СПОСОБ МОДУЛЯЦИИ АМПЛИТУДЫ И ФАЗЫ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ Российский патент 2018 года по МПК H03C3/02 H03C5/00 

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для формирования требуемых временных форм фазоманипулированных, амплитудно-манипулированных, а также амплитудно-фазоманипулированных и амплитудно-фазомодулированных сигналов в заданной полосе частот.

Известен способ манипуляции (модуляции) параметров отраженного сигнала, состоящий в том, что входное сопротивление устройства манипуляции изменяют таