорость кодирования и схема модуляции, используемая для передачи символов данных.

Символ 501_2 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2(t) (где t является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u символа (во временной области). Символ 503_1 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u+1 символа.

[0467] Символ 501_2 служит для оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2(t) (где t является временем), передаваемого посредством передающего устройства. Символ 502_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z2(t) в качестве номера u символа. Символ 503_2 является символом данных, передаваемым посредством модулированного сигнала z1(t) в качестве номера u+1 символа.

Здесь, символы z1(t) и z2(t), имеющие одинаковое время (идентичную синхронизацию), передаются из передающей антенны с использованием идентичной (совместно используемой/общей) частоты.

[0468] Далее описываются взаимосвязи между модулированными сигналами z1(t) и z2(t), передаваемыми посредством передающего устройства, и принимаемыми сигналами r1(t) и r2(t), принимаемыми посредством приемного устройства.

На фиг.5, 504#1 и 504#2 указывают передающие антенны передающего устройства, в то время как 505#1 и 505#2 указывают приемные антенны приемного устройства. Передающее устройство передает модулированный сигнал z1(t) из передающей антенны 504#1 и передает модулированный сигнал z2(t) из передающей антенны 504#2. Здесь, модулированные сигналы z1(t) и z2(t) предположительно должны занимать идентичную (совместно используемую/общую) частоту (полосу пропускания). Колебания канала в передающих антеннах передающего устройства и антеннах приемного устройства составляют h₁₁(t), h₁₂(t), h₂₁(t) и h₂₂(t), соответственно. При условии, что приемная антенна 505#1 приемного устройства принимает принимаемый сигнал r1(t) и что приемная антенна 505#2 приемного устройства принимает принимаемый сигнал r2(t), поддерживается следующая взаимосвязь.

[0469] Математическое выражение 66

(формула 66)

[0470] Фиг.69 относится к схеме взвешивания (схеме предварительного кодирования), схеме переключения в полосе модулирующих частот и схеме изменения фазы по настоящему варианту осуществления. Модуль 600 взвешивания является комбинированной версией модулей 308A и 308B взвешивания из фиг.67. Как показано, поток s1(t) и поток s2(t) соответствуют сигналам 307A и 307B в полосе модулирующих частот по фиг.3. Иными словами, потоки s1(t) и s2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот, состоящими из синфазного компонента I и квадратурного компонента Q, соответствующими преобразованию посредством схемы модуляции, такой как QPSK, 16-QAM и 64-QAM. Как указано посредством конфигурации кадра по фиг.69, поток s1(t) представляется как s1(u) в номере u символа, как s1(u+1) в номере u+1 символа и т.д. Аналогично, поток s2(t) представляется как s2(u) в номере u символа, как s2(u+1) в номере u+1 символа и т.д. Модуль 600 взвешивания принимает сигналы 307A(s1(t)) и 307B(s2(t)) в полосе модулирующих частот, а также информацию 315 схемы обработки сигналов из фиг.67 в качестве ввода, выполняет взвешивание в соответствии с информацией 315 схемы обработки сигналов и выводит взвешенные сигналы 309A(p₁(t)) и 316B(p₂(t)) из фиг.67.

[0471] Здесь, при условии вектора W1=(w11, w12) из первой строки фиксированной матрицы F предварительного кодирования, p₁(t) может выражаться как нижеприведенная формула 67.

[0472] Математическое выражение 67

(формула 67)

[0473] Здесь, при условии вектора W2=(w21, w22) из первой строки фиксированной матрицы F предварительного кодирования, p2(t) может выражаться как нижеприведенная формула 68.

[0474] Математическое выражение 68

(формула 68)

[0475] Соответственно, матрица F предварительного кодирования может выражаться следующим образом.

[0476] Математическое выражение 69

(формула 69)

[0477] После того, как сигналы в полосе модулирующих частот переключены, переключенный сигнал 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I Iq₁(i) и квадратурный компонент Q Qp₁(i), и переключенный сигнал 6701B(q2(i)) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I Iq₂(i) и квадратурный компонент Q Qq₂(i). Взаимосвязи между всеми ними являются такими, как указано выше. Когда модуль изменения фазы использует формулу y(t) для изменения фазы, сигнал 309B в полосе модулирующих частот после изменения фазы (q'2(i)) задается посредством нижеприведенной формулы 70.

[0478] Математическое выражение 70

(формула 70)

[0479] Здесь, y(t) является формулой для изменения фазы, подчиняющейся предварительно определенной схеме. Например, с учетом периода (цикла) в четыре и времени u, формула для изменения фазы может выражаться как нижеприведенная формула 71.

[0480] Математическое выражение 7] (формула 71)

[0481] Аналогично, формула для изменения фазы для времени u+1 может быть, например, такой, как задано посредством формулы 72.

[0482] Математическое выражение 72

(формула 72)

[0483] Иными словами, формула для изменения фазы для времени u+k обобщается в формулу 73.

[0484] Математическое выражение 73

(формула 73)

[0485] Следует отметить, что формулы 71-73 предоставляются только в качестве примера регулярного изменения фазы.

Регулярное изменение фазы не ограничивается периодом (циклом) в четыре. Улучшенные характеристики приема (характеристики коррекции ошибок, если точнее) потенциально могут стимулироваться в приемном устройстве посредством увеличения номера периода (цикла) (это не означает, что больший период (цикл) лучше, хотя недопущение небольших чисел, таких как два, вероятно, является идеальным).

[0486] Кроме того, хотя вышеприведенные формулы 71-73 представляют конфигурацию, в которой изменение фазы выполняется посредством циклического сдвига на последовательные предварительно определенные фазы (в вышеприведенной формуле, каждые π/2), изменение фазы не обязательно должно быть циклическим сдвигом на постоянную величину, и также может быть случайным. Например, в соответствии с предварительно определенным периодом (циклом) y(t), фаза может быть изменена через последовательное умножение, как показано в формуле 74 и формуле 75. Ключевой момент регулярного изменения фазы состоит в том, что фаза модулированного сигнала регулярно изменяется. Скорость дисперсии степени изменения фазы предпочтительно является максимально возможно равномерной, к примеру, от -π радиан до π радиан. Тем не менее, с учетом того, что это связано с распределением, также возможна случайная дисперсия.

[0487] Математическое выражение 74

(формула 74)

[0488] Математическое выражение 75

(формула 75)

[0489] В связи с этим, модуль 600 взвешивания по фиг.6 выполняет предварительное кодирование с использованием фиксированных предварительно определенных весовых коэффициентов предварительного кодирования, модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот выполняет переключение сигналов в полосе модулирующих частот, как описано выше, и модуль изменения фазы изменяет фазу сигнала, вводимого в него, при регулярном варьировании степени изменения.

Когда в LOS-окружении должна быть использована специализированная матрица предварительного кодирования, качество приема с большой вероятностью существенно повышается. Тем не менее, в зависимости от режимов прямых волн, фазовые и амплитудные компоненты прямой волны могут значительно отличаться от специализированной матрицы предварительного кодирования при приеме. LOS-окружение имеет определенные правила. Таким образом, качество приема данных существенно повышается через регулярное изменение фазы передаваемого сигнала, которое подчиняется этим правилам. Настоящее изобретение предлагает схему обработки сигналов для улучшения LOS-окружения.

[0490] Фиг.7 иллюстрирует примерную конфигурацию приемного устройства 700, относящегося к настоящему варианту осуществления. Беспроводной модуль 703_X принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_X, принимаемый посредством антенны 701_X, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п. и выводит сигнал 704_X в полосе модулирующих частот.

Модуль 705_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_X в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₁₁ из формулы 66 и выводит сигнал 706_1 оценки канала.

[0491] Модуль 705_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_X в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₁₂ из формулы 66 и выводит сигнал 706_2 оценки канала.

Беспроводной модуль 703_Y принимает, в качестве ввода, принимаемый сигнал 702_Y, принимаемый посредством антенны 701_X, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, квадратурная демодуляция и т.п. и выводит сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот.

[0492] Модуль 707_1 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z1, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_1 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₂₁ из формулы 66 и выводит сигнал 708_1 оценки канала.

Модуль 707_2 оценки колебаний канала для модулированного сигнала z2, передаваемого посредством передающего устройства, принимает сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода, извлекает опорный символ 501_2 для оценки канала из фиг.5, оценивает значение h₂₂ из формулы 66 и выводит сигнал 708_2 оценки канала.

[0493] Декодер 709 управляющей информации принимает сигнал 704_X в полосе модулирующих частот и сигнал 704_Y в полосе модулирующих частот в качестве ввода, обнаруживает символ 500_1, который указывает схему передачи из фиг.5, и выводит сигнал 710 информации схемы передачи передающего устройства.

Процессор 711 сигналов принимает сигналы 704_X и 704_Y в полосе модулирующих частот, сигналы 706_1, 706_2, 708_1 и 708_2 оценки канала и сигнал 710 информации схемы передачи в качестве ввода, выполняет обнаружение и декодирование и затем выводит принимаемые данные 712_1 и 712_2.

[0494] Далее подробно описываются операции процессора 711 сигналов из фиг.7. Фиг.8 иллюстрирует примерную конфигурацию процессора 711 сигналов, относящегося к настоящему варианту осуществления. Как показано, процессор 711 сигналов главным образом состоит из внутреннего MIMO-детектора, декодера с мягким вводом и мягким выводом и формирователя коэффициентов. Непатентный документ 2 и непатентный документ 3 описывают схему итеративного декодирования при такой структуре. MIMO-система, описанная в непатентном документе 2 и непатентном документе 3, является MIMO-системой с пространственным мультиплексированием, хотя настоящий вариант осуществления отличается от непатентного документа 2 и непатентного документа 3 описанием MIMO-системы, которая регулярно изменяет фазу во времени при одновременном использовании матрицы предварительного кодирования и выполнении переключения сигналов в полосе модулирующих частот. При рассмотрении (канальной) матрицы H(t) формулы 66, затем посредством допущения того, что матрица весовых коэффициентов предварительного кодирования из фиг.69 представляет собой F (здесь, фиксированную матрицу предварительного кодирования, остающуюся неизменной для данного принимаемого сигнала), и допущения того, что формула для изменения фазы, используемая посредством модуля изменения фазы из фиг.69, представляет собой Y(t) (здесь, Y(t) изменяется во времени t), затем с учетом переключения сигналов в полосе модулирующих частот, вектор приема R(t)=(r1(t),r2(t))^T и потоковый вектор S(t)=(s1(t),s2(t))^T приводят к способу декодирования непатентного документа 2 и непатентного документа 3, тем самым обеспечивая MIMO-обнаружение.

[0495] Соответственно, формирователь 819 коэффициентов из фиг.8 принимает сигнал 818 информации схемы передачи (соответствующий 710 из фиг.7), указываемый посредством передающего устройства (информацию для указания используемой фиксированной матрицы предварительного кодирования и шаблона изменения фазы, используемого, когда изменяется фаза), и выводит сигнал 820 информации схемы обработки сигналов.

Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал 820 информации схемы обработки сигналов в качестве ввода и выполняет итеративное обнаружение и декодирование с использованием сигнала. Операции описываются ниже.

[0496] Процессор, проиллюстрированный на фиг.8, использует схему обработки, как проиллюстрировано на фиг.10, чтобы выполнять итеративное декодирование (итеративное обнаружение). Во-первых, выполняется обнаружение одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) s1 и одного кодового слова (или одного кадра) модулированного сигнала (потока) s2. Как результат, логарифмическое отношение правдоподобия каждого бита кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) s1 и кодового слова (или кадра) модулированного сигнала (потока) s2 получается из декодера с мягким вводом и мягким выводом. Затем, логарифмическое отношение правдоподобия используется для того, чтобы выполнять второй раунд обнаружения и декодирования. Эти операции (называются итеративным декодированием (итеративным обнаружением)) выполняются многократно. Следующее пояснение сосредоточено на создании логарифмического отношения правдоподобия символа в конкретное время в одном кадре.

[0497] На фиг.8, запоминающее устройство 815 принимает сигнал 801X в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_X в полосе модулирующих частот из фиг.7), группу 802X сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 706_1 и 706_2 оценки канала из фиг.7), сигнал 801Y в полосе модулирующих частот (соответствующий сигналу 704_Y в полосе модулирующих частот из фиг.7) и группу 802Y сигналов оценки канала (соответствующую сигналам 708_1 и 708_2 оценки канала из фиг.7) в качестве ввода, выполняет итеративное декодирование (итеративное обнаружение) и сохраняет результирующую матрицу в качестве преобразованной группы сигналов канала. Запоминающее устройство 815 затем выводит вышеописанные сигналы по мере необходимости, в частности, в качестве сигнала 816X в полосе модулирующих частот, группы 817X преобразованных сигналов оценки канала, сигнала 816Y в полосе модулирующих частот и группы 817Y преобразованных сигналов оценки канала.

[0498] Последующие операции описываются отдельно для начального обнаружения и для итеративного декодирования (итеративного обнаружения).

Начальное обнаружение

Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал 801X в полосе модулирующих частот, группу 802X сигналов оценки канала, сигнал 801Y в полосе модулирующих частот и группу 802Y сигналов оценки канала в качестве ввода. Здесь, схема модуляции для модулированного сигнала (потока) s1 и модулированного сигнала (потока) s2 описывается как 16-QAM.

[0499] Внутренний MIMO-детектор 803 сначала вычисляет вариант сигнальной точки, соответствующий сигналу 801X в полосе модулирующих частот, из групп 802X и 802Y сигналов оценки канала. Фиг.11 представляет такое вычисление. На фиг.11, каждая черная точка является вариантом сигнальной точки в IQ-плоскости. При условии, что схема модуляции представляет собой 16-QAM, существуют 256 вариантов сигнальных точек. (Тем не менее, фиг.11 является только представлением и не указывает все 256 вариантов сигнальных точек). Посредством допущения того, что четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале s1, представляют собой b0, b1, b2 и b3, и четыре бита, передаваемые в модулированном сигнале s2, представляют собой b4, b5, b6 и b7, варианты сигнальных точек, соответствующие (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), находятся на фиг.11. Затем вычисляется квадрат евклидова расстояния между каждым вариантом сигнальной точки и каждой принимаемой сигнальной точкой 1101 (соответствующей сигналу 801X в полосе модулирующих частот). Квадрат евклидова расстояния между каждой точкой делится на дисперсию σ² шума. Соответственно, вычисляется E_X(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7). Иными словами, квадрат евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принимаемой сигнальной точкой делится на дисперсию шума. Здесь, каждый из сигналов в полосе модулирующих частот и модулированных сигналов s1 и s2 является комплексным сигналом.

[0500] Аналогично, внутренний MIMO-детектор 803 вычисляет варианты сигнальных точек, соответствующие сигналу 801Y в полосе модулирующих частот, из группы 802X сигналов оценки канала и группы 802Y сигналов оценки канала, вычисляет квадрат евклидова расстояния между каждым из вариантов сигнальных точек и принимаемыми сигнальными точками (соответствующими сигналу 801Y в полосе модулирующих частот) и делит квадрат евклидова расстояния на дисперсию σ² шума. Соответственно, вычисляется E_Y(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7). Иными словами, E_Y является квадратом евклидова расстояния между вариантом сигнальной точки, соответствующим (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), и принимаемой сигнальной точкой, деленным на дисперсию шума.

[0501] Затем вычисляется E_X(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)+E_Y(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)=E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7).

Внутренний MIMO-детектор 803 выводит E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) в качестве сигнала 804.

[0502] Модуль 805A вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806A логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Вычисление является таким, как показано в формуле 28, формуле 29 и формуле 30, и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.

[0503] Аналогично, модуль 805B вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b4, b5, b6 и b7 и выводит сигнал 806A логарифмического правдоподобия.

Модуль (807A) обратного перемежения принимает сигнал 806A логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304A) перемежения из фиг.67), и выводит обратно перемеженный сигнал 808A логарифмического правдоподобия.

[0504] Аналогично, модуль (807B) обратного перемежения принимает сигнал 806B логарифмического правдоподобия в качестве ввода, выполняет обратное перемежение, соответствующее перемежению модуля перемежения (модуля (304B) перемежения из фиг.67), и выводит обратно перемеженный сигнал 808B логарифмического правдоподобия.

Модуль 809A вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808A логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302A из фиг.67, и выводит сигнал 810A логарифмического отношения правдоподобия.

[0505] Аналогично, модуль 809B вычисления логарифмического отношения правдоподобия принимает обратно перемеженный сигнал 808B логарифмического правдоподобия в качестве ввода, вычисляет логарифмическое отношение правдоподобия битов, кодированных посредством кодера 302B из фиг.67, и выводит сигнал 810B логарифмического отношения правдоподобия.

Декодер 811A с мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810A логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812A правдоподобия.

[0506] Аналогично, декодер с 811B мягким вводом и мягким выводом принимает сигнал 810B логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 812B правдоподобия.

Итеративное декодирование (итеративное обнаружение), k итераций

Модуль (813A) перемежения принимает k-1-ое декодированное логарифмическое отношение 812A правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814A правдоподобия. Здесь, шаблон перемежения, используемый посредством модуля (813A) перемежения, является идентичным шаблону перемежения модуля (304A) перемежения из фиг.67.

[0507] Другой модуль (813B) перемежения принимает k-1-ое декодированное логарифмическое отношение 812B правдоподобия, декодированное посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, в качестве ввода, выполняет перемежение и выводит перемеженное логарифмическое отношение 814B правдоподобия. Здесь, шаблон перемежения, используемый посредством модуля (813B) перемежения, является идентичным шаблону перемежения другого модуля (304B) перемежения из фиг.67.

[0508] Внутренний MIMO-детектор 803 принимает сигнал 816X в полосе модулирующих частот, группу 817X преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Y в полосе модулирующих частот, группу 817Y преобразованных сигналов оценки канала, перемеженное логарифмическое отношение 814A правдоподобия и перемеженное логарифмическое отношение 814B правдоподобия в качестве ввода. Здесь, сигнал 816X в полосе модулирующих частот, группа 817X преобразованных сигналов оценки канала, сигнал 816Y в полосе модулирующих частот и группа 817Y преобразованных сигналов оценки канала используются вместо сигнала 801X в полосе модулирующих частот, группы 802X сигналов оценки канала, сигнала 801Y в полосе модулирующих частот и группы 802Y сигналов оценки канала, поскольку последние вызывают задержки вследствие итеративного декодирования.

[0509] Операции итеративного декодирования внутреннего MIMO-детектора 803 отличаются от его операций начального обнаружения тем, что перемеженные логарифмические отношения 814A и 814B правдоподобия используются в обработке сигналов для первого. Внутренний MIMO-детектор 803 сначала вычисляет E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) таким же образом, как для начального обнаружения. Помимо этого, коэффициенты, соответствующие формуле 11 и формуле 32, вычисляются из перемеженных логарифмических отношений 814A и 914B правдоподобия. Значение E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) корректируется с использованием коэффициентов, вычисленных таким образом, чтобы получать E'(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7), который выводится в качестве сигнала 804.

[0510] Модуль 805A вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b0, b1, b2 и b3 и выводит сигнал 806A логарифмического правдоподобия. Следует отметить, что это вычисление логарифмического правдоподобия формирует логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 1, и логарифмическое правдоподобие того, что бит равен 0. Вычисление является таким, как показано в формулах 31-35, и подробности предоставляются посредством непатентного документа 2 и 3.

[0511] Аналогично, модуль 805B вычисления логарифмического правдоподобия принимает сигнал 804 в качестве ввода, вычисляет логарифмическое правдоподобие битов b4, b5, b6 и b7 и выводит сигнал 806B логарифмического правдоподобия. Операции, выполняемые посредством модуля обратного перемежения после этого, являются аналогичными операциям, выполняемым для начального обнаружения.

Хотя фиг.8 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов при выполнении итеративного обнаружения, эта структура не является полностью обязательной, поскольку улучшения для получения хорошего качества приема достижимы посредством только итеративного обнаружения. При условии, что присутствуют компоненты, необходимые для итеративного обнаружения, конфигурация не должна обязательно включать в себя модули 813A и 813B перемежения. В таком случае, внутренний MIMO-детектор 803 не выполняет итеративное обнаружение.

[0512] Как показано в непатентном документе 5 и т.п., QR-разложение также может быть использовано для того, чтобы выполнять начальное обнаружение и итеративное обнаружение. Кроме того, как указано посредством непатентного документа 11, линейные MMSE- и ZF-операции могут выполняться при выполнении начального обнаружения.

Фиг.9 иллюстрирует конфигурацию процессора сигналов, отличающегося от процессора сигналов по фиг.8, который служит в качестве процессора сигналов для модулированных сигналов, передаваемых посредством передающего устройства из фиг.4, используемого на фиг.67. Точка расхождения с фиг.8 заключается в числе декодеров с мягким вводом и мягким выводом. Декодер 901 с мягким вводом и мягким выводом принимает сигналы 810A и 810B логарифмического отношения правдоподобия в качестве ввода, выполняет декодирование и выводит декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия. Модуль 903 распределения принимает декодированное логарифмическое отношение 902 правдоподобия в качестве ввода для распределения. В противном случае, операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг.8.

[0513] Как описано выше, когда передающее устройство согласно настоящему варианту осуществления с использованием MIMO-системы передает множество модулированных сигналов из множества антенн, изменение фазы во времени при умножении на матрицу предварительного кодирования с тем, чтобы регулярно изменять фазу, приводит к повышению качества приема данных для приемного устройства в LOS-окружении, в котором прямые волны являются доминирующими, по сравнению с традиционной MIMO-системой с пространственным мультиплексированием.

[0514] В настоящем варианте осуществления и, в частности, в конфигурации приемного устройства, число антенн ограничивается, и пояснения приводятся соответствующим образом. Тем не менее, вариант осуществления также может применяться к большему числу антенн. Другими словами, число антенн в приемном устройстве не влияет на операции или преимущества настоящего варианта осуществления.

Дополнительно, в настоящих вариантах осуществления, кодирование не ограничено конкретным образом LDPC-кодами. Аналогично, схема декодирования не ограничена реализацией посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом с использованием декодирования на основе сумм-произведений. Схема декодирования, используемая посредством декодера с мягким вводом и мягким выводом, также может быть, например, BCJR-алгоритмом, SOVA и алгоритмом максимального логарифмического преобразования. Подробности предоставляются в непатентном документе 6.

[0515] Помимо этого, хотя настоящий вариант осуществления описывается с использованием схемы с одной несущей, ограничения в этом отношении не налагаются. Настоящий вариант осуществления также является применимым к передаче с несколькими несущими. Соответственно, настоящий вариант осуществления также может быть реализован с использованием, например, связи с расширенным спектром, OFDM, SC-FDMA, SC-OFDM, вейвлет-OFDM, как описано в непатентном документе 7, и т.д. Кроме того, в настоящем варианте осуществления, символы, отличные от символов данных, к примеру, пилотные символы (преамбула, уникальное слово и т.д.) или символы, передающие управляющую информацию, могут размещаться в кадре любым способом.

[0516] Далее описывается пример, в котором OFDM используется в качестве схемы с несколькими несущими.

Фиг.70 иллюстрирует конфигурацию передающего устройства с использованием OFDM. На фиг.70, компоненты, работающие способом, описанным для фиг.3, используют идентичные ссылки с номерами.

Связанный с OFDM процессор 1201A принимает взвешенный сигнал 309A в качестве ввода, выполняет связанную с OFDM обработку и выводит передаваемый сигнал 1202A. Аналогично, связанный с OFDM процессор 1201B принимает сигнал 309B после изменения фазы в качестве ввода, выполняет связанную с OFDM обработку и выводит передаваемый сигнал 1202B.

[0517] Фиг.13 иллюстрирует примерную конфигурацию связанных с OFDM процессоров 7001A и 1201B и т.п. из фиг.70. Компоненты 1301A-1310A соответствуют 1201A и 312A из фиг.70, в то время как компоненты 1301B-1310B соответствуют 1201B и 312B.

Преобразователь 1302A из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для переключенного сигнала 1301A в полосе модулирующих частот (соответствующего переключенному сигналу 6701A в полосе модулирующих частот из фиг.70) и выводит параллельный сигнал 1303A.

[0518] Модуль 1304A переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303A в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305A. Переупорядочение подробно описывается ниже.

IFFT-модуль 1306A принимает переупорядоченный сигнал 1305A в качестве ввода, применяет к нему IFFT и выводит сигнал 1307A после IFFT.

Беспроводной модуль 1308A принимает сигнал 1307A после IFFT в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309A. Модулированный сигнал 1309A затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310A.

[0519] Преобразователь 1302B из последовательной формы в параллельную выполняет преобразование из последовательной формы в параллельную для сигнала 1301B после изменения фазы (соответствующего сигналу 309B после изменения фазы из фиг.12) и выводит параллельный сигнал 1303B.

Модуль 1304B переупорядочения принимает параллельный сигнал 1303B в качестве ввода, выполняет его переупорядочение и выводит переупорядоченный сигнал 1305B. Переупорядочение подробно описывается ниже.

[0520] IFFT-модуль 1306B принимает переупорядоченный сигнал 1305B в качестве ввода, применяет к нему IFFT и выводит сигнал 1307B после IFFT.

Беспроводной модуль 1308B принимает сигнал 1307B после IFFT в качестве ввода, выполняет такую его обработку, как преобразование частоты и усиление, и выводит модулированный сигнал 1309B. Модулированный сигнал 1309B затем выводится в качестве радиоволн посредством антенны 1310A.

[0521] Передающее устройство из фиг.67 не использует схему передачи с несколькими несущими. Таким образом, как показано на фиг.69, изменение фазы выполняется для того, чтобы достигать периода (цикла) в четыре, и символы после изменения фазы размещаются во временной области. Как показано на фиг.70, когда используется передача с несколькими несущими, такая как OFDM, в таком случае, естественно, символы в предварительно кодированных сигналах в полосе модулирующих частот, подвергнутых переключению и изменению фазы, могут размещаться во временной области, как показано на фиг.67, и это может применяться к каждой (под-)несущей. Тем не менее, для передачи с несколькими несущими, компоновка также может быть в частотной области либо в частотной области и временной области. Далее описываются эти компоновки.

[0522] Фиг.14A и 14B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрирует пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13. Частотные оси состоят из (под-)несущих 0-9. Модулированные сигналы z1 и z2 совместно используют единое время (синхронизацию) и используют общую полосу частот. Фиг.14A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.14B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Относительно символов переключенного сигнала 1301A в полосе модулирующих частот, вводимого в преобразователь 1302A из последовательной формы в параллельную, упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, #0, #1, #2 и #3 являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, #4n, #4n+1, #4n+2 и #4n+3 (n является ненулевым положительным целым числом) также являются эквивалентными одному периоду (циклу).

[0523] Как показано на фиг.14A, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой. Здесь, модулированные сигналы z1 и z2 являются комплексными сигналами.

Аналогично, относительно символов взвешенного сигнала 1301B, вводимого в преобразователь 1302B из последовательной формы в параллельную, назначенное упорядочение представляет собой #0, #1, #2, #3 и т.д. Здесь, при условии, что пример рассматривает период (цикл) в четыре, различное изменение по фазе применяется к каждому из #0, #1, #2 и #3, которые являются эквивалентными одному периоду (циклу). Аналогично, различное изменение по фазе применяется к каждому из #4n, #4n+1, #4n+2 и #4n+3 (n является ненулевым положительным целым числом), которые также являются эквивалентными одному периоду (циклу)

[0524] Как показано на фиг.14B, символы #0, #1, #2, #3 и т.д. размещаются в порядке с началом в несущей 0. Символам #0-#9 предоставляется время $1, после чего следуют символы #10-#19, которым предоставляется время #2 и т.д. с регулярной компоновкой.

Группа 1402 символов, показанная на фиг.14B, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг.69. Символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время u на фиг.69, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1 на фиг.69, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2 на фиг.69, и символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3 на фиг.69. Соответственно, для любого символа #x, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u на фиг.69, когда x mod 4 равняется 0 (т.е. когда остаток x, деленного на 4, равен 0, где mod является оператором по модулю), символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время x+1 на фиг.69, когда x mod 4 равняется 1, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время x+2 на фиг.69, когда x mod 4 равняется 2, и символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время x+3 на фиг.69, когда x mod 4 равняется 3.

[0525] В настоящем варианте осуществления, модулированный сигнал z1, показанный на фиг.14A, не подвергнут изменению фазы.

В связи с этим, при использовании схемы передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM и в отличие от передачи с одной несущей, символы могут размещаться в частотной области. Конечно, схема компоновки символов не ограничена схемами, проиллюстрированными посредством фиг.14A и 14B. Дополнительные примеры показаны на фиг.15A, 15B, 16A и 16B.

[0526] Фиг.15A и 15B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг.14A и 14B. Фиг.15A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.15B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Фиг.15A и 15B отличаются от фиг.14A и 14B схемой упорядочения, применяемой к символам модулированного сигнала z1 и символам модулированного сигнала z2. На фиг.15B, символы #0-#5 размещаются в несущих 4-9, символы #6-#9 размещаются в несущих 0-3, и эта компоновка повторяется для символов #10-#19. Здесь, как показано на фиг.14B, группа 1502 символов, показанная на фиг.15B, соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы по фиг.6.

[0527] Фиг.16A и 16B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг.14A и 14B. Фиг.16A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.16B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Фиг.16A и 16B отличаются от фиг.14A и 14B тем, что тогда как фиг.14A и 14B показывают символы, размещаемые в последовательных несущих, фиг.16A и 16B не размещают символы в последовательных несущих. Очевидно, для фиг.16A и 16B различные схемы упорядочения могут применяться к символам модулированного сигнала z1 и к символам модулированного сигнала z2, аналогично фиг.15A и 15B.

[0528] Фиг.17A и 17B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схем переупорядочения символов из фиг.14A-16B. Фиг.17A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.17B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Хотя фиг.14A-16B показывают символы, размещаемые относительно частотной оси, фиг.17A и 17B совместно используют частотные и временные оси в одной компоновке.

[0529] Хотя фиг.69 описывает пример, в котором изменение фазы выполняется в периоде (цикле) в четыре временных кванта, следующий пример описывает период (цикл) в восемь временных квантов. На фиг.17A и 17B, группа 1702 символов является эквивалентной одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы (т.е. для восьми символов), так что символ #0 является символом, полученным посредством использования фазы во время u, символ #1 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1, символ #2 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2, символ #3 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3, символ #4 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+4, символ #5 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+5, символ #6 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+6, и символ #7 является символом, полученным посредством использования фазы во время u+7. Соответственно, для любого символа #x, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u, когда x mod 8 равняется 0, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+1, когда x mod 8 равняется 1, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+2, когда x mod 8 равняется 2, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+3, когда x mod 8 равняется 3, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+4, когда x mod 8 равняется 4, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+5, когда x mod 8 равняется 5, символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+6, когда x mod 8 равняется 6, и символ #x является символом, полученным посредством использования фазы во время u+7, когда x mod 8 равняется 7. На фиг.17A и 17B четыре временных кванта вдоль временной оси и два временных кванта вдоль частотной оси используются всего для 4×2=8 временных квантов, в которых размещается один период (цикл) символов. Здесь, при условии m×n символов в расчете на каждый период (цикл) (т.е. m×n различных фаз доступны для умножения), в таком случае n временных квантов (несущих) в частотной области и m временных квантов во временной области должны быть использованы для того, чтобы размещать символы каждого периода (цикла), так что m>n. Это обусловлено тем, что фаза прямых волн медленно колеблется во временной области относительно частотной области. Соответственно, настоящий вариант осуществления выполняет регулярное изменение фазы, которое уменьшает влияние устойчивых прямых волн. Таким образом, период (цикл) изменения фазы должен предпочтительно уменьшать колебания прямых волн. Соответственно, m должен превышать n. С учетом вышеизложенного, совместное использование временной и частотной областей для переупорядочения, как показано на фиг.17A и 17B, является предпочтительным для использования любой одной из частотной области или временной области вследствие большой вероятности становления прямых волн регулярными. Как результат, преимущества настоящего изобретения получаются проще. Тем не менее, переупорядочение в частотной области может приводить к выигрышу от разнесения вследствие такого факта, что колебания в частотной области являются резкими. В связи с этим, совместное использование частотной и временной областей для переупорядочения не всегда является идеальным.

[0530] Фиг.18A и 18B указывают частоту на горизонтальных осях и время на вертикальных осях и иллюстрируют пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от схемы переупорядочения символов из фиг.17A и 17B. Фиг.18A иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z1, тогда как фиг.18B иллюстрирует схему упорядочения для символов модулированного сигнала z2. Подобно фиг.17A и 17B, фиг.18A и 18B иллюстрируют совместное использование временной и частотной осей. Тем не менее, в отличие от фиг.17A и 17B, на которых приоритезируется частотная ось, а временная ось используется для вторичной компоновки символов, фиг.18A и 18B приоритезируют временную ось и используют частотную ось для вторичной компоновки символов. На фиг.18B, группа 1802 символов соответствует одному периоду (циклу) символов, когда используется схема изменения фазы.

[0531] На фиг.17A, 17B, 18A и 18B, схема упорядочения, применяемая к символам модулированного сигнала z1 и символам модулированного сигнала z2, может быть идентичной или может отличаться, как и на фиг.15A и 15B. Любой подход дает возможность получения хорошего качества приема. Кроме того, на фиг.17A, 17B, 18A и 18B, символы могут размещаться непоследовательно, аналогично фиг.16A и 16B. Любой подход дает возможность получения хорошего качества приема.

[0532] Фиг.22 указывает частоту на горизонтальной оси и время на вертикальной оси и иллюстрирует пример схемы переупорядочения символов, используемой посредством модулей 1301A и 1301B переупорядочения из фиг.13, которая отличается от вышеприведенной. Фиг.22 иллюстрирует схему регулярного изменения фазы с использованием четырех временных квантов, аналогичных времени u - u+3 из фиг.69. Отличительный признак фиг.22 заключается в том, что хотя символы переупорядочиваются относительно частотной области, при считывании вдоль временной оси периодический сдвиг в n (n=1 в примере по фиг.22) символов является очевидным. Группа 2210 символов частотной области на фиг.22 указывает четыре символа, к которым применяются изменения фазы во время u - u+3 из фиг.6.

[0533] Здесь, символ #0 получается с использованием изменения фазы во время u, символ #1 получается с использованием изменения фазы во время u+1, символ #2 получается с использованием изменения фазы во время u+2, и символ #3 получается с использованием изменения фазы во время u+3.

Аналогично, для группы 2220 символов частотной области, символ #4 получается с использованием изменения фазы во время u, символ #5 получается с использованием изменения фазы во время u+1, символ #6 получается с использованием изменения фазы во время u+2, и символ #7 получается с использованием изменения фазы во время u+3.

[0534] Вышеописанное изменение фазы применяется к символу во время $1. Тем не менее, чтобы применять периодический сдвиг относительно временной области, следующее изменение фаз применяется к группам 2201, 2202, 2203 и 2204 символов.

Для группы 2201 символов временной области символ #0 получается с использованием изменения фазы во время u, символ #9 получается с использованием изменения фазы во время u+1, символ #18 получается с использованием изменения фазы во время u+2, и символ #27 получается с использованием изменения фазы во время u+3.

[0535] Для группы 2202 символов временной области символ #28 получается с использованием изменения фазы во время u, символ #1 получается с использованием изменения фазы во время u+1, символ #10 получается с использованием изменения фазы во время u+2, и символ #19 получается с использованием изменения фазы во время u+3.

Для группы 2203 символов временной области символ #20 получается с использованием изменения фазы во время u, символ #29 получается с использованием изменения фазы во время u+1, символ #2 получается с использованием изменения фазы во время u+2, и символ #11 получается с использованием изменения фазы во время u+3.

[0536] Для группы 2204 символов временной области символ #12 получается с использованием изменения фазы во время u, символ #21 получается с использованием изменения фазы во время u+1, символ #30 получается с использованием изменения фазы во время u+2, и символ #3 получается с использованием изменения фазы во время u+3.

Отличительный признак фиг.22 наблюдается в том, что при рассмотрении символа #11 в качестве примера, два его соседних символа вдоль частотной оси (#10 и #12) являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11, и два его соседних символа, имеющие идентичную несущую во временной области (#2 и #20), являются символами, измененными с использованием фазы, отличной от фазы символа #11. Это поддерживается не только для символа #11, но также и для любого символа, имеющего два соседних символа в частотной области и временной области. Соответственно, фактически выполняется изменение фазы. Это с очень высокой вероятностью повышает качество приема данных, поскольку влияние от регуляризации прямых волн в меньшей степени относится к приему.

[0537] Хотя фиг.22 иллюстрирует пример, в котором n=1, изобретение не ограничено таким образом. То же самое может применяться к случаю, в котором n=3. Кроме того, хотя фиг.22 иллюстрирует реализацию вышеописанных преимуществ посредством размещения символов в частотной области и усовершенствования во временной области таким образом, чтобы достигать характерного преимущества придания периодического сдвига порядку компоновки символов, символы также могут размещаться произвольно (или регулярно) для идентичной цели.

[0538] Хотя настоящий вариант осуществления описывает разновидность варианта 1 осуществления, в которой модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот вставляется перед изменением фазы, настоящий вариант осуществления также может быть реализован в качестве комбинации с вариантом осуществления 2, так что модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот вставляется перед изменением фазы на фиг.26 и 28. Соответственно, на фиг.26, модуль 317A изменения фазы принимает переключенный сигнал 6701A(q1(i)) в полосе модулирующих частот в качестве ввода, и модуль 317B изменения фазы принимает переключенный сигнал 6701B(q2(i)) в полосе модулирующих частот в качестве ввода. То же самое применяется к модулям 317A и 317B изменения фазы из фиг.28.

[0539] Далее описывается схема для предоставления возможности приемному устройству получать хорошее качество принимаемого сигнала для данных, независимо от расположения приемного устройства, посредством учета местоположения приемного устройства относительно передающего устройства.

Фиг.31 иллюстрирует пример конфигурации кадра для части символов в сигнале в частотно-временных областях с учетом схемы передачи, в которой регулярное изменение фазы выполняется для схемы с несколькими несущими, такой как OFDM.

[0540] Фиг.31 иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2', соответствующего переключенному сигналу в полосе модулирующих частот, вводимому в модуль 317B изменения фазы из фиг.67. Каждый квадрат представляет один символ (хотя оба сигнала s1 и s2 включаются для целей предварительного кодирования, в зависимости от матрицы предварительного кодирования, может быть использован только один из сигналов s1 и s2).

[0541] Рассмотрим символ 3100 в несущей 2 и во время $2 по фиг.31. Несущая, описанная в данном документе, альтернативно может называться поднесущей.

В несущей 2 существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 610A в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних во временной области символов относительно времени $2, т.е. для символа 3013 во время $1 и символа 3101 во время $3 в несущей 2.

[0542] Аналогично, для времени $2, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 в несущей 2, время $2, и характеристиками канала для ближайших соседних в частотной области символов относительно несущей 2, т.е. для символа 3104 в несущей 1, время $2, и символа 3104 во время $2, несущая 3.

Как описано выше, существует очень сильная корреляция между характеристиками канала для символа 3100 и характеристиками канала для каждого символа 3101, 3102, 3103 и 3104.

[0543] Настоящее описание рассматривает N различных фаз (N является целым числом, N≥2) для умножения в схеме передачи, в которой регулярно изменяется фаза. Символы, проиллюстрированные на фиг.31, указываются, например, как e^j0. Это означает, что данный символ является сигналом z2' из фиг.6, подвергнутым изменению по фазе через умножение на e^j0. Иными словами, значения, заданные для символов на фиг.31, являются значением y(t), заданным посредством формулы 70.

[0544] Настоящий вариант осуществления использует преимущество высокой корреляции в характеристиках канала, существующей между соседними символами в частотной области и/или соседними символами во временной области в компоновке символов, обеспечивающей получение высокого качества приема данных посредством приемного устройства, принимающего символы после изменения фазы.

Чтобы достигать этого высокого качества приема данных, предпочтительно должны удовлетворяться условия #D1-1 и #D1-2.

Условие #D1-1

Как показано на фиг.69, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот с использованием схемы с несколькими несущими, к примеру, OFDM, время X, несущая Y являются символом для передачи данных (в дальнейшем в этом документе, символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y.

Условие #D1-2

Как показано на фиг.69, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот с использованием схемы с несколькими несущими, к примеру, OFDM, время X, несущая Y являются символом для передачи данных (в дальнейшем в этом документе, символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время X, несущая Y+1 и во время X, несущая Y-1 также являются символами данных, и различное изменение фазы должно выполняться для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из трех символов данных, т.е. для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X, несущая Y-1 и во время X, несущая Y+1.

[0545] В идеале, символ данных должен удовлетворять условию #D1-1. Аналогично, символы данных должны удовлетворять условию #D1-2.

Причины поддержки условий #D1-1 и #D1-2 заключаются в следующем.

Очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (в дальнейшем в этом документе, символа A) и характеристиками канала символов, соседних с символом A во временной области, как описано выше.

[0546] Соответственно, когда три соседних символа во временной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в LOS-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения SNR) для символа A, два оставшихся символа, соседних с символом A, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.

[0547] Аналогично, очень сильная корреляция существует между характеристиками канала данного символа передаваемого сигнала (символа A) и характеристиками канала символов, соседних с символом A в частотной области, как описано выше.

Соответственно, когда три соседних символа в частотной области имеют различные фазы, в таком случае, несмотря на снижение качества приема в LOS-окружении (плохое качество сигнала, вызываемое посредством ухудшения условий вследствие соотношений фаз прямых волн, несмотря на высокое качество сигнала с точки зрения SNR) для символа A, два оставшихся символа, соседних с символом A, с очень высокой вероятностью предоставляют хорошее качество приема. Как результат, хорошее качество принимаемого сигнала является достижимым после коррекции ошибок и декодирования.

[0548] При комбинировании условий #D1-1 и #D1-2, наилучшее качество приема данных является, вероятно, достижимым для приемного устройства. Соответственно, может извлекаться следующее условие #D1-3.

Условие #D1-3

Как показано на фиг.69, для схемы передачи, заключающей в себе регулярное изменение фазы, выполняемое для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот с использованием схемы с несколькими несущими, к примеру, OFDM, время X, несущая Y являются символом для передачи данных (символом данных), соседние символы во временной области, т.е. во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y также являются символами данных, и соседние символы в частотной области, т.е. во время X, несущая Y-1 и во время X, несущая Y+1 также являются символами данных, так что различное изменение фазы должно выполняться для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, соответствующего каждому из пяти символов данных, т.е. для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот во время X, несущая Y, во время X, несущая Y-1, во время X, несущая Y+1, во время X-1, несущая Y и во время X+1, несущая Y.

[0549] Здесь, различные изменения по фазе заключаются в следующем. Изменения фазы задаются от 0 радиан до 2π радиан. Например, для времени X, несущей Y, изменение фазы e^jθ^X,Y применяется к предварительно кодированному сигналу q2 в полосе модулирующих частот из фиг.69 для времени X-1, несущей Y, изменение фазы e^jθ^X-1,Y применяется к предварительно кодированному сигналу q2 в полосе модулирующих частот из фиг.69 для времени X+1, несущей Y, изменение фазы e^jθ^X+1,Y применяется к предварительно кодированному сигналу q2 в полосе модулирующих частот из фиг.69, так что 0≤θ_X,Y<2π, 0≤θ_X-1,Y<2π и 0≤θ_X+1,Y<2π, при этом все единицы задаются в радианах. Так же, для условия #D1-1 из этого следует, что θ_X,Y≠θ_X-1,Y, θ_X,Y≠θ_X+1,Y и что θ_X-1,Y≠θ_X+1,Y. Аналогично, для условия #D1-2 из этого следует, что θ_X,Y≠θ_X,Y-1, θ_X,Y≠θ_X,Y+1 и что θ_X,Y-1≠θ_X,Y+1. Так же, для условия #D1-3 из этого следует, что θ_X,Y≠θ_X-1,Y, θ_X,Y≠θ_X+1,Y, θ_X,Y≠θ_X,Y-1, θ_X,Y≠θ_X,Y+1, θ_X-1,Y≠θ_X+1,Y, θ_X-1,Y≠θ_X,Y-1, θ_X-1,Y≠θ_X,Y+1, θ_X+1,Y≠θ_X,Y-1, θ_X+1,Y≠θ_X,Y+1 и что θ_X,Y-1≠θ_X,Y+1.

[0550] В идеале, символ данных должен удовлетворять условию #D1-1.

Фиг.31 иллюстрирует пример условия #D1-3, когда символ A соответствует символу 3100. Символы размещаются так, что фаза, на которую умножается переключенный сигнал q2 в полосе модулирующих частот из фиг.69, отличается для символа 3100, для его обоих соседних символов 3101 и 3102 во временной области и для его обоих соседних символов 3102 и 3104 в частотной области. Соответственно, несмотря на снижение качества принимаемого сигнала символа 3100 для приемного устройства, хорошее качество сигнала очень вероятно для соседних сигналов, тем самым гарантируя хорошее качество сигнала после коррекции ошибок.

[0551] Фиг.32 иллюстрирует компоновку символов, полученную через изменения фазы при этих условиях.

Как видно из фиг.32, относительно любого символа данных, различное изменение по фазе применяется к каждому соседнему символу во временной области и в частотной области. В связи с этим, может быть повышена способность приемного устройства корректировать ошибки.

[0552] Другими словами, на фиг.32, когда все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #D1-1 удовлетворяется для всех X и всех Y.

Аналогично, на фиг.32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, условие #D1-2 удовлетворяется для всех X и всех Y.

Аналогично, на фиг.32, когда все соседние символы в частотной области являются символами данных, а все соседние символы во временной области являются символами данных, условие #D1-3 удовлетворяется для всех X и всех Y.

[0553] Далее поясняется вышеописанный пример для случая, в котором изменение фазы выполняется для двух переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот (см. фиг.68).

Несколько схем изменения фазы являются применимыми к выполнению изменения фазы для двух переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот. Подробности поясняются ниже.

[0554] Схема 1 заключает в себе изменение фазы переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения фазы, проиллюстрированного посредством фиг.32. На фиг.32, изменение фазы, имеющее период (цикл) в десять, применяется к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #D1-1, #D1-2 и #D1-3, изменение по фазе, применяемое к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, изменяется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг.32 с периодом (циклом) в десять, другие схемы изменения фазы также являются применимыми). Затем, как показано на фиг.33, степень изменения фазы, выполняемая для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот_. На фиг.33, для периода (цикла) (изменения фазы, выполняемого для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $1, значение изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот, составляет e^j0. Затем, для следующего периода (цикла) (изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот), включающего в себя время $2, значение степени изменения фазы, выполняемой для предварительно кодированного сигнала q1 в полосе модулирующих частот, составляет e^jπ/9, и т.д.

[0555] Символы, проиллюстрированные на фиг.33, указываются, например, как e^j0. Это означает, что данный символ является сигналом q1 из фиг.26, подвергнутым изменению фазы через умножение на e^j0.

Как показано на фиг.33, изменение по фазе, применяемое к переключенному сигналу q1 в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для предварительно кодированного переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, так что значение изменения фазы меняется в зависимости от номера каждого периода (цикла). (Как описано выше, на фиг.33, значение составляет e^j0 для первого периода (цикла), e^jπ/9 для второго периода (цикла) и т.д.).

Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но период (цикл) может быть фактически задан большим десяти посредством учета степени изменения фазы, применяемого к переключенному сигналу q1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.

[0556] Схема 2 заключает в себе изменение по фазе переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, как описано выше, чтобы достигать изменения по фазе, проиллюстрированного посредством фиг.32. На фиг.32, изменение фазы, имеющее период (цикл) в десять, применяется к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот. Тем не менее, как описано выше, чтобы удовлетворять условиям #D1-1, #D1-2 и #D1-3, изменение по фазе, применяемое к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот в каждой (под-)несущей, изменяется во времени. (Хотя такие изменения применяются на фиг.32 с периодом (циклом) в десять, другие схемы изменения фазы также являются применимыми). Затем, как показано на фиг.33, изменение по фазе, выполняемое для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, формирует постоянное значение, которое составляет одну десятую от постоянного значения изменения по фазе, выполняемого для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот.

[0557] Символы, проиллюстрированные на фиг.30, указываются, например, как e^j0. Это означает, что данный символ является переключенным сигналом q1 в полосе модулирующих частот, подвергнутым изменению фазы через умножение на e^j0.

Как описано выше, изменение по фазе, выполняемое для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, имеет период (цикл) в десять, но период (цикл) может быть фактически задан большим десяти посредством учета изменений по фазе, применяемых к переключенному сигналу q1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства. Эффективный способ применять схему 2 состоит в том, чтобы выполнять изменение по фазе для переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в N и выполнять изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала q2 в полосе модулирующих частот с периодом (циклом) в M, так что N и M являются взаимно-простыми. В связи с этим, посредством учета обоих переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот период (цикл) в N×M является легко достижимым, фактически задавая период (цикл) большим, когда N и M являются взаимно-простыми.

[0558] Хотя выше пояснен пример вышеописанной схемы изменения фазы, настоящее изобретение не ограничено таким образом. Изменение по фазе может выполняться относительно частотной области, временной области или для частотно-временных блоков. Аналогичное повышение качества приема данных может быть получено для приемного устройства во всех случаях.

То же самое также применяется к кадрам, имеющим конфигурацию, отличную от конфигурации, описанной выше, в которой пилотные символы (SP-символы) и символы, передающие управляющую информацию, вставляются между символами данных. Подробности изменения по фазе в таких случаях следующие.

[0559] Фиг.47A и 47B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.47A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.47B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот). На фиг.47A и 47B, 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены переключение или переключение и изменение по фазе.

[0560] Фиг.47A и 47B, аналогично фиг.69, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот (при этом изменение по фазе не выполняется для переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг.69 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг.69 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.47A и 47B для каждого из символов, являются значениями переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Значения для символов переключенного сигнала q1 (z1) в полосе модулирующих частот из фиг.47A и 47B не задаются, поскольку изменение по фазе не выполняется для них.

[0561] Важный момент фиг.47A и 47B состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, т.е. для символов, подвергнутых предварительному кодированию либо предварительному кодированию и переключению. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0562] Фиг.48A и 48B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.48A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.48B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот). На фиг.48A и 48B, 4701 помечает пилотные символы, в то время как 4702 помечает символы данных. Символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе.

[0563] Фиг.48A и 48B указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу q1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.48A и 48B для каждого из символов, являются значениями переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе.

Важный момент фиг.48A и 48B состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов, и для символов данных переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в z1', ни для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0564] Фиг.49A и 49B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.49A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.49B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот). На фиг.49A и 49B, 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот I=0 и квадратурный компонент Q=0. В связи с этим, символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг.49A и 49B отличаются от фиг.47A и 47B схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z1'.

[0565] Фиг.49A и 49B, аналогично фиг.69, указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот (при этом изменение по фазе не выполняется для переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот). (Хотя фиг.69 иллюстрирует изменение по фазе относительно временной области, переключение времени t на несущую f на фиг.6 соответствует изменению по фазе относительно частотной области. Другими словами, замена (t) на (t,f), где t является временем, а f является частотой, соответствует выполнению изменения фазы для частотно-временных блоков). Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.49A и 49B для каждого из символов, являются значениями переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе. Значения для символов переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот из фиг.49A и 49B не задаются, поскольку изменение по фазе не выполняется для них.

[0566] Важный момент фиг.49A и 49B состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, т.е. для символов, подвергнутых предварительному кодированию либо предварительному кодированию и переключению. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0567] Фиг.50A и 50B иллюстрируют конфигурацию кадра модулированных сигналов z1 или z1' и z2' (переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот) в частотно-временной области. Фиг.50A иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z1 или z1' (переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот), тогда как фиг.50B иллюстрирует конфигурацию кадра модулированного сигнала z2' (переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот). На фиг.50A и 50B, 4701 помечает пилотные символы, 4702 помечает символы данных, и 4901 помечает нулевые символы, для которых синфазный компонент сигнала в полосе модулирующих частот I=0 и квадратурный компонент Q=0. В связи с этим, символы 4702 данных являются символами, для которых выполнены предварительное кодирование либо предварительное кодирование и изменение по фазе. Фиг.50A и 50B отличаются от фиг.48A и 48B схемой конфигурации для символов, отличных от символов данных. Времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z1', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z2'. Наоборот, времена и несущие, на которых пилотные символы вставляются в модулированный сигнал z2', являются нулевыми символами в модулированном сигнале z1'.

[0568] Фиг.50A и 50B указывают компоновку символов, когда изменение по фазе применяется к переключенному сигналу q1 в полосе модулирующих частот и к переключенному сигналу q2 в полосе модулирующих частот. Соответственно, числовые значения, указываемые на фиг.50A и 50B для каждого из символов, являются значениями переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот после изменения по фазе.

Важный момент фиг.50A и 50B состоит в том, что изменение по фазе выполняется для символов данных переключенного сигнала q1 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов, и для символов данных переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот, т.е. для его предварительно кодированных либо предварительно кодированных и переключенных символов. (Рассматриваемые символы, которые предварительно кодированы, фактически включают в себя оба символа s1 и s2). Соответственно, изменение по фазе не выполняется ни для пилотных символов, вставленных в z1', ни для пилотных символов, вставленных в z2'.

[0569] Фиг.51 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг.47A, 47B, 49A и 49B. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям по фиг.4, используют идентичные опорные символы. Фиг.51 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг.67 и 70. Тем не менее, фиг.51 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулями взвешивания и модулями изменения фазы, подобно фиг.67 и 70.

[0570] На фиг.51, модули 308A и 308B взвешивания, модуль 317B изменения фазы и модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот работают только в моменты времени, указываемые посредством сигнала 313 конфигурации кадра, соответствующие символам данных.

На фиг.51, формирователь 5101 пилотных символов (который также формирует нулевые символы) выводит сигналы 5102A и 5102B в полосе модулирующих частот для пилотного символа каждый раз, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (и нулевой символ).

[0571] Хотя не указано в конфигурациях кадра из фиг.47A-50B, когда не выполняется предварительное кодирование (и сдвиг фаз), к примеру, при передаче модулированного сигнала с использованием только одной антенны (так что другая антенна не передает сигнал), или при использовании схемы передачи с пространственно-временным кодированием (в частности, пространственно-временным блочным кодированием), чтобы передавать символы управляющей информации, в таком случае сигнал 313 конфигурации кадра принимает символы 5104 управляющей информации и управляющую информацию 5103 в качестве ввода. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ управляющей информации, выводятся его сигналы 5102A и 5102B в полосе модулирующих частот.

[0572] Беспроводные модули 310A и 310B по фиг.51 принимают множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирают требуемый сигнал в полосе модулирующих частот согласно сигналу 313 конфигурации кадра. Беспроводные модули 310A и 310B затем применяют обработку OFDM-сигналов и выводят модулированные сигналы 311A и 311B, соответствующие конфигурации кадра.

Фиг.52 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, формирующего и передающего модулированный сигнал, имеющий конфигурацию кадра по фиг.48A, 48B, 50A и 50B. Компоненты, выполняющие операции, идентичные операциям из фиг.4 и 51, используют идентичные опорные символы. Фиг.52 показывает дополнительный модуль 317A изменения фазы, который работает только тогда, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных. Во все другие моменты времени, операции являются идентичными операциям, поясненным для фиг.51. Фиг.52 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг.67 и 70. Тем не менее, фиг.52 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулем взвешивания и модулем изменения фазы, подобно фиг.67 и 70.

[0573] Фиг.53 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг.51. Фиг.53 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг.67 и 70. Тем не менее, фиг.53 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулем взвешивания и модулем изменения фазы, подобно фиг.67 и 70. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг.53, модуль 317B изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317B изменения фазы выполняет изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала 316B в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317B изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего e^j0).

Модуль 5301 выбора принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода и выбирает сигнал в полосе модулирующих частот, имеющий символ, указанный посредством сигнала 313 конфигурации кадра, для вывода.

[0574] Фиг.54 иллюстрирует примерную конфигурацию передающего устройства, которая отличается от конфигурации передающего устройства по фиг.52. Фиг.54 не включает в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот, как проиллюстрировано на фиг.67 и 70. Тем не менее, фиг.54 также может включать в себя модуль переключения сигналов в полосе модулирующих частот между модулем взвешивания и модулем изменения фазы, подобно фиг.67 и 70. Далее описываются точки расхождения. Как показано на фиг.54, модуль 317B изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 317B изменения фазы выполняет изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала 316B в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 317B изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего e^j0).

Аналогично, как показано на фиг.54, модуль 5201 изменения фазы принимает множество сигналов в полосе модулирующих частот в качестве ввода. Затем, когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает символ данных, модуль 5201 изменения фазы выполняет изменение по фазе для предварительно кодированного сигнала 309A в полосе модулирующих частот. Когда сигнал 313 конфигурации кадра указывает пилотный символ (или нулевой символ) либо символ управляющей информации, модуль 5201 изменения фазы приостанавливает операции изменения фазы, так что символы сигнала в полосе модулирующих частот выводятся как есть. (Это может быть интерпретировано как выполнение принудительного циклического сдвига, соответствующего e^j0).

Вышеприведенные пояснения приводятся с использованием пилотных символов, управляющих символов и символов данных в качестве примеров. Тем не менее, настоящее изобретение не ограничено таким образом. Когда символы передаются с использованием схем, отличных от предварительного кодирования, таких как одноантенная передача или передача с использованием пространственно-временных блочных кодов, отсутствие изменения по фазе является важным. Наоборот, выполнение изменения фазы для символов, которые предварительно кодированы, является ключевым моментом настоящего изобретения.

[0575] Соответственно, отличительный признак настоящего изобретения заключается в том, что изменение по фазе не выполняется для всех символов в конфигурации кадра в частотно-временной области, а выполняется только для сигналов в полосе модулирующих частот, которые предварительно кодированы и подвергнуты переключению.

Далее описывается схема для регулярного изменения фазы, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как QC-LDPC-коды (могут быть использованы не только QC-LDPC-, но также и LDPC-коды), конкатенированные LDPC- и BCH-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д. Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока s1 и s2. Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов, и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п., и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры CRC-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.

[0576] Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. В отличие от фиг.69 и 70, например, фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано на фиг.4, с помощью кодера и модуля распределения. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для QPSK, 1500 для 16-QAM и 1000 для 64-QAM.

[0577] Затем, при условии, что вышеописанное передающее устройство передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой QPSK, назначаются s1, а другие 1500 символов назначаются s2. В связи с этим, 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из s1 и s2.

[0578] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы. Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, модуль изменения фазы вышеописанного передающего устройства использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. (Как показано на фиг.69, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот. Аналогично, чтобы выполнять изменение по фазе для обоих переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, здесь, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, должны быть подготовлены пять таких наборов для изменения фазы). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3] и PHASE[4].

[0579] Для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой QPSK, PHASE[0] используется в 300 временных квантах, PHASE[1] используется в 300 временных квантах, PHASE[2] используется в 300 временных квантах, PHASE[3] используется в 300 временных квантах, и PHASE[4] используется в 300 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0580] Кроме того, для вышеописанных 750 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, PHASE[0] используется в 150 временных квантах, PHASE[1] используется в 150 временных квантах, PHASE[2] используется в 150 временных квантах, PHASE[3] используется в 150 временных квантах, и PHASE[4] используется в 150 временных квантах.

[0581] Также дополнительно, для вышеописанных 500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000 битов, составляющих один кодированный блок, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, PHASE[0] используется в 150 временных квантах, PHASE[1] используется в 100 временных квантах, PHASE[2] используется в 100 временных квантах, PHASE[3] используется в 100 временных квантах, и PHASE[4] используется в 100 временных квантах.

[0582] Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) (где N различных фаз выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[N-2], PHASE[N-1]). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, PHASE[0] используется в K₀ временных квантов, PHASE[1] используется в K₁ временных квантов, PHASE[i] используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и PHASE[N-1] используется в K_N-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #D1-4.

Условие #D1-4

K₀=K₁...=K_i=...K_N-1. Иными словами, K_a=K_b (для a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

[0583] Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #D1-4 предпочтительно удовлетворяется для поддерживаемой схемы модуляции.

Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #D1-4 может не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующее условие применяется вместо условия #D1-4.

[0584] Условие #D1-5

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в двух кодированных блоках, когда используются блочные коды. Фиг.35 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством передающего устройства из фиг.67 и фиг.70, и передающее устройство имеет два кодера. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.35, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для QPSK, 1500 для 16-QAM и 1000 для 64-QAM.

[0585] Передающее устройство из фиг.67 и передающее устройство из фиг.70 передают два потока сразу и имеют два кодера. В связи с этим, два потока передают различные кодовые блоки. Соответственно, когда схема модуляции представляет собой QPSK, два кодированных блока, извлеченных из s1 и s2, передаются в идентичном интервале, например, передается первый кодированный блок, извлеченный из s1, затем передается второй кодированный блок, извлеченный из s2. В связи с этим, требуются 3000 временных квантов для того, чтобы передавать первый и второй кодированные блоки.

[0586] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 1000 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие два кодированных блока.

Далее описывается взаимосвязь между заданными выше временными квантами и фазой умножения, которая относится к схемам для регулярного изменения фазы.

[0587] Здесь, пять различных значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) предполагаются как подготовленные к использованию в схеме для регулярного изменения фазы. Иными словами, модуль изменения фазы передающего устройства из фиг.67 и фиг.67 использует пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы), чтобы достигать периода (цикла) в пять. (Как показано на фиг.69, пять значений изменения фазы требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, только для переключенного сигнала q2 в полосе модулирующих частот. Аналогично, чтобы выполнять изменение по фазе для обоих переключенных сигналов q1 и q2 в полосе модулирующих частот, два значения изменения фазы требуются для каждого временного кванта. Два значения изменения фазы называются набором для изменения фазы. Соответственно, здесь, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в пять, должны быть подготовлены пять таких наборов для изменения фазы). Пять значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], PHASE[3] и PHASE[4].

[0588] Для вышеописанных 3000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой QPSK, PHASE[0] используется в 600 временных квантах, PHASE[1] используется в 600 временных квантах, PHASE[2] используется в 600 временных квантах, PHASE[3] используется в 600 временных квантах, и PHASE[4] используется в 600 временных квантах. Это обусловлено этим фактом, что любое смещение в использовании фаз приводит к проявлению большого влияния вследствие более часто используемой фазы, и что приемное устройство зависит от такого влияния в отношении качества приема данных.

[0589] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 600 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 600 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 600 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 600 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 600 раз.

[0590] Аналогично, для вышеописанных 1500 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, PHASE[0] используется в 300 временных квантах, PHASE[1] используется в 300 временных квантах, PHASE[2] используется в 300 временных квантах, PHASE[3] используется в 300 временных квантах, и PHASE[4] используется в 300 временных квантах.

[0591] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 300 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 300 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 300 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 300 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 300 раз.

[0592] Аналогично, для вышеописанных 1000 временных квантов, требуемых для того, чтобы передавать 6000×2 битов, составляющих два кодированных блока, когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, PHASE[0] используется в 200 временных квантах, PHASE[1] используется в 200 временных квантах, PHASE[2] используется в 200 временных квантах, PHASE[3] используется в 200 временных квантах, и PHASE[4] используется в 200 временных квантах.

[0593] Дополнительно, чтобы передавать первый кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 200 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 200 раз. Кроме того, чтобы передавать второй кодированный блок, PHASE[0] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[1] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[2] используется во временных квантах 200 раз, PHASE[3] используется во временных квантах 200 раз, и PHASE[4] используется во временных квантах 200 раз.

[0594] Как описано выше, схема для регулярного изменения фазы требует подготовки N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) (где N различных фаз выражаются как PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[N-2], PHASE[N-1]). В связи с этим, для того чтобы передавать все биты, составляющие один кодированный блок, PHASE[0] используется в K₀ временных квантов, PHASE[1] используется в K₁ временных квантов, PHASE[i] используется в K_i временных квантов (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и PHASE[N-1] используется в K_N-1 временных квантов, так что удовлетворяется условие #D1-6.

Условие #D1-6

K₀=K₁...=K_i=...K_N-1. Иными словами, K_a=K_b (для a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Дополнительно, чтобы передавать все биты, составляющие первый кодированный блок, PHASE[0] используется K_0,1 раз, PHASE[1] используется K_1,1 раз, PHASE[i] используется K_i,1 раз (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и PHASE[N-1] используется K_N-1,1 раз, так что удовлетворяется условие #D1-7.

Условие #D1-7

K_0,1=K_1,1=...K_i,1=...K_N-1,1. Иными словами, K_a,1=K_b,1 (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Кроме того, чтобы передавать все биты, составляющие второй кодированный блок, PHASE[0] используется K_0,2 раз, PHASE[1] используется K_1,2 раз, PHASE[i] используется K_i,2 раз (где i=0, 1, 2, ..., N-1 (i обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤i≤N-1)), и PHASE[N-1] используется K_N-1,2 раз, так что удовлетворяется условие #D1-8.

Условие #D1-8

K_0,2=K_1,2=...K_i,2=...K_N-1,2. Иными словами, K_a,2=K_b,2 (a и b, где a, b,=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

[0595] Затем, когда система связи, которая поддерживает несколько схем модуляции, выбирает одну такую поддерживаемую схему для использования, условие #D1-6, условие #D1-7 и условие #D1-8 предпочтительно удовлетворяются для поддерживаемой схемы модуляции.

Тем не менее, когда поддерживаются несколько схем модуляции, каждая такая схема модуляции типично использует символы, передающие различное число битов в расчете на символ (хотя может возникать такое, что некоторые используют идентичное число), условие #D1-7 условия #D1-6 и условие #D1-8 могут не удовлетворяться для некоторых схем модуляции. В таком случае, следующие условия применяются вместо условия #D1-7 условия #D1-6 и условия #D1-8.

Условие #D1-9

Разность между K_a и K_b удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a-K_b| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Условие #D1-10

Разность между K_a,1 и K_b,1 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,1-K_b,1| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Условие #D1-11

Разность между K_a,2 и K_b,2 удовлетворяет 0 или 1. Иными словами, |K_a,2-K_b,2| удовлетворяет 0 или 1 (a, b, где a, b=0, 1, 2, ..., N-1 (a обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤a≤N-1, b обозначает целое число, которое удовлетворяет 0≤b≤N-1), a≠b).

Как описано выше, смещение между фазами, используемыми для того, чтобы передавать кодированные блоки, удаляется посредством создания взаимосвязи между кодированным блоком и фазой умножения. В связи с этим, может быть повышено качество приема данных для приемного устройства.

[0597] Как описано выше, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) требуются для того, чтобы выполнять изменение фазы, имеющее период (цикл) в N, с помощью схемы для регулярного изменения фазы. В связи с этим, подготавливаются N значений PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[N-2] и PHASE[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы). Тем не менее, существуют схемы для упорядочения фаз в указанном порядке относительно частотной области. Ограничения в этом отношении не налагаются. N значений PHASE[0], PHASE[1], PHASE[2], ..., PHASE[N-2] и PHASE[N-1] изменения фазы (или наборов для изменения фазы) также могут изменять фазы блоков во временной области или в частотно-временной области, чтобы получать компоновку символов. Хотя вышеприведенные примеры поясняют схему изменения фазы с периодом (циклом) в N, идентичные преимущества достижимы с использованием N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) произвольно. Иными словами, N значений изменения фазы (или наборов для изменения фазы) не должны всегда иметь регулярную периодичность. При условии, что удовлетворяются вышеописанные условия, значительное повышение качества приема данных является реализуемым для приемного устройства.

[0598] Кроме того, с учетом наличия режимов для MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы, передающее устройство (широковещательное передающее устройство, базовая станция) может выбирать любую из этих схем передачи.

Как описано в непатентном документе 3, MIMO-схемы с пространственным мультиплексированием заключают в себе передачу сигналов s1 и s2, которые преобразуются с использованием выбранной схемы модуляции на каждой из двух различных антенн. MIMO-схемы с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования заключают в себе выполнение только предварительного кодирования (без изменения по фазе). Дополнительно, схемы пространственно-временного блочного кодирования описываются в непатентных документах 9, 16 и 17. Схемы однопоточной передачи заключают в себе передачу сигнала s1, преобразованного с помощью выбранной схемы модуляции, из антенны после выполнения предварительно определенной обработки.

[0599] Схемы с использованием передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM заключают в себе первую группу несущих, состоящую из множества несущих, и вторую группу несущих, состоящую из множества несущих, отличающихся от первой группы несущих, и т.д., так что передача с несколькими несущими реализуется с множеством групп несущих. Для каждой группы несущих может быть использовано любое из MIMO-схем с пространственным мультиплексированием, MIMO-схем с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования, схем пространственно-временного блочного кодирования, однопоточной передачи и схем с использованием регулярного изменения фазы. В частности, схемы с использованием регулярного изменения фазы на выбранной группе (под-)несущей предпочтительно используются для того, чтобы реализовывать вышеприведенное.

[0600] Хотя настоящее описание описывает настоящий вариант осуществления в качестве передающего устройства, применяющего предварительное кодирование, переключение в полосе модулирующих частот и изменение по фазе, все они могут быть по-разному комбинированы. В частности, модуль изменения фазы, поясненный для настоящего варианта осуществления, может быть свободно комбинирован с изменением по фазе, поясненным во всех других вариантах осуществления.

Вариант D2 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему инициализации изменения фазы для регулярного изменения фазы, описанного в настоящем описании. Эта схема инициализации является применимой к передающему устройству из фиг.4 при использовании схемы с несколькими несущими, к примеру, OFDM, и к передающим устройствам фиг.67 и 70 при использовании одного кодера и модуля распределения, аналогично фиг.4.

[0601] Нижеприведенное также применимо к схеме для регулярного изменения фазы, когда кодирование выполняется с использованием блочных кодов, как описано в непатентных документах 12-15, таких как QC-LDPC-коды (могут быть использованы не только QC-LDPC-, но также и LDPC-коды), конкатенированные LDPC- и BCH-коды, турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части и т.д.

[0602] Следующий пример рассматривает случай, в котором передаются два потока s1 и s2. Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов, и управляющая информация и т.п. не необходима, число битов, составляющих каждый кодированный блок, совпадает с числом битов, составляющих каждый блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.д., описанная ниже). Когда кодирование выполнено с использованием блочных кодов и т.п., и требуется управляющая информация и т.п. (например, параметры CRC-передачи), в таком случае число битов, составляющих каждый кодированный блок, представляет собой сумму числа битов, составляющих блочные коды, и числа битов, составляющих информацию.

[0603] Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды. Фиг.34 иллюстрирует варьирующиеся числа символов и временных квантов, требуемых в каждом кодированном блоке, когда используются блочные коды, когда, например, передаются два потока s1 и s2, как указано посредством вышеописанного передающего устройства, и передающее устройство имеет только один кодер. (Здесь, схема передачи может быть любой схемой с одной несущей или схемой с несколькими несущими, такой как OFDM).

Как показано на фиг.34, когда используются блочные коды, существует 6000 битов, составляющих один кодированный блок. Чтобы передавать эти 6000 битов, число требуемых символов зависит от схемы модуляции, при этом оно составляет 3000 для QPSK, 1500 для 16-QAM и 1000 для 64-QAM.

[0604] Затем, при условии, что вышеописанное передающее устройство передает два потока одновременно, 1500 из вышеуказанных 3000 символов, необходимых, когда схема модуляции представляет собой QPSK, назначаются s1, а другие 1500 символов назначаются s2. В связи с этим, 1500 временных квантов для передачи 1500 символов (в дальнейшем в этом документе, временных квантов) требуются для каждого из s1 и s2.

[0605] По идентичной причине, когда схема модуляции представляет собой 16-QAM, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие каждый кодированный блок, а когда схема модуляции представляет собой 64-QAM, требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие каждый кодированный блок.

Далее описывается передающее устройство, передающее модулированные сигналы, иллюстрирующие конфигурацию кадра посредством фиг.71A и 71B. Фиг.71A иллюстрирует конфигурацию кадра для модулированного сигнала z1' или z1 (передаваемого посредством антенны 312A) во временной и в частотной областях. Аналогично, фиг.71B иллюстрирует конфигурацию кадра для модулированного сигнала z2 (передаваемого посредством антенны 312B) во временной и в частотной областях. Здесь, частота (полоса частот), используемая посредством модулированного сигнала z1' или z1, и частота (полоса частот), используемая для модулированного сигнала z2, являются идентичными, перенося модулированные сигналы z1' или z1 и z2 одновременно.

[0606] Как показано на фиг.71A, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала A. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать первый и второй кодированный блок. Передающее устройство передает первый кодированный блок во время интервала B. Передающее устройство затем передает второй кодированный блок во время интервала C.

[0607] Дополнительно, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала D. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать третий или четвертый кодированный блок и т.д. Передающее устройство передает третий кодированный блок во время интервала E. Передающее устройство затем передает четвертый кодированный блок во время интервала D.

[0608] Кроме того, как показано на фиг.71B, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала A. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать первый и второй кодированный блок. Передающее устройство передает первый кодированный блок во время интервала B. Передающее устройство затем передает второй кодированный блок во время интервала C.

[0609] Дополнительно, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) во время интервала D. Преамбула является символом, передающим управляющую информацию для другой стороны. В частности, эта преамбула включает в себя информацию относительно схемы модуляции, используемой для того, чтобы передавать третий или четвертый кодированный блок и т.д. Передающее устройство передает третий кодированный блок во время интервала E. Передающее устройство затем передает четвертый кодированный блок во время интервала D.

[0610] Фиг.72 указывает число временных квантов, используемых при передаче кодированных блоков из фиг.34, в частности, с использованием 16-QAM в качестве схемы модуляции для первого кодированного блока. Здесь, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать первый кодированный блок.

Аналогично, фиг.72 также указывает число временных квантов, используемых для того, чтобы передавать второй кодированный блок, с использованием QPSK в качестве схемы модуляции для него. Здесь, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать второй кодированный блок.

[0611] Фиг.73 указывает временные кванты, используемые при передаче кодированных блоков из фиг.34, в частности, с использованием QPSK в качестве схемы модуляции для третьего кодированного блока. Здесь, требуются 1500 временных квантов для того, чтобы передавать кодированный блок.

Как пояснено в этом описании, модулированный сигнал z1, т.е. модулированный сигнал, передаваемый посредством антенны 312A, не подвергается изменению по фазе, в то время как модулированный сигнал z2, т.е. модулированный сигнал, передаваемый посредством антенны 312B, подвергается изменению по фазе. Следующая схема изменения фазы используется для фиг.72 и 73.

[0612] До того, как может возникать изменение по фазе, подготавливаются семь различных значений изменения фазы. Семь значений изменения фазы помечаются #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6 и #7. Изменение по фазе является регулярным и периодическим. Другими словами, значения изменения фазы применяются регулярно и периодически, так что порядок представляет собой #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6 и т.д.

[0613] Как показано на фиг.72, при условии, что 750 временных квантов требуются для первого кодированного блока, значение #0 изменения фазы используется первоначально, так что #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, ..., #3, #4, #5, #6 используются последовательно, при этом 750-ый временной квант использует #0 в конечной позиции.

Изменение по фазе затем применяется к каждому временному кванту для второго кодированного блока. Настоящее описание предполагает варианты применения в многоадресной и широковещательной передаче. В связи с этим, приемный терминал может не иметь потребности в первом кодированном блоке и извлекать только второй кодированный блок. В таких случаях, при условии, что конечный временной квант, используемый для первого кодированного блока, использует значение #0 изменения фазы, значение изменения начальной фазы, используемое для второго кодированного блока, равно #1. В связи с этим, возможны следующие схемы:

(a): Вышеуказанный терминал отслеживает передачу первого кодированного блока, т.е. отслеживает шаблон значений изменения фазы через конечный временной квант, используемый для того, чтобы передавать первый кодированный блок, и затем оценивает значение изменения фазы, используемое для начального временного кванта второго кодированного блока;

(b): (a) не возникает, и передающее устройство передает информацию относительно используемых значений изменения фазы в начальном временном кванте второго кодированного блока. Схема (a) приводит к большему энергопотреблению посредством терминала вследствие необходимости отслеживать передачу первого кодированного блока. Тем не менее, схема (b) приводит к уменьшенной эффективности передачи данных.

[0614] Соответственно, существует необходимость улучшать выделение значений изменения фазы, описанное выше. Рассмотрим схему, в которой значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант каждого кодированного блока, является фиксированным. Таким образом, как указано на фиг.72, значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант второго кодированного блока, и значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант первого кодированного блока, являются идентичными, при этом они равны #0.

[0615] Аналогично, как указано на фиг.73, значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать начальный временной квант третьего кодированного блока, не равно #3, а вместо этого является идентичным значению изменения фазы, используемому для того, чтобы передавать начальный временной квант первого и второго кодированных блоков, при этом они равны #0.

[0616] В связи с этим, проблемы, сопутствующие обеим схемам (a) и (b), описанным выше, могут ограничиваться при сохранении их преимуществ.

В настоящем варианте осуществления, схема, используемая для того, чтобы инициализировать значение изменения фазы для каждого кодированного блока, т.е. значение изменения фазы, используемое для начального временного кванта каждого кодированного блока, фиксированно задается равным #0. Тем не менее, другие схемы также могут использоваться для однокадровых единиц. Например, значение изменения фазы, используемое для начального временного кванта символа, передающего информацию после того, как передана преамбула или управляющий символ, может быть фиксированно задано равным #0.

[0617] Вариант D3 осуществления

Вышеописанные варианты осуществления поясняют модуль взвешивания с использованием матрицы предварительного кодирования, выражаемой в комплексных числах для предварительного кодирования. Тем не менее, матрица предварительного кодирования также может выражаться в вещественных числах.

[0618] Иными словами, допустим, что два сигнала s1(i) и s2(i) в полосе модулирующих частот (где i является временем или частотой) преобразованы (с использованием схемы модуляции) и предварительно кодированы, чтобы получать предварительно кодированные сигналы z1(i) и z2(i) в полосе модулирующих частот. В связи с этим, преобразованный сигнал s1(i) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_s1(i) и квадратурный компонент Q_s1(i), и преобразованный сигнал s2(i) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_s2(i) и квадратурный компонент Q_s2(i), в то время как предварительно кодированный сигнал z1(i) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_z1(i) и квадратурный компонент Q_z1(i), и предварительно кодированный сигнал z2(i) в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_z2(i) и квадратурный компонент Q_z2(i), что предоставляет следующую матрицу H_r предварительного кодирования, когда все значения являются вещественными числами.

[0619] Математическое выражение 76

(формула 76)

[0620] Матрица H_r предварительного кодирования также может выражаться следующим образом, при этом все значения являются вещественными числами.

[0621] Математическое выражение 77

(формула 77)

,

[0622] где a₁₁, a₁₂, a₁₃, a₁₄, a₂₁, a₂₂, a₂₃, a₂₄, a₃₁, a₃₂, a₃₃, a₃₄, a₄₁, a₄₂, a₄₃ и a₄₄ являются вещественными числами. Тем не менее, ни одно из следующего не может поддерживаться: {a₁₁=0, a₁₂=0, a₁₃=0 и a₁₄=0}, {a₂₁=0, a₂₂=0, a₂₃=0 и a₂₄=0}, {a₃₁=0, a₃₂=0, a₃₃=0 и a₃₄=0} и {a₄₁=0, a₄₂=0, a₄₃=0 и a₄₄=0}. Кроме того, ни одно из следующего не может поддерживаться: {a₁₁=0, a₂₁=0, a₃₁=0 и a₄₁=0}, {a₁₂=0, a₂₂=0, a₃₂=0 и a₄₂=0}, {a₁₃=0, a₂₃=0, a₃₃=0 и a₄₃=0} и {a₁₄=0, a₂₄=0, a₃₄=0 и a₄₄=0}.

[0623] Вариант E1 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему инициализации изменения фазы в случае, если (i) используется передающее устройство на фиг.4, (ii) передающее устройство на фиг.4 является совместимым со схемой с несколькими несущими, такой как OFDM-схема, и (iii) один кодер и модуль распределения приспосабливаются в передающем устройстве на фиг.67 и передающем устройстве на фиг.70, как показано на фиг.4, когда используется схема изменения фазы для регулярного выполнения изменения фазы, поясненного в этом описании.

[0624] Далее описывается схема для регулярного изменения фазы при использовании квазициклического кода разреженного контроля по четности (QC-LDPC) (либо LDPC-кода, отличного от QC-LDPC-кода), конкатенированного кода, состоящего из LDPC-кода и кода Бозе-Чоудхури-Хоквингема (BCH), и блочного кода, такого как турбокод или дуобинарный турбокод с использованием дополнения битами концевой части. Эти коды описываются в непатентных документах 12-15.

[0625] Далее описывается случай передачи двух потоков s1 и s2 в качестве примера. Следует отметить, что когда не требуется управляющая информация и т.п. для того, чтобы выполнять кодирование с использованием блочного кода, число битов, составляющих (кодированный) блок кодирования, является идентичным числу битов, составляющему блочный код (тем не менее, может быть включена управляющая информация и т.п., описанная ниже). Когда требуется управляющая информация и т.п. (например, CRC (контроль циклическим избыточным кодом), параметр передачи) для того, чтобы выполнять кодирование с использованием блочного кода, число битов, составляющих (кодированный) блок кодирования, может быть суммой числа битов, составляющих блочный код, и числа битов управляющей информации и т.п.

[0626] Фиг.34 показывает изменение числа символов и временных квантов, требуемых для одного (кодированного) блока кодирования, когда используется блочный код. Фиг.34 показывает изменение числа символов и временных квантов, требуемых для одного (кодированного) блока кодирования, когда используется блочный код в случае, если передаются два потока s1 и s2, и передающее устройство имеет один кодер, как показано в передающем устройстве, описанном выше (следует отметить, что в этом случае, передача с одной несущей или передача с несколькими несущими, такая как OFDM, может быть использована в качестве системы передачи).

Как показано на фиг.34, допустим, что число битов, составляющих один (кодированный) блок кодирования в блочном коде, равно 6000 битов. Чтобы передавать 6000 битов, требуются 3000 символов, 1500 символов и 1000 символов, когда схема модуляции представляет собой QPSK, 16QAM и 64QAM, соответственно.

[0627] Поскольку два потока должны быть одновременно переданы в вышеупомянутом передающем устройстве, когда схема модуляции представляет собой QPSK, 1500 символов выделяются s1, и оставшиеся символы 1500 года выделяются s2 из вышеуказанных 3000 символов. Следовательно, 1500 временных квантов (называемых временными квантами) требуются для того, чтобы передавать 1500 символов посредством s1 и передавать 1500 символов посредством s2.

[0628] С учетом идентичных соображений, требуются 750 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один (кодированный) блок кодирования, когда схема модуляции представляет собой 16QAM, и требуются 500 временных квантов для того, чтобы передавать все биты, составляющие один блок, когда схема модуляции представляет собой 64QAM.

Затем рассматривается случай, в котором передающее устройство передает модулированные сигналы, имеющие структуру кадра, показанную на фиг.71A и 71B. Фиг.71A показывает структуру кадра во временной и в частотной области для модулированного сигнала z'1 или z1 (передаваемого посредством антенны 312A). Фиг.71B показывает структуру кадра во временной и в частотной области для модулированного сигнала z2 (передаваемого посредством антенны 312B). В этом случае, модулированный сигнал z'1 или z1 и модулированный сигнал z2 предположительно должны занимать идентичную частоту (полосу пропускания), и модулированный сигнал z'1 или z1 и модулированный сигнал z2 предположительно должны существовать одновременно.

[0629] Как показано на фиг.71A, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) в интервале A. Преамбула является символом для передачи управляющей информации партнеру по связи и предположительно должна включать в себя информацию относительно схемы модуляции для передачи первого (кодированного) блока кодирования и второго (кодированного) блока кодирования. Передающее устройство должно передавать первый (кодированный) блок кодирования в интервале B. Передающее устройство должно передавать второй (кодированный) блок кодирования в интервале C.

[0630] Передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) в интервале D. Преамбула является символом для передачи управляющей информации партнеру по связи и предположительно должна включать в себя информацию относительно схемы модуляции для передачи третьего (кодированного) блока кодирования, четвертого (кодированного) блока кодирования и т.д. Передающее устройство должно передавать третий (кодированный) блок кодирования в интервале E. Передающее устройство должно передавать четвертый (кодированный) блок кодирования в интервале F.

[0631] Как показано на фиг.71B, передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) в интервале A. Преамбула является символом для передачи управляющей информации партнеру по связи и предположительно должна включать в себя информацию относительно схемы модуляции для передачи первого (кодированного) блока кодирования и второго (кодированного) блока кодирования. Передающее устройство должно передавать первый (кодированный) блок кодирования в интервале B. Передающее устройство должно передавать второй (кодированный) блок кодирования в интервале C.

[0632] Передающее устройство передает преамбулу (управляющий символ) в интервале D. Преамбула является символом для передачи управляющей информации партнеру по связи и предположительно должна включать в себя информацию относительно схемы модуляции для передачи третьего (кодированного) блока кодирования, четвертого (кодированного) блока кодирования и т.д. Передающее устройство должно передавать третий (кодированный) блок кодирования в интервале E. Передающее устройство должно передавать четвертый (кодированный) блок кодирования в интервале F.

[0633] Фиг.72 показывает число временных квантов, используемых, когда передаются (кодированные) блоки кодирования, как показано на фиг.34, и, в частности, когда 16QAM используется в качестве схемы модуляции в первом (кодированном) блоке кодирования. Чтобы передавать первый (кодированный) блок кодирования, требуются 750 временных квантов.

Аналогично, фиг.100 показывает число временных квантов, используемых, когда QPSK используется в качестве схемы модуляции во втором (кодированном) блоке кодирования. Чтобы передавать второй (кодированный) блок кодирования, требуются 1500 временных квантов.

[0634] Фиг.73 показывает число временных квантов, используемых, когда передается (кодированный) блок кодирования, как показано на фиг.34, и, в частности, когда QPSK используется в качестве схемы модуляции в третьем (кодированном) блоке кодирования. Чтобы передавать третий (кодированный) блок кодирования, требуются 1500 временных квантов.

Как пояснено в этом описании, рассматривается случай, в котором изменение фазы не выполняется для модулированного сигнала z1, т.е. модулированного сигнала, передаваемого посредством антенны 312A, и выполняется для модулированного сигнала z2, т.е. модулированного сигнала, передаваемого посредством антенны 312B. В этом случае, фиг.72 и 73 показывают схему выполнения изменения фазы.

[0635] Во-первых, допустим, что семь различных значений изменения фазы подготавливаются для того, чтобы выполнять изменение фазы, и упоминаются как #0, #1, #2, #3, #4, #5 и #6. Значения изменения фазы должны использоваться регулярно и циклически. Другими словами, значения изменения фазы должны регулярно и циклически изменяться в таком порядке, как #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, ....

[0636] Во-первых, как показано на фиг.72, 750 временных квантов существуют в первом (кодированном) блоке кодирования. Следовательно, начиная с #0 значения изменения фазы размещаются в порядке #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, ..., #4, #5, #6, #0, и в конце используется #0 для 750-ого временного кванта.

Затем, значения изменения фазы должны применяться к каждому временному кванту во втором (кодированном) блоке кодирования. Поскольку это описание приведено при условии, что значения изменения фазы применяются к многоадресной связи и к широковещательной передаче, одна возможность состоит в том, что терминалу приема не требуется первый (кодированный) блок кодирования, и он извлекает только второй (кодированный) блок кодирования. В таком случае, даже когда значение #0 изменения фазы используется для того, чтобы передавать последний временной квант в первом (кодированном) блоке кодирования, значение #1 изменения фазы используется сначала для того, чтобы передавать второй (кодированный) блок кодирования. В этом случае, следующие две схемы рассматриваются:

(a) Вышеуказанный терминал отслеживает то, как передается первый (кодированный) блок кодирования, т.е. терминал отслеживает шаблон значения изменения фазы, используемый для того, чтобы передавать последний временной квант в первом (кодированном) блоке кодирования, и оценивает значение изменения фазы, которое должно использоваться для того, чтобы передавать первый временной квант во втором (кодированном) блоке кодирования; и

(b) Передающее устройство передает информацию относительно значения изменения фазы, используемого для того, чтобы передавать первый временной квант во втором (кодированном) блоке кодирования без выполнения (a).

В случае (a), поскольку терминал должен отслеживать передачу первого (кодированного) блока кодирования, потребление мощности возрастает. В случае (b) уменьшается эффективность передачи данных.

[0637] Следовательно, существует запас для улучшения выделения матриц предварительного кодирования, как описано выше. Чтобы разрешать вышеуказанные проблемы, предлагается схема фиксации значения изменения фазы, используемого для того, чтобы передавать первый временной квант в каждом (кодированном) блоке кодирования. Следовательно, как показано на фиг.72, значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать первый временной квант во втором (кодированном) блоке кодирования, задается равным #0, аналогично значению изменения фазы, используемому для того, чтобы передавать первый временной квант в первом (кодированном) блоке кодирования.

[0638] Аналогично, как показано на фиг.73, значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать первый временной квант в третьем (кодированном) блоке кодирования, задается равным не #3, а #0, аналогично значению изменения фазы, используемому для того, чтобы передавать первый временной квант в первом (кодированном) блоке кодирования и во втором (кодированном) блоке кодирования.

Посредством использования вышеуказанной схемы получается преимущество снижения остроты проблем, возникающих в (a) и (b).

[0639] Следует отметить, что в настоящем варианте осуществления описывается схема инициализации значений изменения фазы в каждом (кодированном) блоке кодирования, т.е. схема, в которой задается фиксированно равным #0 значение изменения фазы, используемое для того, чтобы передавать первый временной квант в каждом (кодированном) блоке кодирования. Тем не менее, в качестве другой схемы значения изменения фазы могут быть инициализированы в единицах кадров. Например, в символе для передачи преамбулы и информации после передачи управляющего символа, значение изменения фазы, используемое в первом временном кванте, может задаваться фиксированно равным #0.

[0640] Например, на фиг.71, кадр интерпретируется как начинающийся с преамбулы, первый (кодированный) блок кодирования в первом кадре является первым (кодированным) блоком кодирования, и первый (кодированный) блок кодирования во втором кадре является третьим (кодированным) блоком кодирования. Это иллюстрирует случай, в котором "значение изменения фазы, используемое в первом временном кванте, может задаваться фиксированно равным (#0) в единицах кадров", как описано выше, с использованием фиг.72 и 73.

[0641] Далее описывается случай, в котором вышеуказанная схема применяется к широковещательной системе, которая использует DVB-T2-стандарт. Во-первых, описывается структура кадра для широковещательной системы согласно DVB-T2-стандарту.

Фиг.74 является кратким представлением структуры кадра сигнала, передаваемого посредством широковещательной станции согласно DVB-T2-стандарту. Согласно DVB-T2-стандарту, используется OFDM-схема. Таким образом, кадры структурируются во временной и в частотной областях. Фиг.74 показывает структуру кадра во временной и в частотной областях. Кадр состоит из служебных данных (7401) P1, априорных служебных данных (7402) L1, апостериорных служебных данных (7403) L1, общего PLP (7404) и PLP #1-#N (7405_1-7405_N) (PLP: конвейер физического уровня). (Здесь, априорные служебные данные (7402) L1 и апостериорные служебные данные (7403) L1 упоминаются как P2-символы). Как описано выше, кадр, состоящий из служебных данных (7401) P1, априорных служебных данных (7402) L1, апостериорных служебных данных (7403) L1, общего PLP (7404) и PLP #1-#N (7405_1-7405_N), упоминается как T2-кадр, который является единицей структуры кадра.

[0642] Служебные данные (7401) P1 представляют собой символ для использования посредством приемного устройства для обнаружения сигналов и частотной синхронизации (включающей в себя оценку сдвига частоты). Кроме того, служебные данные (7401) P1 передают информацию, включающую в себя информацию, указывающую размер FFT (быстрого преобразования Фурье), и информацию, указывающую, что из SISO (с одним входом и одним выходом) и MISO (со многими входами и одним выходом) используется для того, чтобы передавать модулированный сигнал. (SISO-схема служит для передачи одного модулированного сигнала, тогда как MISO-схема служит для передачи множества модулированных сигналов с использованием пространственно-временных блочных кодов, показанных в непатентных документах 9, 16 и 17).

Априорные служебные данные (7402) L1 передают информацию, включающую в себя: информацию относительно защитного интервала, используемого в передаваемых кадрах; информацию относительно способа обработки сигналов для уменьшения PAPR (отношения пиковой мощности к средней мощности); информацию относительно схемы модуляции, схемы коррекции ошибок (FEC: прямая коррекция ошибок) и скорости кодирования схемы коррекции ошибок, используемых при передаче апостериорных служебных данных L1; информацию относительно размера апостериорных служебных данных L1 и размер информации; информацию относительно шаблона пилотных сигналов; информацию относительно уникального номера (частотной области) соты; и информацию, указывающую то, какой из обычного режима и расширенного режима (соответствующие режимы отличаются по числу поднесущих, используемых при передаче данных) используется.

[0643] Апостериорные служебные данные (7403) L1 передают информацию, включающую в себя: информацию относительно числа PLP; информацию относительно используемой частотной области; информацию относительно уникального номера каждого PLP; информацию относительно схемы модуляции, схемы коррекции ошибок, скорости кодирования схемы коррекции ошибок, используемых при передаче PLP; и информацию относительно числа блоков, передаваемых в каждом PLP.

[0644] Общий PLP (7404) и PLP #1-#N (7405_1-7405_N) являются полями, используемыми для передачи данных.

В структуре кадра, показанной на фиг.74, служебные данные (7401) P1, априорные служебные данные (7402) L1, апостериорные служебные данные (7403) L1, общий PLP (7404) и PLP #1-#N (7405_1-7405_N) проиллюстрированы как передаваемые посредством временного разделения. Тем не менее, на практике одновременно присутствуют два или более сигналов. Фиг.75 показывает такой пример. Как показано на фиг.75, априорные служебные данные L1, апостериорные служебные данные L1 и общий PLP могут присутствовать одновременно, и PLP #1 и PLP #2 могут присутствовать одновременно. Иными словами, сигналы составляют кадр с использованием как временного разделения, так и частотного разделения.

[0645] Фиг.76 показывает пример структуры передающего устройства, полученной посредством применения схем изменения фазы для выполнения изменения фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот) к передающему устройству, совместимому с DVB-T2-стандартом (т.е. к передающему устройству широковещательной станции). Формирователь 7602 PLP-сигналов принимает передаваемые PLP-данные (передаваемые данные для множества PLP) 7601 и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, выполняет преобразование каждого PLP согласно схеме коррекции ошибок и схеме модуляции, указываемой для PLP посредством информации, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит (квадратурный) сигнал 7603 в полосе модулирующих частот, переносящий множество PLP.

[0646] Формирователь 7605 сигналов P2-символов принимает передаваемые данные 7604 P2-символов и управляющий сигнал 7609 в качестве ввода, выполняет преобразование согласно схеме коррекции ошибок и схеме модуляции, указываемой для каждого P2-символа посредством информации, включенной в управляющий сигнал 7609, и выводит (квадратурный) сигнал 7606 в полосе модулирующих частот, переносящий P2-символы.

Формирователь 7608 управляющих сигналов принимает передаваемые данные 7607 P1-символов и передаваемые данные 7604 P2-символов в качестве ввода и затем выводит, в качестве управляющего сигнала 7609, информацию относительно схемы передачи (схему коррекции ошибок, скорость кодирования коррекции ошибок, схему модуляции, длину блока, структуру кадра, выбранные схемы передачи, включающие в себя схему передачи, которая регулярно перескакивает между матрицами предварительного кодирования, схему вставки пилотных символов, IFFT (обратное быстрое преобразование Фурье)/FFT, способ уменьшения PAPR и схему вставки защитных интервалов) каждой группы символов, показанной на фиг.74 (служебные данные (7401) P1, априорные служебные данные (7402) L1, апостериорные служебные данные (7403) L1, общий PLP (7404), PLP #1-#N (7405_1-7405_N)).

[0647] Конфигуратор 7610 кадров принимает, в качестве ввода, сигнал 7603 в полосе модулирующих частот, переносящий PLP, сигнал 7606 в полосе модулирующих частот, переносящий P2-символы, и управляющий сигнал 7609. При приеме ввода конфигуратор 7610 кадров изменяет порядок входных данных в частотной области и временной области на основе информации относительно структуры кадра, включенной в управляющий сигнал, и выводит (квадратурный) сигнал 7611_1 в полосе модулирующих частот, соответствующий потоку 1 (сигнал после преобразования, т.е. сигнал в полосе модулирующих частот на основе схемы модуляции, которая должна быть использована), и (квадратурный) сигнал 7611_2 в полосе модулирующих частот, соответствующий потоку 2 (сигнал после преобразования, т.е. сигнал в полосе модулирующих частот на основе схемы модуляции, которая должна быть использована), оба из которых в соответствии со структурой кадра.

[0648] Процессор 7612 сигналов принимает, в качестве ввода, сигнал 7611_1 в полосе модулирующих частот, соответствующий потоку 1, сигнал 7611_2 в полосе модулирующих частот, соответствующий потоку 2, и управляющий сигнал 7609 и выводит модулированный сигнал 1 (7613_1) и модулированный сигнал 2 (7613_2), полученные в качестве результата обработки сигналов, на основе схемы передачи, указываемой посредством информации, включенной в управляющий сигнал 7609.

Отличительный признак, отмеченный здесь, заключается в следующем. Иными словами, когда выбирается схема передачи, которая выполняет изменение фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот), процессор сигналов выполняет изменение фазы для сигналов после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот) способом, аналогичным фиг.6, 25, 26, 27, 28, 29 и 69. Таким образом, обработанные сигналы, получаемые таким образом, являются модулированным сигналом 1 (7613_1) и модулированным сигналом 2 (7613_2), полученными в качестве результата обработки сигналов.

[0649] Модуль 7614_1 вставки пилотных сигналов принимает, в качестве ввода, модулированный сигнал 1 (7613_1), полученный в качестве результата обработки сигналов, и управляющий сигнал 7609, вставляет пилотные символы в принимаемый модулированный сигнал 1 (7613_1) и выводит модулированный сигнал 7615_1, полученный в качестве результата вставки пилотных сигналов. Следует отметить, что вставка пилотных символов выполняется на основе информации, указывающей схему вставки пилотных символов, включающую в себя управляющий сигнал 7609.

Модуль 7614_2 вставки пилотных сигналов принимает, в качестве ввода, модулированный сигнал 2 (7613_2), полученный в качестве результата обработки сигналов, и управляющий сигнал 7609, вставляет пилотные символы в принимаемый модулированный сигнал 2 (7613_2) и выводит модулированный сигнал 7615_2, полученный в качестве результата вставки пилотных символов. Следует отметить, что вставка пилотных символов выполняется на основе информации, указывающей схему вставки пилотных символов, включающую в себя управляющий сигнал 7609.

[0650] Модуль 7616_1 IFFT (обратного быстрого преобразования Фурье) принимает, в качестве ввода, модулированный сигнал 7615_1, полученный в качестве результата вставки пилотных символов, и управляющий сигнал 7609, и применяет IFFT на основе информации относительно IFFT-способа, включенного в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7617_1, полученный в качестве результата IFFT.

IFFT-модуль 7616_2 принимает, в качестве ввода, модулированный сигнал 7615_2, полученный в качестве результата вставки пилотных символов, и управляющий сигнал 7609, и применяет IFFT на основе информации относительно IFFT-способа, включенного в управляющий сигнал 7609, и выводит сигнал 7617_2, полученный в качестве результата IFFT.

[0651] Модуль 7618_1 уменьшения PAPR принимает, в качестве ввода, сигнал 7617_1, полученный в качестве результата IFFT, и управляющий сигнал 7609, выполняет обработку, чтобы уменьшать PAPR, для принимаемого сигнала 7617_1 и выводит сигнал 7619_1, полученный в качестве результата обработки уменьшения PAPR. Следует отметить, что обработка уменьшения PAPR выполняется на основе информации относительно уменьшения PAPR, включенной в управляющий сигнал 7609.

Модуль 7618_2 уменьшения PAPR принимает, в качестве ввода, сигнал 7617_2, полученный в качестве результата IFFT, и управляющий сигнал 7609, выполняет обработку, чтобы уменьшать PAPR, для принимаемого сигнала 7617_2 и выводит сигнал 7619_2, полученный в качестве результата обработки уменьшения PAPR. Следует отметить, что обработка уменьшения PAPR выполняется на основе информации относительно уменьшения PAPR, включенной в управляющий сигнал 7609.

[0652] Модуль 7620_1 вставки защитных интервалов принимает, в качестве ввода, сигнал 7619_1, полученный в качестве результата обработки уменьшения PAPR, и управляющий сигнал 7609, вставляет защитные интервалы в принимаемый сигнал 7619_1 и выводит сигнал 7621_1, полученный в качестве результата вставки защитных интервалов. Следует отметить, что вставка защитных интервалов выполняется на основе информации относительно схемы вставки защитных интервалов, включенной в управляющий сигнал 7609.

Модуль 7620_2 вставки защитных интервалов принимает, в качестве ввода, сигнал 7619_2, полученный в качестве результата обработки уменьшения PAPR, и управляющий сигнал 7609, вставляет защитные интервалы в принимаемый сигнал 7619_2 и выводит сигнал 7621_2, полученный в качестве результата вставки защитных интервалов. Следует отметить, что вставка защитных интервалов выполняется на основе информации относительно схемы вставки защитных интервалов, включенной в управляющий сигнал 7609.

[0653] Модуль 7622 вставки P1-символов принимает, в качестве ввода, сигнал 7621_1, полученный в качестве результата вставки защитных интервалов, сигнал 7621_2, полученный в качестве результата вставки защитных интервалов, и передаваемые данные 7607 P1-символов, формирует сигнал P1-символа из передаваемых данных 7607 P1-символов, добавляет P1-символ к сигналу 7621_1, полученному в качестве результата вставки защитных интервалов, и добавляет P1-символ к сигналу 7621_2, полученному в качестве результата вставки защитных интервалов. Затем, модуль 7622 вставки P1-символов выводит сигнал 7623_1 как результат добавления P1-символа и сигнал 7623_2 как результат добавления P1-символа. Следует отметить, что сигнал P1-символа может добавляться к обоим сигналам 7623_1 и 7623_2 или к одному из сигналов 7623_1 и 7623_2. В случае если сигнал P1-символа добавляется к одному из сигналов 7623_1 и 7623_2, следует отметить следующее. Для целей описания, интервал сигнала, к которому добавляется P1-символ, упоминается как интервал P1-символа. Затем, сигнал, к которому не добавляется сигнал P1, включает в себя, в качестве сигнала в полосе модулирующих частот, нулевой сигнал в интервале, соответствующем интервалу P1-символа другого сигнала.

[0654] Беспроводной процессор 7624_1 принимает сигнал 7623_1, полученный в качестве результата обработки, связанной с P1-символом, и управляющий сигнал 7609, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, усиление и т.п., и выводит передаваемый сигнал 7625_1. Передаваемый сигнал 7625_1 затем выводится в качестве радиоволны из антенны 7626_1.

Беспроводной процессор 7624_2 принимает сигнал 7623_2, полученный в качестве результата обработки, связанной с P1-символом, и управляющий сигнал 7609, выполняет такую обработку, как преобразование частоты, усиление и т.п., и выводит передаваемый сигнал 7625_2. Передаваемый сигнал 7625_2 затем выводится в качестве радиоволны из антенны 7626_2.

[0655] Как описано выше, посредством группы из P1-символа, P2-символа и управляющего символа, информация относительно схемы передачи каждого PLP (например, схемы передачи для передачи одного модулированного сигнала, схемы передачи для выполнения изменения фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот)) и используемой схемы модуляции передается в терминал. В этом случае, если терминал извлекает только PLP, который требуется в качестве информации, чтобы выполнять демодуляцию (включающую в себя разделение сигналов и обнаружение сигналов) и декодирование с коррекцией ошибок, уменьшается потребление мощности терминала. Следовательно, как описано с использованием фиг.71-73, предлагается схема, в которой значение изменения фазы, используемое в первом временном кванте в PLP, передаваемом с использованием, в качестве схемы передачи, схемы передачи для регулярного выполнения изменения фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот), задается фиксированно равным (#0). Следует отметить, что схема PLP-передачи не ограничена схемами, описанными выше. Например, может приспосабливаться схема передачи с использованием пространственно-временных блочных кодов, раскрытая в непатентных документах 9, 16 и 17, или другая схема передачи.

[0656] Например, допустим, что широковещательная станция передает каждый символ, имеющий структуру кадра, как показано на фиг.74. В этом случае, в качестве примера, фиг.77 показывает структуру кадра в частотно-временной области, когда широковещательная станция передает PLP $1 (чтобы исключить путаницу, #1 заменен на $1) и PLP $K с использованием схемы передачи для выполнения изменения фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот).

[0657] Следует отметить, что в последующем описании, в качестве примера допустим, что семь значений изменения фазы подготавливаются в схеме передачи для выполнения изменения фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот) и упоминаются как #0, #1, #2, #3, #4, #5 и #6. Значения изменения фазы должны использоваться регулярно и циклически. Другими словами, значения изменения фазы должны регулярно и циклически изменяться в таком порядке, как #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, #0, #1, #2, #3, #4, #5, #6, ....

[0658] Как показано на фиг.77, временной квант (символ) в PLP $1 начинается во время T и несущая 3 (7701 на фиг.77) и завершается во время T+4 и несущая 4 (7702 на фиг.77) (см. фиг.77).

Другими словами, в PLP $1, первый временной квант является временем T и несущей 3, второй временной квант является временем T и несущей 4, третий временной квант является временем T и несущей 5, ..., седьмой временной квант является временем T+1 и несущей 1, восьмой временной квант является временем T+1 и несущей 2, девятый временной квант является временем T+1 и несущей 3, ..., четырнадцатый временной квант является временем T+1 и несущей 8, пятнадцатый временной квант является временем T+2 и несущей 0, ...,.

[0659] Временной квант (символ) в PLP $K начинается во время S и несущая 4 (7703 на фиг.77) и завершается во время S+8 и несущая 4 (7704 на фиг.77) (см. фиг.77).

Другими словами, в PLP $K, первый временной квант является временем S и несущей 4, второй временной квант является временем S и несущей 5, третий временной квант является временем S и несущей 6, ..., пятый временной квант является временем S и несущей 8, девятый временной квант является временем S+1 и несущей 1, десятый временной квант является временем S+1 и несущей 2, ..., шестнадцатый временной квант является временем S+1 и несущей 8, семнадцатый временной квант является временем S+2 и несущей 0, ....

[0660] Следует отметить, что информация относительно временного кванта, которая включает в себя информацию относительно первого временного кванта (символа) и последнего временного кванта (символа) в каждом PLP и используется посредством каждого PLP, передается посредством управляющего символа, включающего в себя группу из P1-символа, P2-символа и управляющего символа.

В этом случае, как описано с использованием фиг.71-73, первый временной квант в PLP $1, который является временем T и несущей 3 (7701 на фиг.77), подвергается изменению фазы с использованием значения #0 изменения фазы. Аналогично, первый временной квант в PLP $K, который является временем S и несущей 4 (7703 на фиг.77), подвергается изменению фазы с использованием значения #0 изменения фазы независимо от числа значений изменения фазы, используемых в последнем временном кванте в PLP $K-1, который является временем S и несущей 3 (7705 на фиг.77). (Тем не менее, как описано выше, предполагается, что предварительное кодирование (или переключение матриц предварительного кодирования и сигналов в полосе модулирующих частот) выполнено до того, как выполняется изменение фазы).

Кроме того, первый временной квант в другом PLP, переданный с использованием схемы передачи, которая выполняет изменение фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот), предварительно кодируется с использованием матрицы #0 предварительного кодирования.

[0661] Посредством использования вышеуказанной схемы получается преимущество снижения остроты проблем, описанных в вышеприведенном варианте D2 осуществления, возникающих в (a) и (b).

Естественно, приемное устройство извлекает необходимый PLP из информации относительно временного кванта, которая включается в управляющий символ, включающий в себя группу из P1-символа, P2-символа и управляющего символа, и используется посредством каждого PLP, чтобы выполнять демодуляцию (включающую в себя разделение сигналов и обнаружение сигналов) и декодирование с коррекцией ошибок. Приемное устройство распознает правило изменения фазы для регулярного выполнения изменения фазы сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот) заранее (когда существует множество правил, передающее устройство передает информацию относительно правила, которое должно быть использовано, и приемное устройство распознает используемое правило посредством получения передаваемой информации). Посредством синхронизации временного распределения правил переключения значений изменения фазы на основе номера первого временного кванта в каждом PLP, приемное устройство может выполнять демодуляцию символов информации (включающую в себя разделение сигналов и обнаружение сигналов).

[0662] Затем рассматривается случай, в котором широковещательная станция (базовая станция) передает модулированный сигнал, имеющий структуру кадра, показанную на фиг.78 (кадр, состоящий из групп символов, показанный на фиг.78, упоминается как основной кадр). На фиг.78, элементы, которые работают похожим способом с фиг.74, содержат идентичные ссылки с номерами. Отличительный признак заключается в том, что основной кадр разделяется на субкадр для передачи одного модулированного сигнала и субкадр для передачи множества модулированных сигналов, так что может легко выполняться управление усилением принимаемых сигналов. Следует отметить, что выражение "передача одного модулированного сигнала" также указывает, что формируется множество модулированных сигналов, которые являются идентичными одному модулированному сигналу, передаваемому из одной антенны, и сформированные сигналы передаются из соответствующих антенн.

[0663] На фиг.78, PLP #1 (7405_1)-PLP #N (7405_N) составляют субкадр 7800 для передачи одного модулированного сигнала. Субкадр 7800 состоит только из PLP и не включает в себя PLP для передачи множества модулированных сигналов. Кроме того, PLP $1 (7802_1)-PLP $M (7802_M) составляют субкадр 7801 для передачи множества модулированных сигналов. Субкадр 7801 состоит только из PLP и не включает в себя PLP для передачи одного модулированного сигнала.

[0664] В этом случае, как описано выше, когда вышеуказанная схема передачи для регулярного выполнения изменения фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот) используется в субкадре 7801, первый временной квант в PLP (PLP $1 (7802_1)-PLP $M (7802_M)) предположительно должен быть предварительно кодирован с использованием матрицы #0 предварительного кодирования (называется инициализацией матриц предварительного кодирования). Тем не менее, вышеуказанная инициализация матриц предварительного кодирования является нерелевантной для PLP, в котором другая схема передачи, например, одна из схемы передачи без выполнения изменения фазы, схемы передачи с использованием пространственно-временных блочных кодов и схемы передачи с использованием MIMO-системы с пространственным мультиплексированием (см. фиг.23), используется в PLP $1(7802_1)-PLP $М(7802_M).

[0665] Как показано на фиг.79, PLP $1 предположительно должен быть первым PLP в субкадре для передачи множества модулированных сигналов в X-ом основном кадре. Кроме того, PLP $1' предположительно должен быть первым PLP в субкадре для передачи множества модулированных сигналов в Y-ом основном кадре (Y не совпадает с X). Как PLP $1, так и PLP $1' предположительно должны использовать схему передачи для регулярного выполнения изменения фазы для сигнала после выполнения предварительного кодирования (либо после выполнения предварительного кодирования и переключения сигналов в полосе модулирующих частот). На фиг.79, элементы, которые работают похожим способом с фиг.77, содержат идентичные ссылки с номерами.

[0666] В этом случае, первый временной квант (7701 на фиг.79 (время T и несущая 3)) в PLP $1, который является первым PLP в субкадре для передачи множества модулированных сигналов в X-ом основном кадре, предположительно должен подвергаться изменению фазы с использованием значения #0 изменения фазы.

Аналогично, первый временной квант (7901 на фиг.79 (время T' и несущая 7)) в PLP $1', который является первым PLP в субкадре для передачи множества модулированных сигналов в Y-ом основном кадре, предположительно должен подвергаться изменению фазы с использованием значения #0 изменения фазы.

[0667] Как описано выше, в каждом основном кадре, первый временной квант в первом PLP в субкадре для передачи множества модулированных сигналов отличается посредством подвергания изменению фазы с использованием значения #0 изменения фазы.

Это также является важным, чтобы снижать остроту проблем, описанных в варианте D2 осуществления, возникающих в (a) и (b).

[0668] Следует отметить, что поскольку первый временной квант (7701 на фиг.79 (время T и несущая 3)) в PLP $1 предположительно должен подвергаться изменению фазы с использованием значения #0 изменения фазы, когда значение изменения фазы обновляется в частотно-временной области, временной квант во время T, несущая 4 подвергается изменению фазы с использованием значения #1 изменения фазы, временной квант во время T, несущая 5 подвергается изменению фазы с использованием значения изменения фазы #2, временной квант во время T, несущая 6 подвергается изменению фазы с использованием значения изменения фазы #3 и т.д.

[0669] Аналогично, следует отметить, что поскольку первый временной квант (7901 на фиг.79 (время T' и несущая 7)) в PLP $1 предположительно должен подвергаться изменению фазы с использованием значения #0 изменения фазы, когда значение изменения фазы обновляется в частотно-временной области, временной квант во время T', несущая 8 подвергается изменению фазы с использованием значения #1 изменения фазы, временной квант во время T'+1, несущая 1 подвергается изменению фазы с использованием значения изменения фазы #2, временной квант во время T'+2, несущая 1 подвергается изменению фазы с использованием значения изменения фазы #3, временной квант во время T'+3, несущая 1 подвергается изменению фазы с использованием значения изменения фазы #4 и т.д.

[0670] Следует отметить, что в настоящем варианте осуществления в качестве примеров рассматриваются случаи, в которых (i) используется передающее устройство на фиг.4, (ii) передающее устройство на фиг.4 является совместимым со схемой с несколькими несущими, такой как OFDM-схема, и (iii) один кодер и модуль распределения приспосабливаются в передающем устройстве на фиг.67 и передающем устройстве на фиг.70, как показано на фиг.4. Тем не менее, инициализация значений изменения фазы, описанная в настоящем варианте осуществления, также является применимой к случаю, в котором передаются два потока s1 и s2, и передающее устройство имеет два одиночных кодера, как показано в передающем устройстве на фиг.3, передающем устройстве на фиг.12, передающем устройстве на фиг.67 и передающем устройстве на фиг.70.

[0671] Передающие устройства, относящиеся к настоящему изобретению, как проиллюстрировано посредством фиг.3, 4, 12, 13, 51, 52, 67, 70, 76 и т.д., передают два модулированных сигнала, а именно, модулированный сигнал #1 и модулированный сигнал #2, по двум различным передающим антеннам. Средняя мощность передачи модулированных сигналов #1 и #2 может задаваться свободно. Например, когда два модулированных сигнала имеют различную среднюю мощность передачи, традиционная технология управления мощностью передачи, используемая в системах беспроводной передачи, может применяться к ним. Следовательно, средняя мощность передачи модулированных сигналов #1 и #2 может отличаться. В таких случаях, управление мощностью передачи может применяться к сигналам в полосе модулирующих частот (например, когда преобразование выполняется с использованием схемы модуляции) или может сразу выполняться посредством усилителя мощности перед антенной.

Вариант F1 осуществления

Схемы для регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, описанные в вариантах осуществления 1-4, варианте A1 осуществления, вариантах C1-C7 осуществления, вариантах D1-D3 осуществления и варианте E1 осуществления, являются применимыми к любым сигналам s1 и s2 в полосе модулирующих частот, преобразованным в IQ-плоскости. Следовательно, в вариантах осуществления 1-4, варианте A1 осуществления, вариантах C1-C7 осуществления, вариантах D1-D3 осуществления и варианте E1 осуществления, сигналы s1 и s2 в полосе модулирующих частот не описаны подробно. С другой стороны, когда схема для регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования применяется к сигналам s1 и s2 в полосе модулирующих частот, сформированным из кодированных с коррекцией ошибок данных, превосходное качество приема может достигаться посредством управления средней мощностью (средним значением) сигналов s1 и s2 в полосе модулирующих частот. В настоящем варианте осуществления, далее описывается схема задания средней мощности s1 и s2, когда схема для регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования применяется к сигналам s1 и s2 в полосе модулирующих частот, сформированным из кодированных с коррекцией ошибок данных.

[0672] В качестве примера, схемы модуляции для сигнала s1 в полосе модулирующих частот и сигнала s2 в полосе модулирующих частот описываются как QPSK и 16QAM, соответственно.

Поскольку схема модуляции для s1 представляет собой QPSK, s1 передает два бита в расчете на символ. Допустим, что два бита, которые должны быть переданы, упоминаются как b0 и b1. С другой стороны, поскольку схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, s2 передает четыре бита в расчете на символ. Допустим, что четыре бита, которые должны быть переданы, упоминаются как b2, b3, b4 и b5. Передающее устройство передает один временной квант, состоящий из одного символа для s1 и одного символа для s2, т.е. шесть битов b0, b1, b2, b3, b4 и b5 в расчете на временной квант.

[0673] Например, на фиг.80 в качестве примера схемы размещения сигнальных точек в IQ-плоскости для 16QAM, (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0) преобразуется в (I, Q)=(3×g, 3×g), (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 1) преобразуется в (I, Q)=(3×g, 1×g), (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 1, 0) преобразуется в (I, Q)=(1×g, 3×g), (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 1, 1) преобразуется в (I, Q)=(1×g, 1×g), (b2, b3, b4, b5)=(0, 1, 0, 0) преобразуется в (I, Q)=(3×g,-3×g), ..., (b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 0) преобразуется в (I, Q)=(-1×g,-3×g) и (b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1) преобразуется в (I, Q)=(-1×g,-1×g). Следует отметить, что b2-b5, показанные вверху справа на фиг.80, показывают биты и компоновку чисел, показанных на IQ-плоскости.

[0674] Кроме того, на фиг.81 в качестве примера схемы размещения сигнальных точек в IQ-плоскости для QPSK, (b0, b1)=(0, 0) преобразуется в (I, Q)=(1×h, 1×h), (b0, b1)=(0, 1) преобразуется в (I, Q)=(1×h,-1×h), (b0, b1)=(1, 0) преобразуется в (I, Q)=(-1×h, 1×h) и (b0, b1)=(1, 1) преобразуется в (I, Q)=(-1×h,-1×h). Следует отметить, что b0 и b1, показанные вверху справа на фиг.81, показывают биты и компоновку чисел, показанных на IQ-плоскости.

[0675] Здесь, допустим, что средняя мощность s1 равна средней мощности s2, т.е. h, показанный на фиг.81, представляется посредством формулы 78, и g, показанный на фиг.80, представляется посредством формулы 79.

[0676] Математическое выражение 78

(формула 78)

[0677] Математическое выражение 79

(формула 79)

[0678] Фиг.82 показывает логарифмическое отношение правдоподобия, полученное посредством приемного устройства в этом случае. Фиг.82 схематично показывает абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия для b0-b5, описанного выше, когда приемное устройство получает логарифмическое отношение правдоподобия. На фиг.82, 8200 является абсолютным значением логарифмического отношения правдоподобия для b0, 8201 является абсолютным значением логарифмического отношения правдоподобия для b1, 8202 является абсолютным значением логарифмического отношения правдоподобия для b2, 8203 является абсолютным значением логарифмического отношения правдоподобия для b3, 8204 является абсолютным значением логарифмического отношения правдоподобия для b4, и 8205 является абсолютным значением логарифмического отношения правдоподобия для b5. В этом случае, как показано на фиг.82, когда абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия для b0 и b1, передаваемых в QPSK, сравниваются с абсолютными значениями логарифмического отношения правдоподобия для b2-b5, передаваемых в 16QAM, абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия для b0 и b1 выше абсолютных значений логарифмического отношения правдоподобия для b2-b5. Иными словами, надежность b0 и b1 в приемном устройстве выше надежности b2-b5 в приемном устройстве. Это обусловлено следующей причиной. Когда h представляется посредством формулы 79 на фиг.80, минимальное евклидово расстояние между сигнальными точками в IQ-плоскости для QPSK следующее.

[0679] Математическое выражение 80

(формула 80)

[0680] С другой стороны, когда h представляется посредством формулы 78 на фиг.78, минимальное евклидово расстояние между сигнальными точками в IQ-плоскости для 16QAM следующее.

[0681] Математическое выражение 81

(формула 81)

[0682] Если приемное устройство выполняет декодирование с коррекцией ошибок (например, декодирование на основе доверительного распространения, к примеру, декодирование на основе сумм-произведений в случае, если система связи использует LDPC-коды) в таком случае, вследствие отличия по надежности в том, что "абсолютные значения логарифмического отношения правдоподобия для b0 и b1 выше абсолютных значений логарифмического отношения правдоподобия b2-b5", возникает такая проблема, что качество приема данных в приемном устройстве снижается вследствие влияния посредством абсолютных значений логарифмического отношения правдоподобия для b2-b5.

[0683] Чтобы преодолевать проблему, разность между абсолютными значениями логарифмического отношения правдоподобия для b0 и b1 и абсолютными значениями логарифмического отношения правдоподобия для b2-b5 должна быть уменьшена по сравнению с фиг.82, как показано на фиг.83.

Следовательно, считается, что средняя мощность (среднее значение) s1 задается так, что она отличается от средней мощности (среднего значения) s2. Фиг.84 и 85 показывает пример структуры процессора сигналов, связанной с модулем изменения мощности (хотя в данном документе упоминается как модуль изменения мощности, модуль изменения мощности может упоминаться как модуль изменения амплитуды или модуль взвешивания) и модулем взвешивания (предварительного кодирования). На фиг.84, элементы, которые работают похожим способом с фиг.3 и фиг.6, содержат идентичные ссылки с номерами. Кроме того, на фиг.85, элементы, которые работают похожим способом с фиг.3, фиг.6 и фиг.84, содержат идентичные ссылки с номерами.

[0684] Далее поясняются некоторые примеры операций модуля изменения мощности.

Пример 1

Во-первых, пример работы описывается с использованием фиг.84. Допустим, что s1(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы QPSK модуляции. Схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.81, и h является таким, как представлено посредством формулы 78. Кроме того, допустим, что s2(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции. Схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g является таким, как представлено посредством формулы 79. Следует отметить, что t является временем. В настоящем варианте осуществления, описание приводится с рассмотрением временной области в качестве примера.

[0685] Модуль (8401B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой u, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на u. Допустим, что u представляет собой вещественное число, и u>1,0. Посредством допущения того, что матрица предварительного кодирования, используемая в схеме регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, представляет собой F, и значение изменения фазы, используемое для регулярного выполнения изменения фазы представляет собой y(t), (y(t) может быть мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1, т.е. ejθ^(t), удовлетворяется следующая формула.

[0686] Математическое выражение 82

(формула 82)

[0687] Следовательно, отношение средней мощности для QPSK к средней мощности для 16QAM задается равным 1:u². При такой структуре, приемное устройство находится в состоянии приема, в котором получается абсолютное значение логарифмического отношения правдоподобия, показанного на фиг.83. Следовательно, качество приема данных повышается в приемном устройстве.

Далее описывается случай, в котором u в отношении средней мощности для QPSK к средней мощности для 16QAM 1:u² задается так, как показано в следующей формуле.

[0688] Математическое выражение 83

(формула 83)

[0689] В этом случае, минимальное евклидово расстояние между сигнальными точками в IQ-плоскости для QPSK и минимальное евклидово расстояние между сигнальными точками в IQ-плоскости для 16QAM могут быть идентичными. Следовательно, может достигаться превосходное качество приема.

Тем не менее, такое условие, что минимальные евклидовы расстояния между сигнальными точками в IQ-плоскости для двух различных схем модуляции уравновешиваются, является простым примером схемы задания отношения средней мощности для QPSK к средней мощности для 16QAM. Например, согласно другим условиям, таким как длина кода и скорость кодирования кода с коррекцией ошибок, используемого для кодов с коррекцией ошибок, превосходное качество приема может достигаться, когда значение u для изменения мощности задается равным значению (большему значению или меньшему значению), отличающемуся от значения, при котором уравновешиваются минимальные евклидовы расстояния между сигнальными точками в IQ-плоскости для двух различных схем модуляции. Чтобы увеличивать минимальное расстояние между вариантами сигнальных точек, полученными во время приема, рассматривается, например, схема задания значения u, как показано в следующей формуле.

[0690] Математическое выражение 84

(формула 84)

[0691] Тем не менее, значение задается надлежащим образом согласно условиям, требуемым системой. Это подробнее описывается ниже.

В традиционной технологии, управление мощностью передачи, в общем, выполняется на основе информации обратной связи от партнера по связи. Настоящее изобретение отличается тем, что мощность передачи управляется независимо от информации обратной связи от партнера по связи в настоящем варианте осуществления. Подробное описание приводится относительно этого аспекта.

[0692] Выше описано, что значение u для изменения мощности задается на основе управляющего сигнала (8400). Далее подробно описывается задание значения u для изменения мощности на основе управляющего сигнала (8400), чтобы повышать качество приема данных в приемном устройстве.

Пример 1-1

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно длине блока (числу битов, составляющих один (кодированный) блок кодирования, и также упоминается как длина кода) для кодирования с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество длин блоков для кодов с коррекцией ошибок.

[0693] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество длин блоков. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, длина блока которых выбирается из множества поддерживаемых длин блоков, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0694] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную длину блока для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Пример 1-1 отличается тем, что модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно выбранной длине блока, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значение для изменения мощности, заданное согласно длине X блока, упоминается как u_LX.

[0695] Например, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L3000. В этом случае, например, посредством задания u_L1000, u_L1500 и u_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Тем не менее, в зависимости от длины кода набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда длина кода изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_L1000=u_L1500. Важным является то, что два или более значений существуют в u_L1000, u_L1500 и u_L3000).

Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех длин кода, настоящее изобретение не ограничено этим. Важный момент состоит в том, что два или более значений для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности.

Пример 1-2

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно скорости кодирования для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество скоростей кодирования для кодов с коррекцией ошибок.

[0696] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество скоростей кодирования. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, скорость кодирования которых выбирается из множества поддерживаемых скоростей кодирования, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0697] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную скорость кодирования для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Пример 1-2 отличается тем, что модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно выбранной скорости кодирования, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значение для изменения мощности, заданное согласно скорости rx кодирования, упоминается как u_rX.

[0698] Например, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r3. В этом случае, например, посредством задания u_r1, u_r2 и u_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой скорости кодирования. Тем не менее, в зависимости от скорости кодирования набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда скорость кодирования изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_r1=u_r2. Важным является то, что два или более значений существуют в u_r1, u_r2 и u_r3).

Следует отметить, что в качестве примеров r1, r2 и r3, описанных выше, рассматриваются скорости кодирования 1/2, 2/3 и 3/4, когда код с коррекцией ошибок является LDPC-кодом.

[0699] Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех скоростей кодирования, настоящее изобретение не ограничено этим. Важный момент состоит в том, что два или более значений для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности.

Пример 1-3

Чтобы приемное устройство достигало превосходного качества приема данных, важно реализовывать следующее.

[0700] Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно схеме модуляции, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество схем модуляции.

Здесь, в качестве примера рассматривается случай, в котором схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как QPSK, и схема модуляции для s2 изменяется с 16QAM на 64QAM посредством управляющего сигнала (или может задаваться как 16QAM или 64QAM). Следует отметить, что в случае, если схема модуляции для s2(t) представляет собой 64QAM, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.86. На фиг.86, k представляется посредством следующей формулы.

[0701] Математическое выражение 85

(формула 85)

[0702] Посредством выполнения преобразования таким образом, средняя мощность, полученная, когда h на фиг.81 для QPSK представляется посредством формулы 78, становится равной средней мощности, полученной, когда g на фиг.80 для 16QAM представляется посредством формулы 79. При преобразовании в 64QAM значения I и Q определяются из ввода шести битов. В этом отношении, преобразование в 64QAM может выполняться аналогично преобразованию в QPSK и 16QAM.

[0703] Другими словами, на фиг.86 в качестве примера схемы размещения сигнальных точек в IQ-плоскости для 64QAM, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 0, 0) преобразуется в (I, Q)=(7×k, 7×k), (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 0, 1) преобразуется в (I, Q)=(7×k, 5×k), (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 1, 0) преобразуется в (I, Q)=(5×k, 7×k), (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 1, 1) преобразуется в (I, Q)=(5×k, 5×k), (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 1, 0, 0) преобразуется в (I, Q)=(7×k, 1×k), ..., (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1, 1, 0) преобразуется в (I, Q)=(-3×k,-1×k) и (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1, 1, 1) преобразуется в (I, Q)=(-3×k,-3×k). Следует отметить, что b0-b5, показанные вверху справа на фиг.86, показывают биты и компоновку чисел, показанных на IQ-плоскости.

[0704] На фиг.84, модуль 8401B изменения мощности выполняет такое задание, что u=u₁₆, когда схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, и выполняет такое задание, что u=u₆₄, когда схема модуляции для s2 представляет собой 64QAM. В этом случае, вследствие взаимосвязи между минимальными евклидовыми расстояниями, посредством задания так, что u₁₆<u₆₄, превосходное качество приема данных получается в приемном устройстве, когда схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM или 64QAM.

[0705] Следует отметить, что в вышеприведенном описании, "схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как QPSK". Также считается, что схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как QPSK. В этом случае, изменение мощности предположительно не должно выполняться для фиксированной схемы модуляции (здесь, QPSK) и должно выполняться для множества схем модуляции, которые могут задаваться (здесь, 16QAM и 64QAM). Другими словами, в этом случае, передающее устройство имеет не структуру, показанную на фиг.84, а имеет структуру, в которой модуль 8401B изменения мощности исключается из структуры на фиг.84, и модуль изменения мощности предоставляется на стороне s1(t). Когда фиксированная схема модуляции (здесь, QPSK) задается равной s2, удовлетворяется следующая формула 86.

[0706] Математическое выражение 86

(формула 86)

[0707] Когда схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как QPSK, и схема модуляции для s1 изменяется с 16QAM на 64QAM (задается как 16QAM или 64QAM), должна удовлетворяться взаимосвязь u₁₆<u₆₄ (следует отметить, что умноженное значение для изменения мощности в 16QAM составляет u₁₆, умноженное значение для изменения мощности в 64QAM составляет u₆₄, и изменение мощности не выполняется в QPSK).

Кроме того, когда набор из схемы модуляции для s1 и схемы модуляции для s2 может задаваться равным любому из набора из QPSK и 16QAM, набора 16QAM и QPSK, набора из QPSK и 64QAM и набора из 64QAM и QPSK, должна удовлетворяться взаимосвязь u₁₆<u₆₄.

[0708] Далее описывается случай, в котором обобщается вышеприведенное описание.

Допустим, что схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-составляет c. Кроме того, допустим, что схема модуляции для s2 задается как схема A модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет a, или схема B модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет b (a>b>c) (тем не менее, допустим, что средняя мощность (среднее значение) для s2 в схеме A модуляции равна средней мощности (среднему значению) для s2 в схеме B модуляции).

В этом случае, значение для изменения мощности, заданное, когда схема A модуляции задается как схема модуляции для s2, составляет u_a. Кроме того, значение для изменения мощности, заданное, когда схема B модуляции задается как схема модуляции для s2, составляет u_b. В этом случае, когда удовлетворяется взаимосвязь u_b<u_a, превосходное качество приема данных получается в приемном устройстве.

[0709] Изменение мощности предположительно не должно выполняться для фиксированной схемы модуляции (здесь, схемы C модуляции) и должно выполняться для множества схем модуляции, которые могут задаваться (здесь, схем A и B модуляции). Когда схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, и схема модуляции для s1 изменяется со схемы A модуляции на схему B модуляции (задается как схема A или B модуляции), должна удовлетворяться взаимосвязь u_b<u_a. Кроме того, когда набор из схемы модуляции для s1 и схемы модуляции для s2 может задаваться равным любому из набора из схемы C модуляции и схемы A модуляции, набора из схемы A модуляции и схемы C модуляции, набора из схемы C модуляции и схемы B модуляции и набора из схемы B модуляции и схемы C модуляции, должна удовлетворяться взаимосвязь u_b<u_a.

Пример 2

Далее описывается пример работы, отличающейся от работы, описанной в примере 1, с использованием фиг.84. Допустим, что s1(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции. Схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.86, и k является таким, как представлено посредством формулы 85. Кроме того, допустим, что s2(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции. Схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g является таким, как представлено посредством формулы 79. Следует отметить, что t является временем. В настоящем варианте осуществления, описание приводится с рассмотрением временной области в качестве примера.

[0710] Модуль (8401B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400, представляет собой u, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на u. Допустим, что u представляет собой вещественное число, и u<1,0. Посредством допущения того, что матрица предварительного кодирования, используемая в схеме регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, представляет собой F, и значение изменения фазы, используемое для регулярного выполнения изменения фазы представляет собой y(t), (y(t) может быть мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1, т.е. ejθ^(t), удовлетворяется формула 82.

[0711] Следовательно, отношение средней мощности для 64QAM к средней мощности для 16QAM задается равным 1:u². При такой структуре, приемное устройство находится в состоянии приема, показанном на фиг.83. Следовательно, качество приема данных повышается в приемном устройстве.

В традиционной технологии, управление мощностью передачи, в общем, выполняется на основе информации обратной связи от партнера по связи. Настоящее изобретение отличается тем, что мощность передачи управляется независимо от информации обратной связи от партнера по связи в настоящем варианте осуществления. Подробное описание приводится относительно этого аспекта.

[0712] Выше описано, что значение u для изменения мощности задается на основе управляющего сигнала (8400). Далее подробно описывается задание значения u для изменения мощности на основе управляющего сигнала (8400), чтобы повышать качество приема данных в приемном устройстве.

Пример 2-1

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно длине блока (числу битов, составляющих один (кодированный) блок кодирования, и также упоминается как длина кода) для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество длин блоков для кодов с коррекцией ошибок.

[0713] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество длин блоков. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, длина блока которых выбирается из множества поддерживаемых длин блоков, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0714] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную длину блока для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Пример 1-1 отличается тем, что модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно выбранной длине блока, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значение для изменения мощности, заданное согласно длине X блока, упоминается как u_LX.

[0715] Например, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L3000. В этом случае, например, посредством задания u_L1000, u_L1500 и u_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Тем не менее, в зависимости от длины кода набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда длина кода изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_L1000=u_L1500. Важным является то, что два или более значений существуют в u_L1000, u_L1500 и u_L3000).

Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех длин кода, настоящее изобретение не ограничено этим. Важный момент состоит в том, что два или более значений для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности.

Пример 2-2

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно скорости кодирования для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество скоростей кодирования для кодов с коррекцией ошибок.

[0716] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество скоростей кодирования. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, скорость кодирования которых выбирается из множества поддерживаемых скоростей кодирования, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0717] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную скорость кодирования для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Пример 1-2 отличается тем, что модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно выбранной скорости кодирования, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значение для изменения мощности, заданное согласно скорости rx кодирования, упоминается как u_rx.

[0718] Например, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r3. В этом случае, например, посредством задания u_r1, u_r2 и u_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой скорости кодирования. Тем не менее, в зависимости от скорости кодирования набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда скорость кодирования изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_r1=u_r2. Важным является то, что два или более значений существуют в u_r1, u_r2 и u_r3). Следует отметить, что в качестве примеров r1, r2 и r3, описанных выше, рассматриваются скорости кодирования 1/2, 2/3 и 3/4, когда код с коррекцией ошибок является LDPC-кодом.

[0719] Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех скоростей кодирования, настоящее изобретение не ограничено этим. Важный момент состоит в том, что два или более значений для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности.

Пример 2-3

Чтобы приемное устройство достигало превосходного качества приема данных, важно реализовывать следующее.

[0720] Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно схеме модуляции, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество схем модуляции.

Здесь, в качестве примера рассматривается случай, в котором схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 64QAM, и схема модуляции для s2 изменяется с 16QAM на QPSK посредством управляющего сигнала (или может задаваться как 16QAM или QPSK). В случае если схема модуляции для s1 представляет собой 64QAM, схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.86, и k представляется посредством формулы 85 на фиг.86. В случае если схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g представляется посредством формулы 79 на фиг.80. Кроме того, в случае, если схема модуляции для s2(t) представляет собой QPSK, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.81, и h представляется посредством формулы 78 на фиг.81.

[0721] Посредством выполнения преобразования таким образом, средняя мощность в 16QAM становится равной средней мощности (среднему значению) в QPSK.

На фиг.84, модуль 8401B изменения мощности выполняет такое задание, что u=u₁₆, когда схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, и выполняет такое задание, что u=u₄, когда схема модуляции для s2 представляет собой QPSK. В этом случае, вследствие взаимосвязи между минимальными евклидовыми расстояниями, посредством задания так, что u₄<u₁₆, превосходное качество приема данных получается в приемном устройстве, когда схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM или QPSK.

[0722] Следует отметить, что в вышеприведенном описании, схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 64QAM. Когда схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как 64QAM, и схема модуляции для s1 изменяется с 16QAM на QPSK (задается как 16QAM или QPSK), должна удовлетворяться взаимосвязь u₄<u₁₆ (должны учитываться идентичные соображения, что и в примере 1-3) (следует отметить, что умноженное значение для изменения мощности в 16QAM составляет u₁₆, умноженное значение для изменения мощности в QPSK составляет u₄, и изменение мощности не выполняется в 64QAM). Кроме того, когда набор из схемы модуляции для s1 и схемы модуляции для s2 может задаваться равным любому из набора из 64QAM и 16QAM, набора 16QAM и 64QAM, набора из 64QAM и QPSK и набора из QPSK и 64QAM, должна удовлетворяться взаимосвязь u₄<u₁₆.

[0723] Далее описывается случай, в котором обобщается вышеприведенное описание.

Допустим, что схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-составляет c. Кроме того, допустим, что схема модуляции для s2 задается как схема A модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет a, или схема B модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет b (c>b>a) (тем не менее, допустим, что средняя мощность (среднее значение) для s2 в схеме A модуляции равна средней мощности (среднему значению) для s2 в схеме B модуляции).

В этом случае, значение для изменения мощности, заданное, когда схема A модуляции задается как схема модуляции для s2, составляет u_a. Кроме того, значение для изменения мощности, заданное, когда схема B модуляции задается как схема модуляции для s2, составляет u_b. В этом случае, когда удовлетворяется взаимосвязь u_a<u_b, превосходное качество приема данных получается в приемном устройстве.

[0724] Изменение мощности предположительно не должно выполняться для фиксированной схемы модуляции (здесь, схемы C модуляции) и должно выполняться для множества схем модуляции, которые могут задаваться (здесь, схем A и B модуляции). Когда схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, и схема модуляции для s1 изменяется со схемы A модуляции на схему B модуляции (задается как схема A или B модуляции), должна удовлетворяться взаимосвязь u_a<u_b. Кроме того, когда набор из схемы модуляции для s1 и схемы модуляции для s2 может задаваться равным любому из набора из схемы C модуляции и схемы A модуляции, набора из схемы A модуляции и схемы C модуляции, набора из схемы C модуляции и схемы B модуляции и набора из схемы B модуляции и схемы C модуляции, должна удовлетворяться взаимосвязь u_a<u_b.

Пример 3

Далее описывается пример работы, отличающейся от работы, описанной в примере 1, с использованием фиг.84. Допустим, что s1(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции. Схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.80, и g является таким, как представлено посредством формулы 79. Допустим, что s2(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции. Схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.86, и k является таким, как представлено посредством формулы 85. Следует отметить, что t является временем. В настоящем варианте осуществления, описание приводится с рассмотрением временной области в качестве примера.

[0725] Модуль (8401B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой u, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции на u. Допустим, что u представляет собой вещественное число, и u>1,0. Посредством допущения того, что матрица предварительного кодирования, используемая в схеме регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, представляет собой F, и значение изменения фазы, используемое для регулярного выполнения изменения фазы представляет собой y(t), (y(t) может быть мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1, т.е. ejθ^(t), удовлетворяется формула 82.

[0726] Следовательно, отношение средней мощности для 16QAM к средней мощности для 64QAM задается равным 1:u². При такой структуре, приемное устройство находится в состоянии приема, показанном на фиг.83. Следовательно, качество приема данных повышается в приемном устройстве.

В традиционной технологии, управление мощностью передачи, в общем, выполняется на основе информации обратной связи от партнера по связи. Настоящее изобретение отличается тем, что мощность передачи управляется независимо от информации обратной связи от партнера по связи в настоящем варианте осуществления. Подробное описание приводится относительно этого аспекта.

[0727] Выше описано, что значение u для изменения мощности задается на основе управляющего сигнала (8400). Далее подробно описывается задание значения u для изменения мощности на основе управляющего сигнала (8400), чтобы повышать качество приема данных в приемном устройстве.

Пример 3-1

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно длине блока (числу битов, составляющих один (кодированный) блок кодирования, и также упоминается как длина кода) для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество длин блоков для кодов с коррекцией ошибок.

[0728] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество длин блоков. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, длина блока которых выбирается из множества поддерживаемых длин блоков, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0729] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную длину блока для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Пример 1-1 отличается тем, что модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно выбранной длине блока, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значение для изменения мощности, заданное согласно длине X блока, упоминается как u_LX.

[0730] Например, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L3000. В этом случае, например, посредством задания u_L1000, u_L1500 и u_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Тем не менее, в зависимости от длины кода набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда длина кода изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_L1000=u_L1500. Важным является то, что два или более значений существуют в u_L1000, u_L1500 и u_L3000).

Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех длин кода, настоящее изобретение не ограничено этим. Важный момент состоит в том, что два или более значений для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности.

Пример 3-2

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно скорости кодирования для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество скоростей кодирования для кодов с коррекцией ошибок.

[0731] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество скоростей кодирования. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, скорость кодирования которых выбирается из множества поддерживаемых скоростей кодирования, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0732] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную скорость кодирования для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Пример 1-2 отличается тем, что модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно выбранной скорости кодирования, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значение для изменения мощности, заданное согласно скорости rx кодирования, упоминается как u_rx.

[0733] Например, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r3. В этом случае, например, посредством задания u_r1, u_r2 и u_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой скорости кодирования. Тем не менее, в зависимости от скорости кодирования набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда скорость кодирования изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_r1=u_r2. Важным является то, что два или более значений существуют в u_r1, u_r2 и u_r3).

Следует отметить, что в качестве примеров r1, r2 и r3, описанных выше, рассматриваются скорости кодирования 1/2, 2/3 и 3/4, когда код с коррекцией ошибок является LDPC-кодом.

[0734] Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех скоростей кодирования, настоящее изобретение не ограничено этим. Важный момент состоит в том, что два или более значений для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности.

Пример 3-3

Чтобы приемное устройство достигало превосходного качества приема данных, важно реализовывать следующее.

[0735] Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно схеме модуляции, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество схем модуляции.

Здесь, в качестве примера рассматривается случай, в котором схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 16QAM, и схема модуляции для s2 изменяется с 64QAM на QPSK посредством управляющего сигнала (или может задаваться как 64QAM или QPSK). В случае если схема модуляции для s1 представляет собой 16QAM, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g представляется посредством формулы 79 на фиг.80. В случае если схема модуляции для s2 представляет собой 64QAM, схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.86, и k представляется посредством формулы 85 на фиг.86. Кроме того, в случае, если схема модуляции для s2(t) представляет собой QPSK, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.81, и h представляется посредством формулы 78 на фиг.81.

[0736] Посредством выполнения преобразования таким образом, средняя мощность в 16QAM становится равной средней мощности в QPSK.

На фиг.84, модуль 8401B изменения мощности выполняет такое задание, что u=u₆₄, когда схема модуляции для s2 представляет собой 64QAM, и выполняет такое задание, что u=u₄, когда схема модуляции для s2 представляет собой QPSK. В этом случае, вследствие взаимосвязи между минимальными евклидовыми расстояниями, посредством задания так, что u₄<u₆₄, превосходное качество приема данных получается в приемном устройстве, когда схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM или 64QAM.

[0737] Следует отметить, что в вышеприведенном описании, схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 16QAM. Когда схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как 16QAM, и схема модуляции для s1 изменяется с 64QAM на QPSK (задается как 64QAM или QPSK), должна удовлетворяться взаимосвязь u₄<u₆₄ (должны учитываться идентичные соображения, что и в примере 1-3) (следует отметить, что умноженное значение для изменения мощности в 64QAM составляет u₆₄, умноженное значение для изменения мощности в QPSK составляет u₄, и изменение мощности не выполняется в 16QAM). Кроме того, когда набор из схемы модуляции для s1 и схемы модуляции для s2 может задаваться равным любому из набора 16QAM и 64QAM, набора из 64QAM и 16QAM, набора 16QAM и QPSK и набора из QPSK и 16QAM, должна удовлетворяться взаимосвязь u₄<u₆₄.

[0738] Далее описывается случай, в котором обобщается вышеприведенное описание.

Допустим, что схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-составляет c. Кроме того, допустим, что схема модуляции для s2 задается как схема A модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет a, или схема B модуляции, в которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет b (c>b>a) (тем не менее, допустим, что средняя мощность (среднее значение) для s2 в схеме A модуляции равна средней мощности (среднему значению) для s2 в схеме B модуляции).

В этом случае, значение для изменения мощности, заданное, когда схема A модуляции задается как схема модуляции для s2, составляет u_a. Кроме того, значение для изменения мощности, заданное, когда схема B модуляции задается как схема модуляции для s2, составляет u_b. В этом случае, когда удовлетворяется взаимосвязь u_a<u_b, превосходное качество приема данных получается в приемном устройстве.

[0739] Изменение мощности предположительно не должно выполняться для фиксированной схемы модуляции (здесь, схемы C модуляции) и должно выполняться для множества схем модуляции, которые могут задаваться (здесь, схем A и B модуляции). Когда схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, и схема модуляции для s1 изменяется со схемы A модуляции на схему B модуляции (задается как схема A или B модуляции), должна удовлетворяться взаимосвязь u_a<u_b. Кроме того, когда набор из схемы модуляции для s1 и схемы модуляции для s2 может задаваться равным любому из набора из схемы C модуляции и схемы A модуляции, набора из схемы A модуляции и схемы C модуляции, набора из схемы C модуляции и схемы B модуляции и набора из схемы B модуляции и схемы C модуляции, должна удовлетворяться взаимосвязь u_a<u_b.

Пример 4

Случай, в котором изменение мощности выполняется для одной из схем модуляции для s1 и s2, описан выше. Далее описывается случай, в котором изменение мощности выполняется для обеих из схем модуляции для s1 и s2.

[0740] Пример работы описывается с использованием фиг.85. Допустим, что s1(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы QPSK модуляции. Схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.81, и h является таким, как представлено посредством формулы 78. Кроме того, допустим, что s2(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции. Схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g является таким, как представлено посредством формулы 79. Следует отметить, что t является временем. В настоящем варианте осуществления, описание приводится с рассмотрением временной области в качестве примера.

[0741] Модуль (8401A) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307A в полосе модулирующих частот для схемы QPSK модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой v, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402A), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307A в полосе модулирующих частот для схемы QPSK модуляции на v.

Модуль (8401B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой u, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на u. Затем, допустим, что u=v×w (w>1,0).

[0742] Посредством допущения того, что матрица предварительного кодирования, используемая в схеме регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, представляет собой F, и значение изменения фазы, используемое для регулярного выполнения изменения фазы представляет собой y(t), (y(t) может быть мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1, т.е. ejθ^(t), удовлетворяется формула 87, показанная ниже.

[0743] Математическое выражение 87

(формула 87)

[0744] Следовательно, отношение средней мощности для QPSK к средней мощности для 16QAM задается равным v²:u²=v²:v²×w²=1:w². При такой структуре, приемное устройство находится в состоянии приема, показанном на фиг.83. Следовательно, качество приема данных повышается в приемном устройстве.

Следует отметить, что в свете формулы 83 и формулы 84, фактическими примерами отношения средней мощности для QPSK к средней мощности для 16QAM считаются v²:u²=v²:v²×w²=1:w²=1:5 или v²:u²=v²:v²×w²=1:w²=1:2. Тем не менее, отношение задается надлежащим образом согласно условиям, требуемым системой.

[0745] В традиционной технологии, управление мощностью передачи, в общем, выполняется на основе информации обратной связи от партнера по связи. Настоящее изобретение отличается тем, что мощность передачи управляется независимо от информации обратной связи от партнера по связи в настоящем варианте осуществления. Подробное описание приводится относительно этого аспекта.

Выше описано, что значения v и u для изменения мощности задаются на основе управляющего сигнала (8400). Далее подробно описывается задание значений v и u для изменения мощности на основе управляющего сигнала (8400), чтобы повышать качество приема данных в приемном устройстве.

Пример 4-1

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно длине блока (числу битов, составляющих один (кодированный) блок кодирования, и также упоминается как длина кода) для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество длин блоков для кодов с коррекцией ошибок.

[0746] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество длин блоков. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, длина блока которых выбирается из множества поддерживаемых длин блоков, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0747] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную длину блока для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение v для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400). Аналогично, модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Настоящее изобретение отличается тем, что модули (8401A и 8401B) изменения мощности, соответственно, задают значения v и u для изменения мощности согласно выбранной длине блока, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значения для изменения мощности, заданные согласно длине X блока, упоминаются как v_LX и u_LX.

[0748] Например, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L3000.

[0749] С другой стороны, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L3000.

[0750] В этом случае, например, посредством задания v_L1000, v_L1500 и v_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Аналогично, посредством задания u_L1000, u_L1500 и u_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Тем не менее, в зависимости от длины кода набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда длина кода изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_L1000=u_L1500, и может удовлетворяться v_L1000=v_L1500. Важным является то, что два или более значений существуют в наборе v_L1000, v_L1500 и v_L3000, и что два или более значений существуют в наборе u_L1000, u_L1500 и u_L3000). Следует отметить, что как описано выше, v_LX и u_LX задаются так, что они удовлетворяют отношению средней мощности 1:w².

[0751] Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех длин кода, настоящее изобретение не ограничено этим. Один важный момент состоит в том, что два или более значений u_LX для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений u_LX для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности. Другой важный момент состоит в том, что два или более значений v_LX для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений v_LX для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности.

Пример 4-2

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно скорости кодирования для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество скоростей кодирования для кодов с коррекцией ошибок.

[0752] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество скоростей кодирования. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, скорость кодирования которых выбирается из множества поддерживаемых скоростей кодирования, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0753] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную скорость кодирования для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401A) изменения мощности задает значение v для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400). Аналогично, модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Настоящее изобретение отличается тем, что модули (8401A и 8401B) изменения мощности, соответственно, задают значения v и u для изменения мощности согласно выбранной скорости кодирования, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значения для изменения мощности, заданные согласно скорости rx кодирования, упоминаются как v_rx и u_rx.

[0754] Например, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r3.

Кроме того, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r3.

[0755] В этом случае, например, посредством задания v_r1, v_r2 и v_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Аналогично, посредством задания u_r1, u_r2 и u_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой скорости кодирования. Тем не менее, в зависимости от скорости кодирования набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда скорость кодирования изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться v_r1=v_r2, и может удовлетворяться u_r1=u_r2. Важным является то, что два или более значений существуют в наборе v_r1, v_r2 и v_r3, и что два или более значений существуют в наборе u_r1, u_r2 и u_r3). Следует отметить, что как описано выше, v_rX и u_rX задаются так, что они удовлетворяют отношению средней мощности 1:w².

[0756] Кроме того, следует отметить, что в качестве примеров r1, r2 и r3, описанных выше, рассматриваются скорости кодирования 1/2, 2/3 и 3/4, когда код с коррекцией ошибок является LDPC-кодом.

Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех скоростей кодирования, настоящее изобретение не ограничено этим. Один важный момент состоит в том, что два или более значений u_rx для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений u_rx для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности. Другой важный момент состоит в том, что два или более значений v_rX для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений v_rX для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности.

Пример 4-3

Чтобы приемное устройство достигало превосходного качества приема данных, важно реализовывать следующее.

[0757] Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно схеме модуляции, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество схем модуляции.

Здесь, в качестве примера рассматривается случай, в котором схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как QPSK, и схема модуляции для s2 изменяется с 16QAM на 64QAM посредством управляющего сигнала (или может задаваться как 16QAM или 64QAM). В случае если схема модуляции для s1 представляет собой QPSK, схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.81, и h представляется посредством формулы 78 на фиг.81. В случае если схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g представляется посредством формулы 79 на фиг.80. Кроме того, в случае, если схема модуляции для s2(t) представляет собой 64QAM, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.86, и h представляется посредством формулы 85 на фиг.86.

[0758] На фиг.85, когда схема модуляции для s1 представляет собой QPSK, и схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, допустим, что v=α и u=α×w16. В этом случае, отношение между средней мощностью QPSK и средней мощностью 16QAM составляет v²:u²=α²:α²×w₁₆ ²=1:w₁₆ ².

На фиг.85, когда схема модуляции для s1 представляет собой QPSK, и схема модуляции для s2 представляет собой 64QAM, допустим, что v=β и u=β×w₆₄. В этом случае, отношение между средней мощностью QPSK и средней мощностью 64QAM составляет v:u=β²:β²×w₆₄ ²=1:w₆₄ ². В этом случае, согласно взаимосвязи на основе минимального евклидова расстояния, приемное устройство достигает высокого качества приема данных, когда 1,0<w₁₆<w₆₄, независимо от того, представляет собой схема модуляции для s2 16QAM или 64QAM.

[0759] Следует отметить, что хотя в вышеприведенном описании "схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как QPSK", возможно то, что "схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как QPSK". В этом случае, изменение мощности предположительно не должно выполняться для фиксированной схемы модуляции (здесь, QPSK) и должно выполняться для множества схем модуляции, которые могут задаваться (здесь, 16QAM и 64QAM). Когда фиксированная схема модуляции (здесь, QPSK) задается равной s2, удовлетворяется следующая формула 88.

[0760] Математическое выражение 88

(формула 88)

[0761] При условии, что, даже когда "схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как QPSK, и схема модуляции для s1 изменяется с 16QAM на 64QAM (задается как 16QAM или 64QAM)", должно удовлетворяться 1,0<w₁₆<w₆₄. (Следует отметить, что значение, используемое для умножения для изменения мощности в случае 16QAM, составляет u=α×w₁₆, значение, используемое для умножения для изменения мощности в случае 64QAM, составляет u=β×w₆₄, значение, используемое для изменения мощности в случае QPSK, составляет v=α, когда выбираемая схема модуляции представляет собой 16QAM, и v=β, когда выбираемая схема модуляции представляет собой 64QAM). Кроме того, когда набор (схема модуляции для s1, схема модуляции для s2) может выбираться из наборов (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK), (QPSK, 64QAM) и (64QAM, QPSK), должно удовлетворяться 1,0<w₁₆<w₆₄.

[0762] Далее описывается случай, в котором обобщается вышеприведенное описание.

Для обобщения допустим, что схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-составляет c. Также допустим, что схема модуляции для s2 может выбираться из схемы A модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет a, и схемы B модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет b (a>b>c). В этом случае, когда схема модуляции для s2 задается как схема A модуляции, допустим, что отношение между средней мощностью схемы модуляции для s1, которая представляет собой схему C модуляции, и средней мощностью схемы модуляции для s2, которая представляет собой схему A модуляции, составляет 1:w_a ². Кроме того, когда схема модуляции для s2 задается как схема B модуляции, допустим, что отношение между средней мощностью схемы модуляции для s1, которая представляет собой схему C модуляции, и средней мощностью схемы модуляции для s2, которая представляет собой схему B модуляции, составляет 1:w_b ². Если это имеет место, приемное устройство достигает высокого качества приема данных, когда удовлетворяется w_b<w_a.

[0763] Следует отметить, что хотя "схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как C" в вышеприведенном описании, даже когда "схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, и схема модуляции для s1 изменяется со схемы A модуляции на схему B модуляции (задается как схема A модуляции или схема B модуляции), средние мощности должны удовлетворять w_b<w_a. (Если это имеет место, аналогично вышеприведенному описанию, когда средняя мощность схемы C модуляции равняется 1, средняя мощность схемы A модуляции составляет w_a ², и средняя мощность схемы B модуляции составляет w_b ²). Кроме того, когда набор (схема модуляции для s1, схема модуляции для s2) может выбираться из наборов (схема C модуляции, схема A модуляции), (схема A модуляции, схема C модуляции), (схема C модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема C модуляции), средние мощности должны удовлетворять w_b<w_a.

Пример 5

Далее описывается пример работы, отличающейся от работы, описанной в примере 4, с использованием фиг.85. Допустим, что s1(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции. Схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.86, и k является таким, как представлено посредством формулы 85. Кроме того, допустим, что s2(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции. Схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g является таким, как представлено посредством формулы 79. Следует отметить, что t является временем. В настоящем варианте осуществления, описание приводится с рассмотрением временной области в качестве примера.

[0764] Модуль (8401A) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307A в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой v, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402A), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307A в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции на v.

Модуль (8401B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой u, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на u. Затем, допустим, что u=v×w (w<1,0).

[0765] Посредством допущения того, что матрица предварительного кодирования, используемая в схеме регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, представляет собой F, и значение изменения фазы, используемое для регулярного выполнения изменения фазы представляет собой y(t), (y(t) может быть мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1, т.е. ejθ^(t), удовлетворяется формула 87, показанная выше.

Следовательно, отношение средней мощности для 64QAM к средней мощности для 16QAM задается равным v²:u²=v²:v²×w²=1:w². При такой структуре, приемное устройство находится в состоянии приема, показанном на фиг.83. Следовательно, качество приема данных повышается в приемном устройстве.

[0766] В традиционной технологии, управление мощностью передачи, в общем, выполняется на основе информации обратной связи от партнера по связи. Настоящее изобретение отличается тем, что мощность передачи управляется независимо от информации обратной связи от партнера по связи в настоящем варианте осуществления. Подробное описание приводится относительно этого аспекта.

Выше описано, что значения v и u для изменения мощности задаются на основе управляющего сигнала (8400). Далее подробно описывается задание значений v и u для изменения мощности на основе управляющего сигнала (8400), чтобы повышать качество приема данных в приемном устройстве.

Пример 5-1

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно длине блока (числу битов, составляющих один (кодированный) блок кодирования, и также упоминается как длина кода) для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество длин блоков для кодов с коррекцией ошибок.

[0767] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество длин блоков. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, длина блока которых выбирается из множества поддерживаемых длин блоков, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0768] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную длину блока для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение v для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400). Аналогично, модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Настоящее изобретение отличается тем, что модули (8401A и 8401B) изменения мощности, соответственно, задают значения v и u для изменения мощности согласно выбранной длине блока, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значения для изменения мощности, заданные согласно длине X блока, упоминаются как v_LX и u_LX.

[0769] Например, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L3000.

[0770] С другой стороны, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L3000.

[0771] В этом случае, например, посредством задания v_L1000, v_L1500 и v_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Аналогично, посредством задания u_L1000, u_L1500 и u_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Тем не менее, в зависимости от длины кода набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда длина кода изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_L1000=u_L1500, и может удовлетворяться v_L1000=v_L1500. Важным является то, что два или более значений существуют в наборе v_L1000, v_L1500 и v_L3000, и что два или более значений существуют в наборе u_L1000, u_L1500 и u_L3000). Следует отметить, что как описано выше, v_LX и u_LX задаются так, что они удовлетворяют отношению средней мощности 1:w².

[0772] Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех длин кода, настоящее изобретение не ограничено этим. Один важный момент состоит в том, что два или более значений u_LX для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений u_LX для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности. Другой важный момент состоит в том, что два или более значений v_LX для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений v_LX для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности.

Пример 5-2

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно скорости кодирования для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество скоростей кодирования для кодов с коррекцией ошибок.

[0773] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество скоростей кодирования. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, скорость кодирования которых выбирается из множества поддерживаемых скоростей кодирования, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0774] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную скорость кодирования для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401A) изменения мощности задает значение v для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400). Аналогично, модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Настоящее изобретение отличается тем, что модули (8401A и 8401B) изменения мощности, соответственно, задают значения v и u для изменения мощности согласно выбранной скорости кодирования, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значения для изменения мощности, заданные согласно скорости rx кодирования, упоминаются как v_rx и u_rx.

[0775] Например, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r3.

Кроме того, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r3.

[0776] В этом случае, например, посредством задания v_r1, v_r2 и v_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Аналогично, посредством задания u_r1, u_r2 и u_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой скорости кодирования. Тем не менее, в зависимости от скорости кодирования набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда скорость кодирования изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться v_r1=v_r2, и может удовлетворяться u_r1=u_r2. Важным является то, что два или более значений существуют в наборе v_r1, v_r2 и v_r3, и что два или более значений существуют в наборе u_r1, u_r2 и u_r3). Следует отметить, что как описано выше, v_rX и u_rX задаются так, что они удовлетворяют отношению средней мощности 1:w².

[0777] Кроме того, следует отметить, что в качестве примеров r1, r2 и r3, описанных выше, рассматриваются скорости кодирования 1/2, 2/3 и 3/4, когда код с коррекцией ошибок является LDPC-кодом.

Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех скоростей кодирования, настоящее изобретение не ограничено этим. Один важный момент состоит в том, что два или более значений u_rx для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений u_rx для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности. Другой важный момент состоит в том, что два или более значений v_rX для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений v_rX для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности.

Пример 5-3

Чтобы приемное устройство достигало превосходного качества приема данных, важно реализовывать следующее.

[0778] Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно схеме модуляции, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество схем модуляции.

Здесь, в качестве примера рассматривается случай, в котором схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 64QAM, и схема модуляции для s2 изменяется с 16QAM на QPSK посредством управляющего сигнала (или может задаваться как 16QAM или QPSK). В случае если схема модуляции для s1 представляет собой 64QAM, схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.86, и k представляется посредством формулы 85 на фиг.86. В случае если схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g представляется посредством формулы 79 на фиг.80. Кроме того, в случае, если схема модуляции для s2(t) представляет собой QPSK, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.81, и h представляется посредством формулы 78 на фиг.81.

[0779] На фиг.85, когда схема модуляции для s1 представляет собой 64QAM, и схема модуляции для s2 представляет собой 16QAM, допустим, что v=α и u=α×w₁₆. В этом случае, отношение между средней мощностью 64QAM и средней мощностью 16QAM составляет v²:u²=α²:α²×w₁₆ ²=1:w₁₆ ².

На фиг.85, когда схема модуляции для s1 представляет собой 64QAM, и схема модуляции для s2 представляет собой QPSK, допустим, что v=β и u=β×w₄. В этом случае, отношение между средней мощностью QPSK и средней мощностью 64QAM составляет v:u=β²:β²×w₄ ²=1:w₄ ². В этом случае, согласно взаимосвязи на основе минимального евклидова расстояния, приемное устройство достигает высокого качества приема данных, когда w₄<w₁₆<1,0, независимо от того, представляет собой схема модуляции для s2 16QAM или QPSK.

[0780] Следует отметить, что хотя в вышеприведенном описании "схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 64QAM", возможно то, что "схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как 64QAM, и схема модуляции для s1 изменяется с 16QAM на QPSK (задается как 16QAM или QPSK)", должно удовлетворяться w₄<w₁₆<1,0. (Идентично тому, что описано в примере 4-3). (Следует отметить, что значение, используемое для умножения для изменения мощности в случае 16QAM, составляет u=α×w₁₆, значение, используемое для умножения для изменения мощности в случае QPSK, составляет u=β×w₄, значение, используемое для изменения мощности в случае 64QAM, составляет v=α, когда выбираемая схема модуляции представляет собой 16QAM, и v=β, когда выбираемая схема модуляции представляет собой QPSK). Кроме того, когда набор (схема модуляции для s1, схема модуляции для s2) может выбираться из наборов (64QAM, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, QPSK) и (QPSK, 64QAM), должно удовлетворяться w₄<w₁₆<1,0.

[0781] Далее описывается случай, в котором обобщается вышеприведенное описание.

Для обобщения допустим, что схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-составляет c. Также допустим, что схема модуляции для s2 может выбираться из схемы A модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет a, и схемы B модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет b (c>b>a). В этом случае, когда схема модуляции для s2 задается как схема A модуляции, допустим, что отношение между средней мощностью схемы модуляции для s1, которая представляет собой схему C модуляции, и средней мощностью схемы модуляции для s2, которая представляет собой схему A модуляции, составляет 1:w_a ². Кроме того, когда схема модуляции для s2 задается как схема B модуляции, допустим, что отношение между средней мощностью схемы модуляции для s1, которая представляет собой схему C модуляции, и средней мощностью схемы модуляции для s2, которая представляет собой схему B модуляции, составляет 1:w_b ². Если это имеет место, приемное устройство достигает высокого качества приема данных, когда удовлетворяется w_a<w_b.

[0782] Следует отметить, что хотя "схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как C" в вышеприведенном описании, даже когда "схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, и схема модуляции для s1 изменяется со схемы A модуляции на схему B модуляции (задается как схема A модуляции или схема B модуляции), средние мощности должны удовлетворять w_a<w_b. (Если это имеет место, аналогично вышеприведенному описанию, когда средняя мощность схемы модуляции является C, средняя мощность схемы A модуляции составляет w_a ², и средняя мощность схемы B модуляции составляет w_b ²). Кроме того, когда набор (схема модуляции для s1, схема модуляции для s2) может выбираться из наборов (схема C модуляции, схема A модуляции), (схема A модуляции, схема C модуляции), (схема C модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема C модуляции), средние мощности должны удовлетворять w_a<w_b.

Пример 6

Далее описывается пример работы, отличающейся от работы, описанной в примере 4, с использованием фиг.85. Допустим, что s1(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции. Схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.86, и g является таким, как представлено посредством формулы 79. Допустим, что s2(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции. Схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.86, и k является таким, как представлено посредством формулы 85. Следует отметить, что t является временем. В настоящем варианте осуществления, описание приводится с рассмотрением временной области в качестве примера.

[0783] Модуль (8401A) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307A в полосе модулирующих частот для схемы QPSK модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой v, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402A), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307A в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на v.

Модуль (8401B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции и управляющий сигнал (8400) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8400), представляет собой u, модуль изменения мощности выводит сигнал (8402B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 64QAM модуляции на u. Затем, допустим, что u=v×w (w<1,0).

[0784] Посредством допущения того, что матрица предварительного кодирования, используемая в схеме регулярного выполнения изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, представляет собой F, и значение изменения фазы, используемое для регулярного выполнения изменения фазы представляет собой y(t), (y(t) может быть мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1, т.е. ejθ^(t), удовлетворяется формула 87, показанная выше.

Следовательно, отношение средней мощности для 64QAM к средней мощности для 16QAM задается равным v²:u²=v²:v²×w²=1:w². При такой структуре, приемное устройство находится в состоянии приема, показанном на фиг.83. Следовательно, качество приема данных повышается в приемном устройстве.

[0785] В традиционной технологии, управление мощностью передачи, в общем, выполняется на основе информации обратной связи от партнера по связи. Настоящее изобретение отличается тем, что мощность передачи управляется независимо от информации обратной связи от партнера по связи в настоящем варианте осуществления. Подробное описание приводится относительно этого аспекта.

Выше описано, что значения v и u для изменения мощности задаются на основе управляющего сигнала (8400). Далее подробно описывается задание значений v и u для изменения мощности на основе управляющего сигнала (8400), чтобы повышать качество приема данных в приемном устройстве.

Пример 6-1

Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно длине блока (числу битов, составляющих один (кодированный) блок кодирования, и также упоминается как длина кода) для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество длин блоков для кодов с коррекцией ошибок.

[0786] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество длин блоков. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, длина блока которых выбирается из множества поддерживаемых длин блоков, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0787] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную длину блока для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401B) изменения мощности задает значение v для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400). Аналогично, модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Настоящее изобретение отличается тем, что модули (8401A и 8401B) изменения мощности, соответственно, задают значения v и u для изменения мощности согласно выбранной длине блока, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значения для изменения мощности, заданные согласно длине X блока, упоминаются как v_LX и u_LX.

[0788] Например, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_L3000.

[0789] С другой стороны, когда 1000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1000. Когда 1500 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L1500. Когда 3000 выбирается в качестве длины блока, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_L3000.

[0790] В этом случае, например, посредством задания v_L1000, v_L1500 и v_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Аналогично, посредством задания u_L1000, u_L1500 и u_L3000 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Тем не менее, в зависимости от длины кода набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда длина кода изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться u_L1000=u_L1500, и может удовлетворяться v_L1000=v_L1500. Важным является то, что два или более значений существуют в наборе v_L1000, v_L1500 и v_L3000, и что два или более значений существуют в наборе u_L1000, u_L1500 и u_L3000). Следует отметить, что как описано выше, v_LX и u_LX задаются так, что они удовлетворяют отношению средней мощности 1:w².

[0791] Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех длин кода, настоящее изобретение не ограничено этим. Один важный момент состоит в том, что два или более значений u_LX для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений u_LX для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности. Другой важный момент состоит в том, что два или более значений v_LX для изменения мощности существуют, когда существует две или более длин кода, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений v_LX для изменения мощности, когда задается длина кода, и выполняет изменение мощности.

Пример 6-2

Далее описывается схема задания средней мощности s1 и s2 согласно скорости кодирования для кодов с коррекцией ошибок, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество скоростей кодирования для кодов с коррекцией ошибок.

[0792] Примеры кодов с коррекцией ошибок включают в себя блочные коды, такие как турбокоды или дуобинарные турбокоды с использованием дополнения битами концевой части, LDPC-коды и т.п. Во многих системах связи и широковещательных системах, поддерживается множество скоростей кодирования. Кодированные данные, для которых выполнены коды с коррекцией ошибок, скорость кодирования которых выбирается из множества поддерживаемых скоростей кодирования, распределяются в две системы. Кодированные данные, распределенные в две системы, модулируются в схеме модуляции для s1 и в схеме модуляции для s2, чтобы формировать (преобразованные) сигналы s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот.

[0793] Управляющий сигнал (8400) является сигналом, указывающим выбранную скорость кодирования для кодов с коррекцией ошибок, описанных выше. Модуль (8401A) изменения мощности задает значение v для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400). Аналогично, модуль (8401B) изменения мощности задает значение u для изменения мощности согласно управляющему сигналу (8400).

Настоящее изобретение отличается тем, что модули (8401A и 8401B) изменения мощности, соответственно, задают значения v и u для изменения мощности согласно выбранной скорости кодирования, указываемой посредством управляющего сигнала (8400). Здесь, значения для изменения мощности, заданные согласно скорости rx кодирования, упоминаются как v_rx и u_rx.

[0794] Например, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401A) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным v_r3.

Кроме того, когда r1 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r1. Когда r2 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r2. Когда r3 выбирается в качестве скорости кодирования, модуль (8401B) изменения мощности задает значение для изменения мощности равным u_r3.

[0795] В этом случае, например, посредством задания v_r1, v_r2 и v_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой длины кода. Аналогично, посредством задания u_r1, u_r2 и u_r3 так, что они отличаются друг от друга, высокая способность к коррекции ошибок может достигаться для каждой скорости кодирования. Тем не менее, в зависимости от скорости кодирования набора преимущество может не быть получено, даже если значение для изменения мощности изменяется. В таком случае, даже когда скорость кодирования изменяется, необязательно изменять значение для изменения мощности (например, может удовлетворяться v_r1=v_r2, и может удовлетворяться u_r1=u_r2. Важным является то, что два или более значений существуют в наборе v_r1, v_r2 и v_r3, и что два или более значений существуют в наборе u_r1, u_r2 и u_r3). Следует отметить, что как описано выше, v_rX и u_rX задаются так, что они удовлетворяют отношению средней мощности 1:w².

[0796] Кроме того, следует отметить, что в качестве примеров r1, r2 и r3, описанных выше, рассматриваются скорости кодирования 1/2, 2/3 и 3/4, когда код с коррекцией ошибок является LDPC-кодом.

Хотя в вышеприведенном описании в качестве примера рассматривается случай трех скоростей кодирования, настоящее изобретение не ограничено этим. Один важный момент состоит в том, что два или более значений u_rx для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений u_rx для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности. Другой важный момент состоит в том, что два или более значений v_rX для изменения мощности существуют, когда существует две или более скорости кодирования, которые могут задаваться, и передающее устройство выбирает любое из значений для изменения мощности из двух или более значений v_rX для изменения мощности, когда задается скорость кодирования, и выполняет изменение мощности.

Пример 6-3

Чтобы приемное устройство достигало превосходного качества приема данных, важно реализовывать следующее.

[0797] Далее описывается схема задания средней мощности (средних значений) s1 и s2 согласно схеме модуляции, используемой для того, чтобы формировать s1 и s2, когда передающее устройство поддерживает множество схем модуляции.

Здесь, в качестве примера рассматривается случай, в котором схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 16QAM, и схема модуляции для s2 изменяется с 64QAM на QPSK посредством управляющего сигнала (или может задаваться как 16QAM или QPSK). В случае если схема модуляции для s1 представляет собой 16QAM, схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.80, и g представляется посредством формулы 79 на фиг.80. В случае если схема модуляции для s2 представляет собой 64QAM, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.86, и k представляется посредством формулы 85 на фиг.86. Кроме того, в случае, если схема модуляции для s2(t) представляет собой QPSK, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.81, и h представляется посредством формулы 78 на фиг.81.

[0798] На фиг.85, когда схема модуляции для s1 представляет собой 16QAM, и схема модуляции для s2 представляет собой 64QAM, допустим, что v=α и u=α×w₆₄. В этом случае, отношение между средней мощностью 64QAM и средней мощностью 16QAM составляет v²:u²=α²:α²×w₆₄ ²=1:w₆₄ ².

На фиг.85, когда схема модуляции для s1 представляет собой 16QAM, и схема модуляции для s2 представляет собой QPSK, допустим, что v=β и u=β×w₄. В этом случае, отношение между средней мощностью 64QAM и средней мощностью QPSK составляет v²:u²=β²:β²×w₄ ²=1:w₄ ². В этом случае, согласно взаимосвязи на основе минимального евклидова расстояния, приемное устройство достигает высокого качества приема данных, когда w₄<w₆₄, независимо от того, представляет собой схема модуляции для s2 64QAM или QPSK.

[0799] Следует отметить, что хотя в вышеприведенном описании "схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как 16QAM", возможно то, что "схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как 16QAM, и схема модуляции для s1 изменяется с 64QAM на QPSK (задается как 16QAM или QPSK)", должно удовлетворяться w₄<w₆₄. (Идентично тому, что описано в примере 4-3). (Следует отметить, что значение, используемое для умножения для изменения мощности в случае 16QAM, составляет u=α×w₁₆, значение, используемое для умножения для изменения мощности в случае QPSK, составляет u=β×w₄, значение, используемое для изменения мощности в случае 64QAM, составляет v=α, когда выбираемая схема модуляции представляет собой 16QAM, и v=β, когда выбираемая схема модуляции представляет собой QPSK). Кроме того, когда набор (схема модуляции для s1, схема модуляции для s2) может выбираться из наборов (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (16QAM, QPSK) и (QPSK, 16QAM), должно удовлетворяться w₄<w₆₄.

[0800] Далее описывается случай, в котором обобщается вышеприведенное описание.

Для обобщения допустим, что схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-составляет c. Также допустим, что схема модуляции для s2 может выбираться из схемы A модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет a, и схемы B модуляции, при которой число сигнальных точек в IQ-плоскости составляет b (c>b>a). В этом случае, когда схема модуляции для s2 задается как схема A модуляции, допустим, что отношение между средней мощностью схемы модуляции для s1, которая представляет собой схему C модуляции, и средней мощностью схемы модуляции для s2, которая представляет собой схему A модуляции, составляет 1:w_a ². Кроме того, когда схема модуляции для s2 задается как схема B модуляции, допустим, что отношение между средней мощностью схемы модуляции для s1, которая представляет собой схему C модуляции, и средней мощностью схемы модуляции для s2, которая представляет собой схему B модуляции, составляет 1:w_b ². Если это имеет место, приемное устройство достигает высокого качества приема данных, когда удовлетворяется w_a<w_b.

[0801] Следует отметить, что хотя "схема модуляции для s1 фиксированно устанавливается как C" в вышеприведенном описании, даже когда "схема модуляции для s2 фиксированно устанавливается как схема C модуляции, и схема модуляции для s1 изменяется со схемы A модуляции на схему B модуляции (задается как схема A модуляции или схема B модуляции), средние мощности должны удовлетворять w_a<w_b. (Если это имеет место, аналогично вышеприведенному описанию, когда средняя мощность схемы модуляции является C, средняя мощность схемы A модуляции составляет w_a ², и средняя мощность схемы B модуляции составляет w_b ²). Кроме того, когда набор (схема модуляции для s1 и схема модуляции для s2) может выбираться из наборов (схема C модуляции и схема A модуляции), (схема A модуляции и схема C модуляции), (схема C модуляции и схема B модуляции) и (схема B модуляции и схема C модуляции), средние мощности должны удовлетворять w_a<w_b.

[0802] В настоящем описании, включающем в себя "вариант 1 осуществления" и т.д., потребление мощности посредством передающего устройства может быть сокращено посредством задания α=1 в формуле 36, представляющей матрицы предварительного кодирования, используемые для схемы для регулярного изменения фазы. Это обусловлено тем, что средняя мощность z1 и средняя мощность z2 являются идентичными, даже когда "средняя мощность (среднее значение) s1 и средняя мощность (среднее значение) s2 задаются так, что они отличаются, когда схема модуляции для s1 и схема модуляции для s2 отличаются", и задание α=1 не приводит к увеличению PAPR (отношения пиковой мощности к средней мощности) усилителя мощности передачи, предоставляемого в передающем устройстве.

[0803] Тем не менее, даже когда α≠1, существуют некоторые матрицы предварительного кодирования, которые могут быть использованы со схемой, которая регулярно изменяет фазу и имеет ограниченное влияние на PAPR. Например, когда матрицы предварительного кодирования, представляемые посредством формулы 36 в варианте 1 осуществления, используются для того, чтобы достигать схемы для регулярного изменения фазы, матрицы предварительного кодирования имеют ограниченное влияние на PAPR, даже когда α≠1.

Операции приемного устройства

Затем, предоставляется пояснение операций приемного устройства. Пояснение приемного устройства уже предоставлено в варианте 1 осуществления и т.д., и структура приемного устройства проиллюстрирована, например, на фиг.7, 8 и 9.

[0804] Согласно отношению, проиллюстрированному на фиг.5, когда передающее устройство передает модулированные сигналы, введенные на фиг.84 и 85, удовлетворяется одно отношение из отношений, обозначаемых посредством двух нижеприведенных формул. Следует отметить, что в двух нижеприведенных формулах, r1(t) и r2(t) указывают принимаемые сигналы, и h₁₁(t), h₁₂(t), h₂₁(t), и h₂₂(t) указывают значения колебаний канала.

В случае примера 1, примера 2 и примера 3, следующая взаимосвязь, показанная в формуле 89, извлекается из фиг.5.

[0805] Математическое выражение 89

(формула 89)

[0806] Кроме того, как пояснено в примере 1, примере 2 и примере 3, взаимосвязь может быть такой, как показано в нижеприведенной формуле 90:

[0807] Математическое выражение 90

(формула 90)

[0808] Приемное устройство выполняет демодуляцию (обнаружение) (т.е. оценивает биты, передаваемые посредством передающего устройства) посредством использования взаимосвязей, описанных выше (идентично тому, что описано в варианте 1 осуществления и т.д.).

В случае примера 4, примера 5 и примера 6, следующая взаимосвязь, показанная в формуле 91, извлекается из фиг.5.

[0809] Математическое выражение 91

(формула 91)

[0810] Кроме того, как пояснено в примере 3, примере 4 и примере 5, взаимосвязь может быть такой, как показано в нижеприведенной формуле 92:

[0811] Математическое выражение 92

(формула 92)

[0812] Приемное устройство выполняет демодуляцию (обнаружение) (т.е. оценивает биты, передаваемые посредством передающего устройства) посредством использования взаимосвязей, описанных выше (идентично тому, что описано в варианте 1 осуществления и т.д.).

Следует отметить, что хотя примеры 1-6 показывают случай, когда модуль изменения мощности добавляется к передающему устройству, изменение мощности может выполняться на стадии преобразования.

[0813] Как описано в примере 1, примере 2 и примере 3 и как подробно показано в формуле 89, модуль 306B преобразования на фиг.3 и фиг.4 может выводить u×s2(t), и модуль изменения мощности может опускаться в таких случаях. Если это имеет место, можно сказать, что схема для регулярного изменения фазы применяется к сигналу s1(t) после преобразования и сигналу u×s2(t) после преобразования, модулированным сигналам после предварительного кодирования.

[0814] Как описано в примере 1, примере 2 и примере 3 и как подробно показано в формуле 90, модуль 306A преобразования на фиг.3 и фиг.4 может выводить u×s1(t), и модуль изменения мощности может опускаться в таких случаях. Если это имеет место, можно сказать, что схема для регулярного изменения фазы применяется к сигналу s2(t) после преобразования и сигналу u×s1(t) после преобразования, модулированным сигналам после предварительного кодирования.

[0815] В примере 4, примере 5 и примере 6, как подробно показано в формуле 91, модуль 306A преобразования на фиг.3 и фиг.4 может выводить v×s1(t), и модуль 306B преобразования может выводить u×s2(t), и модуль изменения мощности может опускаться в таких случаях. Если это имеет место, можно сказать, что схема для регулярного изменения фазы применяется к сигналу v×s1(t) после преобразования и сигналу u×s2(t) после преобразования, модулированным сигналам после предварительного кодирования.

[0816] В примере 4, примере 5 и примере 6, как подробно показано в формуле 92, модуль 306A преобразования на фиг.3 и фиг.4 может выводить u×s1(t), и модуль 306B преобразования может выводить v×s2(t), и модуль изменения мощности может опускаться в таких случаях. Если это имеет место, можно сказать, что схема для регулярного изменения фазы применяется к сигналу u×s1(t) после преобразования и сигналу v×s2(t) после преобразования, модулированным сигналам после предварительного кодирования.

[0817] Следует отметить, что F, показанное в формулах 89-92, обозначает матрицы предварительного кодирования, используемые во время t, и y(t) обозначает значения изменения фазы. Приемное устройство выполняет демодуляцию (обнаружение) посредством использования взаимосвязей между r1(t), r2(t) и s1(t), s2(t), описанных выше (идентично тому, что описано в варианте 1 осуществления и т.д.). Тем не менее, компоненты искажения, к примеру, компоненты шума, сдвиг частоты, ошибка оценки канала и подобные, рассматриваются в формулах, описанных выше. Следовательно, демодуляция (обнаружение) выполняется с ними. Касательно значений u и v, которые использует передающее устройство для выполнения изменения мощности, передающее устройство передает информацию относительно этих значений или передает информацию режима передачи (такую как схема передачи, схема модуляции и схема коррекции ошибок), который должен использоваться. Приемное устройство обнаруживает значения, используемые посредством передающего устройства, посредством обнаружения информации, получает взаимосвязи, описанные выше, и выполняет демодуляцию (обнаружение).

[0818] В настоящем варианте осуществления, переключение между значениями изменения фазы выполняется для модулированного сигнала после предварительного кодирования во временной области. Тем не менее, когда используется схема передачи с несколькими несущими, такая как OFDM-схема, настоящее изобретение является применимым к случаю, в котором переключение между значениями изменения фазы выполняется для модулированного сигнала после предварительного кодирования в частотной области, как описано в других вариантах осуществления. Если это имеет место, t, используемое в настоящем варианте осуществления, должно заменяться на f (частоту ((под)несущую)).

[0819] Соответственно, в случае выполнения переключения между значениями изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования во временной области, z1(t) и z2(t) в один момент времени передаются из различных антенн посредством использования идентичной частоты. С другой стороны, в случае выполнения переключения между значениями изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования в частотной области, z1(f) и z2(f) на одной частоте передаются из различных антенн в один момент времени.

[0820] Кроме того, даже в случае выполнения переключения между значениями изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования во временной и в частотной областях, настоящее изобретение является применимым, как описано в других вариантах осуществления. Схема, относящаяся к настоящему варианту осуществления, которая переключается между значениями изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, не ограничена схемой, которая переключается между значениями изменения фазы для модулированного сигнала после предварительного кодирования, как пояснено в настоящем описании.

[0821] Кроме того, допустим, что обработанные сигналы z1(i), z2(i) в полосе модулирующих частот (где i представляет порядок с точки зрения времени или частоты (несущей)) формируются посредством регулярного изменения фазы и предварительного кодирования (неважно, что выполняется сначала) для сигналов s1(i) и s2(i) в полосе модулирующих частот для двух потоков. Допустим, что синфазный компонент I и квадратурный компонент Q обработанного сигнала z1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и Q₁(i), соответственно, и допустим, что синфазный компонент I и квадратурный компонент Q обработанного сигнала z2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и Q₂(i), соответственно. В этом случае, могут быть переключены компоненты в полосе модулирующих частот, и модулированные сигналы, соответствующие переключенному сигналу r1(i) в полосе модулирующих частот и переключенному сигналу r2(i) в полосе модулирующих частот, могут быть переданы из различных антенн одновременно и на идентичной частоте посредством передачи модулированного сигнала, соответствующего переключенному сигналу r1(i) в полосе модулирующих частот, из передающей антенны 1, и модулированного сигнала, соответствующего переключенному сигналу r2(i) в полосе модулирующих частот, из передающей антенны 2 одновременно и на идентичной частоте. Компоненты в полосе модулирующих частот могут быть переключены следующим образом.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и Q₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и I₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и Q₂(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и Q₂(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и I₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и Q₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и I₂(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и I₂(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и I₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и Q₂(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и Q₂(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и I₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и Q₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и Q₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и I₂(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и Q₁(i), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i) и I₁(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i) и I₂(i), соответственно.

В вышеприведенном описании, сигналы обрабатываются в двух потоках, и синфазные компоненты и квадратурные компоненты обработанных сигналов переключаются, но настоящее изобретение не ограничено таким образом. Сигналы могут обрабатываться более чем в двух потоках, и могут переключаться синфазные компоненты и квадратурные компоненты обработанных сигналов.

[0822] Помимо этого, сигналы могут быть переключены следующим образом. Например,

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i) и Q₂(i), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i) и Q₁(i), соответственно.

Такое переключение может достигаться посредством структуры, показанной на фиг.55.

[0823] В вышеуказанном примере, описано одновременное (на одной частоте ((под)несущей)) переключение между сигналами в полосе модулирующих частот, но настоящее изобретение не ограничено одновременным переключением между сигналами в полосе модулирующих частот. В качестве примера, может быть осуществлено нижеприведенное описание.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и Q₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и Q₁(i+v), соответственно.

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₂(i+w) и I₁(i+v), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой Q₁(i+v) и I₂(i+w), соответственно.

Помимо этого, сигналы могут быть переключены следующим образом. Например,

- Допустим, что синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r1(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₂(i+w) и Q₂(i+w), соответственно, и синфазный компонент и квадратурный компонент переключенного сигнала r2(i) в полосе модулирующих частот представляют собой I₁(i+v) и Q₁(i+w), соответственно.

Это также может достигаться посредством структуры, показанной на фиг.55.

[0824] Фиг.55 иллюстрирует модуль 5502 переключения сигналов в полосе модулирующих частот с пояснением вышеописанного. Как показано, двух обработанных сигналов z1(i) 5501_1 и z2(i) 5501_2 в полосе модулирующих частот, обработанный сигнал z1(i) 5501_1 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I₁(i) и квадратурный компонент Q₁(i), в то время как обработанный сигнал z2(i) 5501_2 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I₂(i) и квадратурный компонент Q₂(i). Затем, после переключения, переключенный сигнал r1(i) 5503_1 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_r1(i) и квадратурный компонент Q_r1(i), в то время как переключенный сигнал r2(i) 5503_2 в полосе модулирующих частот имеет синфазный компонент I_r2(i) и квадратурный компонент Q_r2(i). Синфазный компонент I_r1(i) и квадратурный компонент Q_r1(i) переключенного сигнала r1(i) 5503_1 в полосе модулирующих частот и синфазный компонент I_r2(i) и квадратурный компонент Q_r2(i) переключенного сигнала r2(i) 5503_2 в полосе модулирующих частот могут выражаться как любое из вышеприведенного. Хотя этот пример описывает переключение, выполняемое для сигналов в полосе модулирующих частот, имеющих единое время (общую (под-)несущую) частоту) и подвергнутых двум типам обработки сигналов, то же самое может применяться к сигналам в полосе модулирующих частот, подвергнутым двум типам обработки сигналов, но имеющим различное время (различные ((под-)несущие) частоты).

[0825] Переключение может выполняться при регулярном изменении способов переключения.

Например,

- Во время 0,

для переключенного сигнала в полосе модулирующих частот r1(0), синфазный компонент может представлять собой I₁(0), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(0), и для переключенного сигнала в полосе модулирующих частот r2(0), синфазный компонент может представлять собой I₂(0), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(0);

- Во время 1,

для переключенного сигнала в полосе модулирующих частот r1(1), синфазный компонент может представлять собой I₂(1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(1), и для переключенного сигнала в полосе модулирующих частот r2(1), синфазный компонент может представлять собой I₁(1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(1),

- и т.д. Другими словами,

- Когда время представляет собой 2k (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k), и для переключенного сигнала r2(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k).

- Когда время представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k+1), и для переключенного сигнала r2(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k+1).

- Когда время представляет собой 2k (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k), и для переключенного сигнала r2(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k).

- Когда время представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k+1), и для переключенного сигнала r2(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k+1).

[0826] Аналогично, переключение может выполняться в частотной области. Другими словами,

- Когда частота ((под)несущая) представляет собой 2k (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k), и для переключенного сигнала r2(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k).

- Когда частота ((под)несущая) представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k+1), и для переключенного сигнала r2(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k+1).

- Когда частота ((под)несущая) представляет собой 2k (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k), и для переключенного сигнала r2(2k) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k).

- Когда частота ((под)несущая) представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

для переключенного сигнала r1(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₁(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₁(2k+1), и для переключенного сигнала r2(2k+1) в полосе модулирующих частот синфазный компонент может представлять собой I₂(2k+1), в то время как квадратурный компонент может представлять собой Q₂(2k+1).

Вариант G1 осуществления

Настоящий вариант осуществления описывает схему, которая используется, когда передаются, например, модулированный сигнал, подвергнутый QPSK-преобразованию, и модулированный сигнал, подвергнутый преобразованию 16QAM, и используется для задания средней мощности модулированного сигнала, подвергнутого QPSK-преобразованию, и средней мощности модулированного сигнала, подвергнутого 16QAM-преобразованию, так что средние мощности должны отличаться друг от друга. Эта схема отличается от варианта F1 осуществления.

[0827] Как пояснено в варианте F1 осуществления, когда схема модуляции для модулированного сигнала s1 представляет собой QPSK, и схема модуляции для модулированного сигнала s2 представляет собой 16QAM (или схема модуляции для модулированного сигнала s1 представляет собой 16QAM, и схема модуляции для модулированного сигнала s2 представляет собой QPSK), если средняя мощность модулированного сигнала, подвергнутого QPSK-преобразованию, и средняя мощность модулированного сигнала, подвергнутого 16QAM-преобразованию, задаются так, что они отличаются друг от друга, PAPR (отношение пиковой мощности к средней мощности) усилителя мощности передачи, предоставляемого в передающем устройстве, может увеличиваться, в зависимости от матрицы предварительного кодирования, используемой посредством передающего устройства. Увеличение PAPR может приводить к увеличению потребления мощности посредством передающего устройства.

[0828] В настоящем варианте осуществления, предоставляется описание схемы регулярного выполнения изменения фазы после выполнения предварительного кодирования, описанного в "варианте 1 осуществления" и т.д., в которой, даже когда α≠1 в формуле 36 матрицы предварительного кодирования, которая должна быть использована в схеме для регулярного изменения фазы, влияние на PAPR подавляется до минимальной степени.

В настоящем варианте осуществления, описание предоставляется при рассмотрении в качестве примера случая, в котором схема модуляции, применяемая к потокам s1 и s2, представляет собой QPSK или 16QAM.

[0829] Во-первых, предоставляется пояснение схемы преобразования для QPSK-модуляции и схемы преобразования для 16QAM-модуляции. Следует отметить, что в настоящем варианте осуществления, символы s1 и s2 означают сигналы, которые либо в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции, либо в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции.

Прежде всего, предоставляется описание относительно преобразования для 16QAM в отношении прилагаемого фиг.80. Фиг.80 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек в плоскости I-Q (I: синфазный компонент; Q: квадратурный компонент) для 16QAM. Относительно сигнальной точки 9400 на фиг.94, когда передаваемые биты (входные биты) представляют собой b0-b3, т.е. когда передаваемые биты указываются посредством (b0, b1, b2, b3)=(1, 0, 0, 0) (это значение проиллюстрировано на фиг.94), координаты в плоскости I-Q (I: синфазный компонент; Q: квадратурный компонент), соответствующей им, обозначаются как (I, Q)=(-3×g, 3×g). Значения координат I и Q в этом наборе координат указывают преобразованные сигналы. Следует отметить, что когда передаваемые биты (b0, b1, b2, b3) принимают значения, отличные от вышеприведенных, набор значений I и Q определяется согласно значениям передаваемых битов (b0, b1, b2, b3) и согласно фиг.80. Дополнительно, аналогично вышеописанному, значения координат I и Q в этом наборе указывают преобразованные сигналы (s1 и s2).

[0830] Затем, предоставляется описание относительно преобразования для QPSK-модуляции в отношении прилагаемого фиг.81. Фиг.81 иллюстрирует пример схемы размещения сигнальных точек в плоскости I-Q (I: синфазный компонент; Q: квадратурный компонент) для QPSK. Относительно сигнальной точки 8100 на фиг.81, когда передаваемые биты (входные биты) представляют собой b0 и b1, т.е. когда передаваемые биты указываются посредством (b0, b1)=(1, 0) (это значение проиллюстрировано на фиг.81), координаты в плоскости I-Q (I: синфазный компонент; Q: квадратурный компонент), соответствующей им, обозначаются как (I, Q)=(-1×h, 1×h). Дополнительно, значения координат I и Q в этом наборе координат указывают преобразованные сигналы. Следует отметить, что когда передаваемые биты (b0, b1) принимают значения, отличные от вышеприведенных, набор координат (I, Q) определяется согласно значениям передаваемых битов (b0, b1) и согласно фиг.81. Дополнительно, аналогично вышеописанному, значения координат I и Q в этом наборе указывают преобразованные сигналы (s1 и s2).

[0831] Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к s1 и s2, представляет собой QPSK или 16QAM, чтобы уравновешивать значения средней мощности, h является таким, как представлено посредством формулы 78, и g является таким, как представлено посредством формулы 79.

Фиг.87 и 88 иллюстрируют пример схемы изменения схемы модуляции, значения изменения мощности и матрицы предварительного кодирования во временной области (или в частотной области либо во временной области и частотной области) при использовании связанного с предварительным кодированием процессора сигналов, проиллюстрированного на фиг.85.

[0832] На фиг.87, предоставляется диаграмма, указывающая схему модуляции, значение изменения мощности (u, v) и значение изменения фазы (y[t]), которые должны задаваться в каждое из времен t=0 - t=11. Следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(t) и z2(t), модулированные сигналы z1(t) и z2(t) в один момент времени должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн на одной частоте. (Хотя диаграмма на фиг.87 основана на временной области, при использовании схемы передачи с несколькими несущими в качестве OFDM-схемы, переключение между схемами (схема модуляции, значение изменения мощности, значение изменения фазы) может выполняться согласно частотной области (поднесущих), а не согласно временной области. В таком случае, должна выполняться замена t=0 на f=f0, t=1 на f=f1, ..., как показано на фиг.87. (Следует отметить, что здесь f обозначает частоты (поднесущие), и таким образом, f0, f1, ..., указывают различные частоты (поднесущие), которые должны быть использованы). Дополнительно, следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(f) и z2(f) в таком случае, модулированные сигналы z1(f) и z2(f), имеющие идентичную частоту, должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн.

Как проиллюстрировано на фиг.87, когда применяемая схема модуляции представляет собой QPSK, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает a (a является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с QPSK. Аналогично, когда применяемая схема модуляции представляет собой 16QAM, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает b (b является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с 16QAM.

[0833] В примере, проиллюстрированном на фиг.87, три значения изменения фазы, а именно, y[0], y[1] и y[2] подготавливаются в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования. Дополнительно, период (цикл) для схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования равняется 3 (таким образом, каждый из t0-t2, t3-t5, ..., составляет один период (цикл)). Следует отметить, что в этом варианте осуществления, поскольку изменение фазы выполняется для одного из сигналов после предварительного кодирования, как показано в примере на фиг.85, y[i] является мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1 (т.е. y[i]=e^jθ). Тем не менее, как пояснено в этом описании, изменение фазы может выполняться после выполнения предварительного кодирования для множества сигналов. Если это имеет место, значение изменения фазы существует для каждого из множества сигналов после предварительного кодирования.

[0834] Схема модуляции, применяемая к s1(t), представляет собой QPSK в периоде (цикле) t0-t2, 16QAM в периоде (цикле) t3-t5 и т.д., тогда как схема модуляции, применяемая к s2(t), представляет собой 16QAM в периоде (цикле) t0-t2, QPSK в периоде (цикле) t3-t5 и т.д. Таким образом, набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) представляет собой либо (QPSK, 16QAM), либо (16QAM, QPSK).

[0835] Здесь, важно, чтобы:

- при выполнении изменения фазы согласно y[0], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), при выполнении изменения фазы согласно y[1], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), и аналогично, при выполнении изменения фазы согласно y[2], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)).

[0836] Помимо этого, когда схема модуляции, применяемая к s1(t), представляет собой QPSK, модуль (8501A) изменения мощности умножает s1(t) на a и тем самым выводит a×s1(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к s1(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501A) изменения мощности умножает s1(t) на b и тем самым выводит b×s1(t).

Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к s2(t), представляет собой QPSK, модуль (8501B) изменения мощности умножает s2(t) на a и тем самым выводит a×s2(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к s2(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501B) изменения мощности умножает s2(t) на b и тем самым выводит b×s2(t).

[0837] Следует отметить, что касательно схемы для задания по-иному средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции, описание уже осуществлено в варианте F1 осуществления.

Таким образом, посредством учета набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), период (цикл) для изменения фазы и переключения между схемами модуляции равняется 6=3×2 (где 3: число значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, и 2: оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могут быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) для каждого из значений изменения фазы), как показано на фиг.87.

[0838] Как описано выше, посредством осуществления такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), и такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) относительно каждого из значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы, в результате должны получаться следующие преимущества. Иными словами, даже при задании по-иному средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции, влияние относительно PAPR усилителя мощности передачи, включенного в передающее устройство, подавляется до минимальной степени, и тем самым влияние относительно потребления мощности передающего устройства подавляется до минимальной степени, в то время как качество приема данных, принимаемых посредством приемного устройства в LOS-окружении, повышается, как уже пояснено в настоящем описании.

[0839] Следует отметить, что хотя выше предоставлено описание при рассмотрении в качестве примера случая, в котором набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) представляет собой (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK), возможные наборы (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) не ограничены этим. Более конкретно, набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) может быть одним из: (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK); (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM); (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM); (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) и т.п. Иными словами, настоящее изобретение должно быть аналогично реализовано при условии, что подготавливаются две различных схемы модуляции, и различная одна из схем модуляции применяется к каждому из s1(t) и s2(t).

[0840] На фиг.88, предоставляется диаграмма, указывающая схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться в каждое из времен t=0 - t=11. Следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(t) и z2(t), модулированные сигналы z1(t) и z2(t) в один момент времени должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн на одной частоте. (Хотя диаграмма на фиг.88 основана на временной области, при использовании схемы передачи с несколькими несущими в качестве OFDM-схемы, переключение между схемами может выполняться согласно частотной области (поднесущих), а не согласно временной области. В таком случае, должна выполняться замена t=0 на f=f0, t=1 на f=f1, ..., как показано на фиг.88. (Следует отметить, что здесь f обозначает частоты (поднесущие), и таким образом, f0, f1, ..., указывают различные частоты (поднесущие), которые должны быть использованы). Дополнительно, следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(f) и z2(f) в таком случае, модулированные сигналы z1(f) и z2(f), имеющие идентичную частоту, должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн. Следует отметить, что пример, проиллюстрированный на фиг.88, является примером, который отличается от примера, проиллюстрированного на фиг.87, но удовлетворяет требованиям, поясненным со ссылкой на фиг.87.

[0841] Как проиллюстрировано на фиг.88, когда применяемая схема модуляции представляет собой QPSK, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает a (a является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с QPSK. Аналогично, когда применяемая схема модуляции представляет собой 16QAM, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает b (b является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с 16QAM.

[0842] В примере, проиллюстрированном на фиг.88, три значения изменения фазы, а именно, y[0], y[1] и y[2] подготавливаются в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования. Дополнительно, период (цикл) для схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования равняется 3 (таким образом, каждый из t0-t2, t3-t5, ..., составляет один период (цикл)).

Дополнительно, QPSK и 16QAM попеременно задаются как схема модуляции, применяемая к s1(t) во временной области, и это также применимо и к схеме модуляции, заданной для s2(t). Набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) представляет собой либо (QPSK, 16QAM), либо (16QAM, QPSK).

[0843] Здесь, важно, чтобы: при выполнении изменения фазы согласно y[0], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), при выполнении изменения фазы согласно y[1], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), и аналогично, при выполнении изменения фазы согласно y[2], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)).

[0844] Помимо этого, когда схема модуляции, применяемая к s1(t), представляет собой QPSK, модуль (8501A) изменения мощности умножает s1(t) на a и тем самым выводит a×s1(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к s1(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501A) изменения мощности умножает s1(t) на b и тем самым выводит b×s1(t).

Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к s2(t), представляет собой QPSK, модуль (8501B) изменения мощности умножает s2(t) на a и тем самым выводит a×s2(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к s2(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501B) изменения мощности умножает s2(t) на b и тем самым выводит b×s2(t).

[0845] Таким образом, посредством учета набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), период (цикл) для изменения фазы и переключения между схемами модуляции равняется 6=3×2 (где 3: число значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, и 2: оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могут быть набором (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) для каждого из значений изменения фазы), как показано на фиг.88.

[0846] Как описано выше, посредством осуществления такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), и такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) относительно каждого из значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы, в результате должны получаться следующие преимущества. Иными словами, даже при задании по-иному средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции, влияние относительно PAPR усилителя мощности передачи, включенного в передающее устройство, подавляется до минимальной степени, и тем самым влияние относительно потребления мощности передающего устройства подавляется до минимальной степени, в то время как качество приема данных, принимаемых посредством приемного устройства в LOS-окружении, повышается, как уже пояснено в настоящем описании.

[0847] Следует отметить, что хотя выше предоставлено описание при рассмотрении в качестве примера случая, в котором набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) представляет собой (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK), возможные наборы (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) не ограничены этим. Более конкретно, набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) может быть одним из: (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK); (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM); (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM); (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) и т.п. Иными словами, настоящее изобретение должно быть аналогично реализовано при условии, что подготавливаются две различных схемы модуляции, и различная одна из схем модуляции применяется к каждому из s1(t) и s2(t).

[0848] Дополнительно, отношение между схемой модуляции, значением изменения мощности и значением изменения фазы, заданное в каждое из времен (или для каждой из частот), не ограничивается отношениями, описанными выше со ссылкой на фиг.87 и 88.

Если обобщать предоставленное выше пояснение, важны следующие моменты.

Следует осуществлять такую компоновку, что набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) может быть либо (схема A модуляции, схема B модуляции), либо (схема B модуляции, схема A модуляции), и такую компоновку, что средняя мощность сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средняя мощность сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции задаются по-иному. Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к s1(t), представляет собой схему A модуляции, модуль (8501A) изменения мощности умножает s1(t) на a и тем самым выводит a×s1(t). Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к s1(t), представляет собой схему B модуляции, модуль (8501A) изменения мощности умножает s1(t) на b и тем самым выводит b×s1(t). Аналогично, когда схема модуляции, применяемая к s2(t), представляет собой схему A модуляции, модуль (8501B) изменения мощности умножает s2(t) на a и тем самым выводит a×s2(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к s2(t), представляет собой схему B модуляции, модуль (8501A) изменения мощности умножает s2(t) на b и тем самым выводит b×s2(t).

[0849] Дополнительно, следует осуществлять такую компоновку, что значения y[0], y[1], ···, y[n-2] и y[n-1] (или y[k], где k удовлетворяет 0≤k≤n-1) изменения фазы существуют в качестве значений изменения фазы, подготовленных к использованию в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования. Дополнительно, следует осуществлять такую компоновку, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) для y[k]. (Здесь, может осуществляться такая компоновка, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) для y[k] для всех значений k, или такая компоновка, что существует значение k, при котором оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) для y[k]).

Как описано выше, посредством осуществления такой компоновки, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)), и такой компоновки, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) относительно каждого из значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы, в результате должны получаться следующие преимущества. Иными словами, даже при задании по-иному средней мощности сигналов для схемы A модуляции и средней мощности сигналов для схемы B модуляции, влияние относительно PAPR усилителя мощности передачи, включенного в передающее устройство, подавляется до минимальной степени, и тем самым влияние относительно потребления мощности передающего устройства подавляется до минимальной степени, в то время как качество приема данных, принимаемых посредством приемного устройства в LOS-окружении, повышается, как уже пояснено в настоящем описании.

[0850] В связи с вышеописанным, далее предоставляется пояснение схемы для формирования сигналов s1(t) и s2(t) в полосе модулирующих частот. Как проиллюстрировано на фиг.3 и 4, сигнал s1(t) в полосе модулирующих частот формируется посредством модуля 306A преобразования, а сигнал s2(t) в полосе модулирующих частот формируется посредством модуля 306B преобразования. В связи с этим, в примерах, предоставляемых выше со ссылкой на фиг.87 и 88, модуль 306A и 306B преобразования переключается между преобразованием согласно QPSK и преобразованием согласно 16QAM посредством обращения к диаграммам, проиллюстрированным на фиг.87 и 88.

[0851] Здесь, следует отметить, что хотя отдельные модули преобразования для формирования каждого из сигнала s1(t) в полосе модулирующих частот и сигнала s2(t) в полосе модулирующих частот предоставляются на иллюстрациях на фиг.3 и 4, настоящее изобретение не ограничено этим. Например, модуль преобразования (8902) может принимать ввод цифровых данных (8901), формировать s1(t) и s2(t) согласно фиг.87 и 88 и, соответственно, выводить s1(t) в качестве преобразованного сигнала 307A и s2(t) в качестве преобразованного сигнала 307B.

[0852] Фиг.90 иллюстрирует один структурный пример периферии модуля взвешивания (модуля предварительного кодирования), которая отличается от структур, проиллюстрированных на фиг.85 и 89. На фиг.90, элементы, которые работают похожим способом с фиг.3 и фиг.85, содержат идентичные ссылки с номерами. На фиг.91, предоставляется диаграмма, указывающая схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться в каждое из времен t=0 - t=11 относительно структурного примера, проиллюстрированного на фиг.90. Следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(t) и z2(t), модулированные сигналы z1(t) и z2(t) в один момент времени должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн на одной частоте. (Хотя диаграмма на фиг.91 основана на временной области, при использовании схемы передачи с несколькими несущими в качестве OFDM-схемы, переключение между схемами может выполняться согласно частотной области (поднесущих), а не согласно временной области. В таком случае, должна выполняться замена t=0 на f=f0, t=1 на f=f1, ..., как показано на фиг.91. (Следует отметить, что здесь f обозначает частоты (поднесущие), и таким образом, f0, f1, ..., указывают различные частоты (поднесущие), которые должны быть использованы). Дополнительно, следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(f) и z2(f) в таком случае, модулированные сигналы z1(f) и z2(f), имеющие идентичную частоту, должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн.

Как проиллюстрировано на фиг.91, когда применяемая схема модуляции представляет собой QPSK, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает a (a является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с QPSK. Аналогично, когда применяемая схема модуляции представляет собой 16QAM, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает b (b является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с 16QAM.

[0853] В примере, проиллюстрированном на фиг.91, три значения изменения фазы, а именно, y[0], y[1] и y[2] подготавливаются в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования. Дополнительно, период (цикл) для схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования равняется 3 (таким образом, каждый из t0-t2, t3-t5, ..., составляет один период (цикл)).

Дополнительно, схема модуляции, применяемая к s1(t), фиксированно устанавливается как QPSK, и схема модуляции, которая должна применяться к s2(t), фиксированно устанавливается как 16QAM. Дополнительно, модуль (9001) переключения сигналов, проиллюстрированный на фиг.90, принимает преобразованные сигналы 307A и 307B и управляющий сигнал (8500) в качестве ввода в него. Модуль (9001) переключения сигналов выполняет переключение относительно преобразованных сигналов 307A и 307B согласно управляющему сигналу (8500) (существуют также случаи, в которых, переключение не выполняется), и выводит переключенные сигналы (9002A: Ω1(t) и 9002B: Ω2(t)).

[0854] Здесь, важно, чтобы:

- При выполнении изменения фазы согласно y[0], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), при выполнении изменения фазы согласно y[1], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), и аналогично, при выполнении изменения фазы согласно y[2], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)).

[0855] Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к Ω1(t), представляет собой QPSK, модуль (8501A) изменения мощности умножает Ω1(t) на a и тем самым выводит a×Ω1(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к Ω1(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501A) изменения мощности умножает Ω1(t) на b и тем самым выводит b×Ω1(t).

Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к Ω2(t), представляет собой QPSK, модуль (8501B) изменения мощности умножает Ω2(t) на a и тем самым выводит a×Ω2(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к Ω2(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501B) изменения мощности умножает Ω2(t) на b и тем самым выводит b×Ω2(t).

[0856] Следует отметить, что касательно схемы для задания по-иному средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции, описание уже осуществлено в варианте F1 осуществления.

Таким образом, посредством учета набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), период (цикл) для изменения фазы и переключения между схемами модуляции равняется 6=3×2 (где 3: число значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, и 2: оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могут быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) для каждого из значений изменения фазы), как показано на фиг.91.

[0857] Как описано выше, посредством осуществления такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), и такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) относительно каждого из значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы, в результате должны получаться следующие преимущества. Иными словами, даже при задании по-иному средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции, влияние относительно PAPR усилителя мощности передачи, включенного в передающее устройство, подавляется до минимальной степени, и тем самым влияние относительно потребления мощности передающего устройства подавляется до минимальной степени, в то время как качество приема данных, принимаемых посредством приемного устройства в LOS-окружении, повышается, как уже пояснено в настоящем описании.

[0858] Следует отметить, что хотя выше предоставлено описание при рассмотрении в качестве примера случая, в котором набор (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) представляет собой (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK), возможные наборы (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) не ограничены этим. Более конкретно, набор (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) может быть одним из: (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK); (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM); (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM); (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) и т.п. Иными словами, настоящее изобретение должно быть аналогично реализовано при условии, что подготавливаются две различных схемы модуляции, и различная одна из схем модуляции применяется к каждому из Ω1(t) и Ω2(t).

[0859] На фиг.92, предоставляется диаграмма, указывающая схему модуляции, значение изменения мощности и значение изменения фазы, которые должны задаваться в каждое из времен t=0 - t=11 относительно структурного примера, проиллюстрированного на фиг.90. Следует отметить, что диаграмма на фиг.92 отличается от диаграммы на фиг.91. Следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(t) и z2(t), модулированные сигналы z1(t) и z2(t) в один момент времени должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн на одной частоте. (Хотя диаграмма на фиг.92 основана на временной области, при использовании схемы передачи с несколькими несущими в качестве OFDM-схемы, переключение между схемами может выполняться согласно частотной области (поднесущих), а не согласно временной области. В таком случае, должна выполняться замена t=0 на f=f0, t=1 на f=f1, ..., как показано на фиг.92. (Следует отметить, что здесь f обозначает, что частоты (поднесущие), и таким образом, f0, f1, ..., указывают различные частоты (поднесущие), которые должны быть использованы). Дополнительно, следует отметить, что относительно модулированных сигналов z1(f) и z2(f) в таком случае, модулированные сигналы z1(f) и z2(f), имеющие идентичную частоту, должны быть одновременно переданы из различных передающих антенн.

Как проиллюстрировано на фиг.92, когда применяемая схема модуляции представляет собой QPSK, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает a (a является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с QPSK. Аналогично, когда применяемая схема модуляции представляет собой 16QAM, модуль изменения мощности (хотя упоминается как модуль изменения мощности в данном документе, также может упоминаться как модуль изменения усиления или модуль взвешивания) умножает b (b является вещественным числом) относительно сигнала, модулированного в соответствии с 16QAM.

[0860] В примере, проиллюстрированном на фиг.92, три значения изменения фазы, а именно, y[0], y[1] и y[2] подготавливаются в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования. Дополнительно, период (цикл) для схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования равняется 3 (таким образом, каждый из t0-t2, t3-t5, ..., составляет один период (цикл)).

Дополнительно, схема модуляции, применяемая к s1(t), фиксированно устанавливается как QPSK, и схема модуляции, которая должна применяться к s2(t), фиксированно устанавливается как 16QAM. Дополнительно, модуль (9001) переключения сигналов, проиллюстрированный на фиг.90, принимает преобразованные сигналы 307A и 307B и управляющий сигнал (8500) в качестве ввода в него. Модуль (9001) переключения сигналов выполняет переключение относительно преобразованных сигналов 307A и 307B согласно управляющему сигналу (8500) (существуют также случаи, в которых, переключение не выполняется), и выводит переключенные сигналы (9002A: Ω1(t) и 9002B: Ω2(t)).

[0861] Здесь, важно, чтобы:

- При выполнении изменения фазы согласно y[0], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), при выполнении изменения фазы согласно y[1], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), и аналогично, при выполнении изменения фазы согласно y[2], оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могли быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)).

[0862] Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к Ω1(t), представляет собой QPSK, модуль (8501A) изменения мощности умножает Ω1(t) на a и тем самым выводит a×Ω1(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к Ω1(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501A) изменения мощности умножает Ω1(t) на b и тем самым выводит b×Ω1(t).

Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к Ω2(t), представляет собой QPSK, модуль (8501B) изменения мощности умножает Ω2(t) на a и тем самым выводит a×Ω2(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к Ω2(t), представляет собой 16QAM, модуль (8501B) изменения мощности умножает Ω2(t) на b и тем самым выводит b×Ω2(t).

[0863] Следует отметить, что касательно схемы для задания по-иному средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции, описание уже осуществлено в варианте F1 осуществления.

Таким образом, посредством учета набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), период (цикл) для изменения фазы и переключения между схемами модуляции равняется 6=3×2 (где 3: число значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, и 2: оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) могут быть набором (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) для каждого из значений изменения фазы), как показано на фиг.92.

[0864] Как описано выше, посредством осуществления такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), и такой компоновки, что оба (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) относительно каждого из значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы, в результате должны получаться следующие преимущества. Иными словами, даже при задании по-иному средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средней мощности сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции, влияние относительно PAPR усилителя мощности передачи, включенного в передающее устройство, подавляется до минимальной степени, и тем самым влияние относительно потребления мощности передающего устройства подавляется до минимальной степени, в то время как качество приема данных, принимаемых посредством приемного устройства в LOS-окружении, повышается, как уже пояснено в настоящем описании.

[0865] Следует отметить, что хотя выше предоставлено описание при рассмотрении в качестве примера случая, в котором набор (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) представляет собой (QPSK, 16QAM) и (16QAM, QPSK), возможные наборы (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) не ограничены этим. Более конкретно, набор (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) может быть одним из: (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK); (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM); (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM); (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) и т.п. Иными словами, настоящее изобретение должно быть аналогично реализовано при условии, что подготавливаются две различных схемы модуляции, и различная одна из схем модуляции применяется к каждому из Ω1(t) и Ω2(t).

[0866] Дополнительно, отношение между схемой модуляции, значением изменения мощности и значением изменения фазы, заданное в каждое из времен (или для каждой из частот), не ограничивается отношениями, описанными выше со ссылкой на фиг.91 и 92.

Если обобщать предоставленное выше пояснение, важны следующие моменты.

Следует осуществлять такую компоновку, что набор (схема модуляции s1(t), схема модуляции s2(t)) может быть либо (схема A модуляции, схема B модуляции), либо (схема B модуляции, схема A модуляции), и такую компоновку, что средняя мощность сигналов в соответствии с преобразованием для QPSK-модуляции и средняя мощность сигналов в соответствии с преобразованием для 16QAM-модуляции задаются по-иному.

[0867] Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к Ω1(t), представляет собой схему A модуляции, модуль (8501A) изменения мощности умножает Ω1(t) на a и тем самым выводит a×Ω1(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к Ω1(t), представляет собой схему B модуляции, модуль (8501A) изменения мощности умножает Ω1(t) на b и тем самым выводит b×Ω1(t). Дополнительно, когда схема модуляции, применяемая к Ω2(t), представляет собой схему A модуляции, модуль (8501B) изменения мощности умножает Ω2(t) на a и тем самым выводит a×Ω2(t). С другой стороны, когда схема модуляции, применяемая к Ω2(t), представляет собой схему B модуляции, модуль (8501B) изменения мощности умножает Ω2(t) на b и тем самым выводит b×Ω2(t).

[0868] Дополнительно, следует осуществлять такую компоновку, что значения y[0], y[1], ···, y[n-2] и y[n-1] (или y[k], где k удовлетворяет 0≤k≤n-1) изменения фазы существуют в качестве значений изменения фазы, подготовленных к использованию в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования. Дополнительно, следует осуществлять такую компоновку, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) для y[k]. (Здесь, может осуществляться такая компоновка, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) для y[k] для всех значений k, или такая компоновка, что существует значение k, при котором оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) для y[k]).

Как описано выше, посредством осуществления такой компоновки, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)), и такой компоновки, что оба (схема A модуляции, схема B модуляции) и (схема B модуляции, схема A модуляции) существуют в качестве набора (схема модуляции Ω1(t), схема модуляции Ω2(t)) относительно каждого из значений изменения фазы, подготовленных в качестве значений изменения фазы, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы, в результате должны получаться следующие преимущества. Иными словами, даже при задании по-иному средней мощности сигналов для схемы A модуляции и средней мощности сигналов для схемы B модуляции, влияние относительно PAPR усилителя мощности передачи, включенного в передающее устройство, подавляется до минимальной степени, и тем самым влияние относительно потребления мощности передающего устройства подавляется до минимальной степени, в то время как качество приема данных, принимаемых посредством приемного устройства в LOS-окружении, повышается, как уже пояснено в настоящем описании.

[0869] Затем, предоставляется пояснение операций приемного устройства. Пояснение приемного устройства уже предоставлено в варианте 1 осуществления и т.д., и структура приемного устройства проиллюстрирована, например, на фиг.7, 8 и 9.

Согласно отношению, проиллюстрированному на фиг.5, когда передающее устройство передает модулированные сигналы, введенные на фиг.87, 88, 91 и 92, удовлетворяется одно отношение из отношений, обозначаемых посредством двух нижеприведенных формул. Следует отметить, что в двух нижеприведенных формулах, r1(t) и r2(t) указывают принимаемые сигналы, и h₁₁(t), h₁₂(t), h₂₁(t), и h₂₂(t) указывают значения колебаний канала.

[0870] Математическое выражение 93

(формула G1)

[0871] Математическое выражение 94

(формула G2)

[0872] Следует отметить, что F, показанное в формулах G1 и G2, обозначает матрицы предварительного кодирования, используемые во время t, и y(t) обозначает значения изменения фазы. Приемное устройство выполняет демодуляцию (обнаружение) сигналов посредством использования отношения, заданного в двух вышеприведенных формулах (т.е. демодуляция должна выполняться идентично пояснению, предоставленному в варианте 1 осуществления). Тем не менее, две вышеприведенные формулы не учитывают такие компоненты искажения, как компоненты шума, сдвиги частоты и ошибки оценки канала, и таким образом, демодуляция (обнаружение) выполняется с такими компонентами искажения, включенными в сигналы. Касательно значений u и v, которые использует передающее устройство для выполнения изменения мощности, передающее устройство передает информацию относительно этих значений или передает информацию режима передачи (такую как схема передачи, схема модуляции и схема коррекции ошибок), который должен использоваться. Приемное устройство обнаруживает значения, используемые посредством передающего устройства, посредством обнаружения информации, получает две формулы, описанные выше, и выполняет демодуляцию (обнаружение).

[0873] Хотя в настоящем изобретении предоставлено описание при рассмотрении в качестве примера случая, в котором переключение между значениями изменения фазы выполняется во временной области, настоящее изобретение может быть аналогично осуществлено при использовании схемы передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM и т.п., и при переключении между значениями изменения фазы в частотной области, как описано в других вариантах осуществления. Если это имеет место, t, используемое в настоящем варианте осуществления, должно заменяться на f (частоту ((под)несущую)). Дополнительно, настоящее изобретение может быть аналогично осуществлено в случае, если переключение между значениями изменения фазы выполняется в частотно-временной области. Помимо этого, в настоящем варианте осуществления, схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования не ограничена схемой для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, пояснение которого предоставлено в других разделах настоящего описания. Помимо этого, идентичное преимущество минимизации влияния относительно PAPR должно быть получено при применении настоящего варианта осуществления относительно схемы предварительного кодирования, в которой не выполняется изменение фазы.

[0874] Вариант G2 осуществления

В настоящем варианте осуществления, предоставляется описание схемы регулярного выполнения изменения фазы, применение которой реализует преимущество уменьшения размера схем, когда система широковещательной передачи (или связи) поддерживает оба из случая, в котором схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой QPSK, и схема модуляции, применяемая к s2, представляет собой 16QAM, и случая, в котором схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой 16QAM, и схема модуляции, применяемая к s2, представляет собой 16QAM.

[0875] Во-первых, приводится пояснение схемы для регулярного выполнения изменения фазы в случае, если схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой 16QAM, и схема модуляции, применяемая к s2, представляет собой 16QAM.

Примеры матриц предварительного кодирования, используемых в схеме для регулярного выполнения изменения фазы в случае, если схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой 16QAM, и схема модуляции, применяемая к s2, представляет собой 16QAM, показаны в варианте 1 осуществления. Матрицы предварительного кодирования [F] представляются следующим образом.

[0876] Математическое выражение 95

(формула G3)

[0877] Далее, предоставляется описание для примера, в котором формула G3 используется в качестве матриц предварительного кодирования для схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования в случае, если 16QAM применяется в качестве схемы модуляции и к s1 и к s2.

Фиг.93 иллюстрирует структурный пример периферии модуля взвешивания (модуля предварительного кодирования), который поддерживает оба из случая, в котором схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой QPSK, и схема модуляции, применяемая к s2, представляет собой 16QAM, и случая, в котором схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой 16QAM, и схема модуляции, применяемая к s2, представляет собой 16QAM. На фиг.93, элементы, которые работают похожим способом с фиг.3, фиг.6 и фиг.85, содержат идентичные ссылки с номерами, и их пояснения опускаются.

[0878] На фиг.93, модуль 9301 переключения сигналов в полосе модулирующих частот принимает предварительно кодированный сигнал 309A(z1(t)), предварительно кодированный сигнал 309B(z2(t)) с измененной фазой и управляющий сигнал 8500 в качестве ввода. Когда управляющий сигнал 8500 указывает "не выполнять переключение сигналов", предварительно кодированный сигнал 309A(z1(t)) выводится в качестве сигнала 9302A(z1'(t)), и предварительно кодированный сигнал 309B(z2(t)) с измененной фазой выводится в качестве сигнала 9302B(z2'(t)).

[0879] Напротив, когда управляющий сигнал 8500 указывает "выполнять переключение сигналов", модуль 8501 переключения сигналов в полосе модулирующих частот выполняет следующее:

- Когда время представляет собой 2k (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k)) в качестве сигнала 9302A(r1(2k)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k)) в качестве предварительно кодированного сигнала 9302B(r2(2k)) с измененной фазой,

- Когда время представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k+1)) с измененной фазой в качестве сигнала 9302A(r1(2k+1)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k+1)) в качестве сигнала 9302B(r2(2k+1)), и дополнительно,

- Когда время представляет собой 2k (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k)) в качестве сигнала 9302A(r1(2k)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k)) в качестве предварительно кодированного сигнала 9302B(r2(2k)) с измененной фазой,

- Когда время представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k+1)) в качестве сигнала 9302A(r1(2k+1)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k+1)) с измененной фазой в качестве сигнала 9302B(r2(2k+1)). (Хотя вышеприведенное описание предоставляет пример переключения между сигналами, переключение между сигналами не ограничивается этим. Следует отметить, что важность заключается в том, что переключение между сигналами выполняется, когда управляющий сигнал указывает "выполнять переключение сигналов").

Как пояснено на фиг.3, фиг.4, фиг.5, фиг.12, фиг.13 и т.д., сигнал 9302A(r1(t)) передается из антенны вместо z1(t). (Следует отметить, что выполняется предварительно определенная обработка, как показано на фиг.3, фиг.4, фиг.5, фиг.12, фиг.13 и т.д.). Кроме того, сигнал 9302B(r2(t)) передается из антенны вместо z2(t). (Следует отметить, что выполняется предварительно определенная обработка, как показано на фиг.3, фиг.4, фиг.5, фиг.12, фиг.13 и т.д.). Следует отметить, что сигнал 9302A(r1(t)) и сигнал 9302B(r2(t)) передаются из различных антенн.

[0880] Здесь, следует отметить, что переключение сигналов, как описано выше, выполняется только относительно предварительно кодированных символов. Иными словами, переключение сигналов не выполняется, например, относительно других вставленных символов, таких как пилотные символы и символы для передачи информации, которая не должна быть предварительно кодирована (например, символов управляющей информации). Дополнительно, хотя выше предоставлено описание случая, в котором схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования применяется во временной области, настоящее изобретение не ограничено этим. Настоящий вариант осуществления может аналогично применяться также в случаях, если схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования применяется в частотной области и в частотно-временной области. Аналогично, переключение сигналов может выполняться в частотной области или частотно-временной области, даже если выше предоставляется описание, в котором переключение сигналов выполняется во временной области.

[0881] Затем, предоставляется пояснение относительно работы каждого из модулей на фиг.93 в случае, если 16QAM применяется в качестве схемы модуляции как для s1, так и для s2.

Поскольку s1(t) и s2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот (преобразованными сигналами), преобразованными с помощью схемы 16QAM модуляции, схема преобразования, применяемая к ним, является такой, как проиллюстрировано на фиг.80, и g представляется посредством формулы 79.

[0882] Модуль (8501A) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307A в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции и управляющий сигнал (8500) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8500), представляет собой v, модуль изменения мощности выводит сигнал (сигнал с измененной мощностью: 8502A), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307A в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на v.

[0883] Модуль (8501B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции и управляющий сигнал (8500) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8500), составляет u, модуль изменения мощности выводит сигнал (сигнал с измененной мощностью: 8502B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на u.

[0884] Здесь, коэффициенты v и u удовлетворяют: v=u=Ω, v²:u²⁼1:1. Посредством осуществления такой компоновки, данные принимаются с превосходным качеством приема посредством приемного устройства.

Модуль 600 взвешивания принимает сигнал 8502A с измененной мощностью (сигнал, получаемый посредством умножения сигнала 307A в полосе модулирующих частот (преобразованного сигнала), преобразованного с помощью схемы 16QAM модуляции, на коэффициент v), сигнал 8502B с измененной мощностью (сигнал, получаемый посредством умножения сигнала 307B в полосе модулирующих частот (преобразованного сигнала), преобразованного с помощью схемы 16QAM модуляции, на коэффициент u), и информацию 315 касательно схемы взвешивания, в качестве ввода. Дополнительно, модуль 600 взвешивания определяет матрицу предварительного кодирования на основе информации 315 касательно схемы взвешивания и выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(t)) и предварительно кодированный сигнал 316B(z2'(t)).

[0885] Модуль 317B изменения фазы выполняет изменение фазы для предварительно кодированного сигнала 316B(z2'(t)) на основе информации 315 касательно схемы обработки информации и выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(t)) с измененной фазой.

Здесь, когда F представляет матрицу предварительного кодирования, используемую в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, и y(t) представляет значения изменения фазы, поддерживается следующая формула.

[0886] Математическое выражение 96

(формула G4)

[0887] Следует отметить, что y(t) является мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1 (т.е. y[i]=e^jθ).

Когда матрица F предварительного кодирования, которая является матрицей предварительного кодирования, используемой в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, представляется посредством формулы G3, и когда 16QAM применяется в качестве схемы модуляции как s1, так и s2, формула 37 является подходящей в качестве значения α, как описано в варианте 1 осуществления. Когда α представляется посредством формулы 37, z1(t) и z2(t) являются сигналами в полосе модулирующих частот, соответствующими одной из 256 сигнальных точек в IQ-плоскости, как проиллюстрировано на фиг.94. Следует отметить, что фиг.94 иллюстрирует пример схемы размещения 256 сигнальных точек, и схема размещения может быть схемой размещения со сдвигом фаз 256 компонентов сигнала.

[0888] Здесь, поскольку схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой 16QAM, и схема модуляции, применяемая к s2, также представляет собой 16QAM, взвешенные сигналы z1(t) и z2(t) с измененной фазой передаются как 4 бита согласно 16QAM. Следовательно, передается всего 8 битов, как указано посредством 256 сигнальных точек, проиллюстрированных на фиг.94. В таком случае, поскольку минимальное евклидово расстояние между сигнальными точками является сравнительно большим, повышается качество приема данных, принимаемых посредством приемного модуля.

[0889] Модуль 9301 переключения сигналов в полосе модулирующих частот принимает предварительно кодированный сигнал 309A(z1(t)), предварительно кодированный сигнал 309B(z2(t)) с измененной фазой и управляющий сигнал 8500 в качестве ввода. Поскольку 16QAM применяется в качестве схемы модуляции как s1, так и s2, управляющий сигнал 8500 указывает "не выполнять переключение сигналов". Таким образом, предварительно кодированный сигнал 309A(z1(t)) выводится в качестве сигнала 9302A(r1(t)), и предварительно кодированный сигнал 309B(z2(t)) с измененной фазой выводится в качестве сигнала 9302B(r2(t)).

[0890] Затем, предоставляется пояснение относительно работы каждого из модулей на фиг.116 в случае, если QPSK применяется в качестве схемы модуляции для s1, и 16QAM применяется в качестве схемы модуляции для s2.

Допустим, что s1(t) представляет собой (преобразованный) сигнал в полосе модулирующих частот для схемы QPSK модуляции. Схема преобразования для s1(t) является такой, как показано на фиг.81, и h является таким, как представлено посредством формулы 78. Поскольку s2(t) является (преобразованным) сигналом в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции, схема преобразования для s2(t) является такой, как показано на фиг.80, и g является таким, как представлено посредством формулы 79.

[0891] Модуль (8501A) изменения мощности принимает сигнал 307A в полосе модулирующих частот (преобразованный сигнал), преобразованный согласно схеме QPSK модуляции, и управляющий сигнал (8500) в качестве ввода. Дополнительно, модуль (8501A) изменения мощности умножает сигнал 307A в полосе модулирующих частот (преобразованный сигнал), преобразованный согласно схеме QPSK модуляции, на коэффициент v и выводит сигнал, полученный в качестве результата умножения (сигнал с измененной мощностью: 8502A). Коэффициент v является значением для выполнения изменения мощности и задается согласно управляющему сигналу (8500).

[0892] Модуль (8501B) изменения мощности принимает (преобразованный) сигнал 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции и управляющий сигнал (8500) в качестве ввода. Посредством допущения того, что значение для изменения мощности, заданное на основе управляющего сигнала (8500), составляет u, модуль изменения мощности выводит сигнал (сигнал с измененной мощностью: 8502B), полученный посредством умножения (преобразованного) сигнала 307B в полосе модулирующих частот для схемы 16QAM модуляции на u.

[0893] В варианте F1 осуществления предоставляется описание, что один примерный пример - это когда "отношение между средней мощностью QPSK и средней мощностью 16QAM задается так, что оно удовлетворяет формуле v²:u²=1:5". (Посредством осуществления такой компоновки, данные принимаются с превосходным качеством приема посредством приемного устройства). Далее предоставляется пояснение схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, когда осуществляется такая компоновка.

Модуль 600 взвешивания принимает сигнал 8502A с измененной мощностью (сигнал, получаемый посредством умножения сигнала 307A в полосе модулирующих частот (преобразованного сигнала), преобразованного с помощью схемы QPSK модуляции, на коэффициент v), сигнал 8502B с измененной мощностью (сигнал, получаемый посредством умножения сигнала 307B в полосе модулирующих частот (преобразованного сигнала), преобразованного с помощью схемы 16QAM модуляции, на коэффициент u), и информацию 315 касательно схемы обработки сигналов, в качестве ввода. Дополнительно, модуль 600 взвешивания выполняет предварительное кодирование согласно информации 315 касательно схемы обработки сигналов и выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(t)) и предварительно кодированный сигнал 316B(z2'(t)).

[0894] Здесь, когда F представляет матрицу предварительного кодирования, используемую в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, и y(t) представляет значения изменения фазы, поддерживается следующая формула.

[0895] Математическое выражение 97

(формула G5)

[0896] Следует отметить, что y(t) является мнимым числом, имеющим абсолютное значение 1 (т.е. y[i]=e^jθ).

Когда матрица F предварительного кодирования, которая является матрицей предварительного кодирования согласно схеме предварительного кодирования для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, представляется посредством формулы G3, и когда 16QAM применяется в качестве схемы модуляции как s1, так и s2, формула 37 является подходящей в качестве значения α, как описано. Причина этого поясняется ниже.

[0897] Фиг.95 иллюстрирует взаимосвязь между 16 сигнальными точками 16QAM и 4 сигнальными точками QPSK на IQ-плоскости, когда состояние передачи является таким, как описано выше. На фиг.95, каждый ○ указывает сигнальную точку 16QAM, а каждый ● указывает сигнальную точку QPSK. Как можно видеть на фиг.95, четыре сигнальных точки из 16 сигнальных точек 16QAM совпадают с 4 сигнальными точками QPSK. В этом случае, когда матрица F предварительного кодирования, которая является матрицей предварительного кодирования, используемой в схеме для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, представляется посредством формулы G3 и когда формула 37 является значением α, каждый из z1(t) и z2(t) является сигналом в полосе модулирующих частот, соответствующим 64 сигнальным точкам, извлеченным из 256 сигнальных точек, проиллюстрированных на фиг.94, для случая, в котором схема модуляции, применяемая к s1, представляет собой 16QAM, а схема модуляции, применяемая к s2, представляет собой 16QAM. Следует отметить, что фиг.94 иллюстрирует пример схемы размещения 256 сигнальных точек, и схема размещения может быть схемой размещения со сдвигом фаз 256 компонентов сигнала.

[0898] Поскольку QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, взвешенные сигналы z1(t) и z2(t) с измененной фазой, соответственно, передаются как 2 бита согласно QPSK и 4 бита согласно 16QAM. Следовательно, передается всего 6 битов, как указано посредством 64 сигнальных точек. Поскольку минимальное евклидово расстояние между 64 сигнальными точками, как описано выше, является сравнительно большим, повышается качество приема данных, принимаемых посредством приемного устройства.

[0899] Модуль 9301 переключения сигналов в полосе модулирующих частот принимает предварительно кодированный сигнал 309A(z1(t)), предварительно кодированный сигнал 309B(z2(t)) с измененной фазой и управляющий сигнал 8500 в качестве ввода. Поскольку QPSK представляет собой схему модуляции для s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции для s2, и таким образом, управляющий сигнал 8500 указывает "выполнять переключение сигналов", модуль 9301 переключения сигналов в полосе модулирующих частот выполняет, например, следующее:

- Когда время представляет собой 2k (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k)) в качестве сигнала 9302A(r1(2k)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k)) в качестве предварительно кодированного сигнала 9302B(r2(2k)) с измененной фазой,

- Когда время представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k+1)) с измененной фазой в качестве сигнала 9302A(r1(2k+1)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k+1)) в качестве сигнала 9302B(r2(2k+1)), и дополнительно,

- Когда время представляет собой 2k (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k)) в качестве сигнала 9302A(r1(2k)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k)) в качестве предварительно кодированного сигнала 9302B(r2(2k)) с измененной фазой,

- Когда время представляет собой 2k+1 (k является целым числом),

выводит предварительно кодированный сигнал 309A(z1(2k+1)) в качестве сигнала 9302A(r1(2k+1)) и выводит предварительно кодированный сигнал 309B(z2(2k+1)) с измененной фазой в качестве сигнала 9302B(r2(2k+1)).

[0900] Следует отметить, что выше приводится описание того, что переключение сигналов выполняется, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2. Посредством осуществления такой компоновки, реализуется уменьшение PAPR, и дополнительно, сокращается потребление электроэнергии посредством передающего модуля, как описано в варианте F1 осуществления. Тем не менее, когда потребление электроэнергии посредством передающего устройства не обязательно должно приниматься во внимание, может осуществляться такая компоновка, что не выполняется переключение сигналов, аналогично случаю, в котором 16QAM применяется в качестве схемы модуляции как для s1, так и для s2.

[0901] Дополнительно, выше предоставлено описание для случая, в котором QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, и дополнительно, удовлетворяется условие v²:u²=1:5, поскольку такой случай считается примерным. Тем не менее, существует случай, в котором превосходное качество приема реализуется, когда (i) схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, и (ii) схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, когда 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, рассматриваются как идентичные при условии v²<u². Таким образом, условие, которое должно удовлетворяться посредством значений v и u, не ограничивается v²:u²=1:5.

[0902] Посредством рассмотрения (i) схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, и (ii) схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, когда 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, как идентичных, как пояснено выше, реализуется уменьшение размера схем. Дополнительно, в таком случае, приемное устройство выполняет демодуляцию согласно формулам G4 и G5 и схеме переключения между сигналами, и поскольку сигнальные точки совпадают, как пояснено выше, возможно совместное использование одного арифметического модуля, вычисляющего варианты сигнальных точек приема, и таким образом, размер схем приемного устройства может быть реализован еще точнее.

[0903] Следует отметить, что хотя в настоящем варианте осуществления предоставлено описание с рассмотрением формулы G3 в качестве примера схемы для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования не ограничена этим.

Существенные моменты настоящего изобретения являются такими, как описано далее:

- Когда поддерживаются как случай, в котором QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, так и случай, в котором 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, идентичная схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования применяется в обоих случаях.

- Условие v²=u² поддерживается, когда 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, и условие v²<u² поддерживается, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2.

[0904] Дополнительно, далее описаны примеры, в которых реализуется превосходное качество приема приемного устройства.

Пример 1 (должны удовлетворяться следующие два условия):

- Условие v²=u² поддерживается, когда 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, и условие v²:u²=1:5 поддерживается, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, и

- Идентичная схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования применяется в обеих из случаев, в которых 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, и QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2.

Пример 2 (должны удовлетворяться следующие два условия):

- Условие v²=u² поддерживается, когда 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, и условие v²<u² поддерживается, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, и

- Когда поддерживаются как случай, в котором QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, так и случай, в котором 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, идентичная схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования применяется в обоих случаях, и матрицы предварительного кодирования представляются посредством формулы G3.

Пример 3 (должны удовлетворяться следующие два условия):

- Условие v²=u² поддерживается, когда 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, и условие v²<u² поддерживается, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, и

- Когда поддерживаются как случай, в котором QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, так и случай, в котором 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, идентичная схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования применяется в обоих случаях, и матрицы предварительного кодирования представляются посредством формулы G3, и α представляется посредством формулы 37.

Пример 4 (должны удовлетворяться следующие два условия):

- Условие v²=u² поддерживается, когда 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, и условие v²:u²=1:5 поддерживается, когда QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2.

- Когда поддерживаются как случай, в котором QPSK представляет собой схему модуляции, применяемую к s1, а 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую к s2, так и случай, в котором 16QAM представляет собой схему модуляции, применяемую как для s1, так и для s2, идентичная схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования применяется в обоих случаях, и матрицы предварительного кодирования представляются посредством формулы G3, и α представляется посредством формулы 37.

[0905] Следует отметить, что хотя настоящий вариант осуществления описан с помощью примера, в котором схемы модуляции представляют собой QPSK и 16QAM, настоящий вариант осуществления не ограничен этим примером. Объем настоящего варианта осуществления может быть расширен, как описано ниже. Рассмотрим схему A модуляции и схему B модуляции. Допустим, что a является числом сигнальных точек на IQ-плоскости схемы A модуляции, и допустим, что b является числом сигнальных точек на IQ-плоскости схемы B модуляции, где a<b. В таком случае, существенные моменты настоящего изобретения описываются следующим образом.

[0906] Должны удовлетворяться следующие два условия.

- Если поддерживаются случай, в котором схема модуляции s1 представляет собой схему A модуляции, а схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, и случай, в котором схема модуляции s1 представляет собой схему B модуляции, и схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, идентичная схема используется совместно в обоих случаях для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования.

- Когда схема модуляции s1 представляет собой схему B модуляции, и схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, удовлетворяется условие v²=u², а когда схема модуляции s1 представляет собой схему A модуляции, а схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, удовлетворяется условие v²<u².

[0907] Здесь, переключение сигналов в полосе модулирующих частот, как описано со ссылкой на фиг.93, может выполняться по выбору. Тем не менее, когда схема модуляции s1 представляет собой схему A модуляции, а схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, предпочтительно выполнять вышеописанное переключение сигналов в полосе модулирующих частот с учетом влияния PAPR.

Альтернативно, должны удовлетворяться следующие два условия.

- Если поддерживаются случай, в котором схема модуляции s1 представляет собой схему A модуляции, а схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, и случай, в котором схема модуляции s1 представляет собой схему B модуляции, и схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, идентичная схема используется совместно в обоих случаях для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, и матрицы предварительного кодирования представляются посредством формулы G3.

- Когда схема модуляции s1 представляет собой схему B модуляции, и схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, удовлетворяется условие v²=u², а когда схема модуляции s1 представляет собой схему A модуляции, а схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, удовлетворяется условие v²<u².

[0908] Здесь, переключение сигналов в полосе модулирующих частот, как описано со ссылкой на фиг.93, может выполняться по выбору. Тем не менее, когда схема модуляции s1 представляет собой схему A модуляции, а схема модуляции s2 представляет собой схему B модуляции, предпочтительно выполнять вышеописанное переключение сигналов в полосе модулирующих частот с учетом влияния PAPR.

В качестве примерного набора из схемы A модуляции и схемы B модуляции, (схема A модуляции, схема B модуляции) является одним из (QPSK, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM) и (64QAM, 256QAM).

[0909] Хотя вышеприведенное пояснение приводится для примера, в котором изменение фазы выполняется для одного из сигналов после предварительного кодирования, настоящее изобретение не ограничено этим. Как описано в этом описании, даже когда выполняется изменение фазы для множества предварительно кодированных сигналов, настоящий вариант осуществления является применимым. Если это имеет место, устанавливается взаимосвязь между модулированным сигналом и матрицами предварительного кодирования (существенные моменты настоящего изобретения).

[0910] Дополнительно, хотя настоящий вариант осуществления описан при условии, что матрицы F предварительного кодирования представляются посредством формулы G3, настоящее изобретение не ограничено этим. Например, может быть использовано любое из следующего:

[0911] Математическое выражение 98

(формула G6)

[0912] Математическое выражение 99

(формула G7)

[0913] Математическое выражение 100

(формула G8)

[0914] Математическое выражение 101

(формула G9)

[0915] Математическое выражение 102

(формула G10)

[0916] Следует отметить, что θ₁₁, θ₂₁ и λ в формулах G9 и G10 являются фиксированными значениями (радианы).

Хотя в настоящем изобретении предоставлено описание при рассмотрении в качестве примера случая, в котором переключение между значениями изменения фазы выполняется во временной области, настоящее изобретение может быть аналогично осуществлено при использовании схемы передачи с несколькими несущими, к примеру, OFDM и т.п., и при переключении между значениями изменения фазы в частотной области, как описано в других вариантах осуществления. Если это имеет место, t, используемое в настоящем варианте осуществления, должно заменяться на f (частоту ((под)несущую)). Дополнительно, настоящее изобретение может быть аналогично осуществлено в случае, если переключение между значениями изменения фазы выполняется в частотно-временной области. Следует отметить, что в настоящем варианте осуществления, схема для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования не ограничена схемой для регулярного выполнения изменения фазы после предварительного кодирования, как пояснено в этом описании.

[0917] Кроме того, в любом из двух шаблонов задания схемы модуляции согласно настоящему варианту осуществления, приемное устройство выполняет демодуляцию и обнаружение с использованием схемы приема, описанной в варианте F1 осуществления.

Промышленная применимость

[0918] Настоящее изобретение является широко применимым к беспроводным системам, которые передают различные модулированные сигналы из множества антенн, таким как OFDM-MIMO-система. Кроме того, в системе проводной связи с множеством местоположений передачи (такой как система по стандарту связи по линиям электросети (PLC), система оптической связи или система по стандарту цифровой абонентской линии (DSL)), настоящее изобретение может быть приспособлено к MIMO, когда множество местоположений передачи используется для того, чтобы передавать множество модулированных сигналов, как описано посредством настоящего изобретения. Модулированный сигнал также может быть передан из множества местоположений передачи.

Список номеров ссылок

[0919] 302A, 302B - кодеры

304A, 304B - модули перемежения

306A, 306B - модули преобразования

314 - формирователь информации схемы обработки сигналов

308A, 308B - модули взвешивания

310A, 310B - беспроводные модули

312A, 312B - антенны

317A, 317B - модули изменения фазы

402 - кодер

404 - модуль распределения

504#1, 504#2 - передающие антенны

505#1, 505#2 - приемные антенны

600 - модуль взвешивания

701_X, 701_Y - антенны

703_X, 703_Y - беспроводные модули

705_1 - модуль оценки колебаний канала

705_2 - модуль оценки колебаний канала

707_1 - модуль оценки колебаний канала

707_2 - модуль оценки колебаний канала

709 - декодер управляющей информации

711 - процессор сигналов

803 - внутренний MIMO-детектор

805A, 805B - модули вычисления логарифмического правдоподобия

807A, 807B - модули обратного перемежения

809A, 809B - модули вычисления логарифмического отношения правдоподобия

811A, 811B - декодеры с мягким вводом и мягким выводом

813A, 813B - модули перемежения

815 - запоминающее устройство

819 - формирователь коэффициентов

901 - декодер с мягким вводом и мягким выводом

903 - модуль распределения

1201A, 1201B - связанные с OFDM процессоры

1302A, 1302A - преобразователи из последовательной формы в параллельную

1304A, 1304B - модули переупорядочения

1306A, 1306B - IFFT-модули

1308A, 1308B - беспроводные модули

Изобретение относится к системам беспроводной многоантенной связи со многими входами и многими выходами и обеспечивает повышение качества приема в LOS-окружении. Способ передачи, одновременно передающий первый модулированный сигнал и второй модулированный сигнал на общей частоте, выполняет предварительное кодирование для обоих сигналов с использованием фиксированной матрицы предварительного кодирования и регулярно изменяет фазу, по меньшей мере, одного из сигналов, тем самым повышая качество принимаемого сигнала данных для приемного устройства. 4 н.п.ф-лы, 108 ил.

1. Способ передачи для формирования множества сигналов передачи и передачи множества сигналов передачи от множества антенн в одно и то же время на одной и той же частоте,
кадр передачи каждого из множества сигналов передачи включает в себя множество PLP (конвейеров физического уровня) и управляющую информацию, причем управляющая информация указывает по меньшей мере схему передачи, используемую для передачи множества PLP, схема передачи является MIMO-схемой или MISO-схемой,
формирование множества сигналов передачи содержит:
формирование управляющей информации, указывающей MIMO-схему или MISO-схему;
формирование кодированного блока, состоящего из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы кодирования с коррекцией ошибок, причем кодированный блок соответствует множеству PLP;
формирование из кодированного блока первого модулированного сигнала s1 и второго модулированного сигнала s2; и
в отношении первого модулированного сигнала s1 и второго модулированного сигнала s2, применение предварительного кодирования, используя матрицу F, и выполнение изменения фазы при регулярном изменении схемы изменения фазы для каждого временного кванта.

2. Устройство передачи для формирования множества сигналов передачи и передачи множества сигналов передачи от множества антенн в одно и то же время на одной и той же частоте,
кадр передачи каждого из множества сигналов передачи включает в себя множество PLP (конвейеров физического уровня) и управляющую информацию, причем управляющая информация указывает по меньшей мере схему передачи, используемую для передачи множества PLP,
схема передачи является MIMO-схемой или MISO-схемой,
устройство передачи содержит:
модуль формирования управляющей информации, формирующий управляющую информацию, указывающую MIMO-схему или MISO-схему;
модуль кодирования, формирующий кодированный блок, состоящий из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы кодирования с коррекцией ошибок, причем кодированный блок соответствует множеству PLP;
модуль формирования, формирующий первый модулированный сигнал s1 и второй модулированный сигнал s2 из кодированного блока; и
модуль предварительного кодирования, применяющий предварительное кодирование, используя матрицу F, к первому модулированному сигналу s1 и второму модулированному сигналу s2; и
модуль изменения фазы, применяющий изменение фазы к первому модулированному сигналу s1 и второму модулированному сигналу s2, при регулярном изменении схемы изменения фазы для каждого временного кванта, причем
множество сигналов передачи формируется путем применения по меньшей мере предварительного кодирования модулем предварительного кодирования и изменения фазы модулем изменения фазы к первому модулированному сигналу s1 и второму модулированному сигналу s2.

3. Способ приема, содержащий:
получают сигнал приема, полученный посредством приема множества сигналов передачи, переданных от множества антенн в одно и то же время на одной и той же частоте; и демодулируют полученный сигнал приема,
кадр передачи каждого из множества сигналов передачи включает в себя множество PLP (конвейеров физического уровня) и управляющую информацию, причем управляющая информация указывает по меньшей мере схему передачи, используемую для передачи множества PLP,
схема передачи является MIMO-схемой или MISO-схемой,
формирование множества сигналов передачи содержит:
формирование управляющей информации, указывающей MIMO-схему или MISO-схему;
формирование кодированного блока, состоящего из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы кодирования с коррекцией ошибок, причем кодированный блок соответствует множеству PLP;
формирование из кодированного блока первого модулированного сигнала s1 и второго модулированного сигнала s2; и
в отношении первого модулированного сигнала s1 и второго модулированного сигнала s2, применение предварительного кодирования, используя матрицу F, и выполнение изменения фазы при регулярном изменении схемы изменения фазы для каждого временного кванта.

4. Устройство приема, содержащее:
модуль получения, получающий сигнал приема, полученный посредством приема множества сигналов передачи, переданных от множества антенн в одно и то же время на одной и той же частоте; и
демодулятор, демодулирующий полученный сигнал приема,
кадр передачи каждого из множества сигналов передачи включает в себя множество PLP (конвейеров физического уровня) и управляющую информацию, причем управляющая информация указывает по меньшей мере схему передачи, используемую для передачи множества PLP,
схема передачи является MIMO-схемой или MISO-схемой,
формирование множества сигналов передачи содержит:
формирование управляющей информации, указывающей MIMO-схему или MISO-схему;
формирование кодированного блока, состоящего из множества битов, путем использования предварительно определенной схемы кодирования с коррекцией ошибок, причем кодированный блок соответствует множеству PLP;
формирование из кодированного блока первого модулированного сигнала s1 и второго модулированного сигнала s2; и
в отношении первого модулированного сигнала s1 и второго модулированного сигнала s2, применение предварительного кодирования, используя матрицу F, и выполнение изменения фазы при регулярном изменении схемы изменения фазы для каждого временного кванта.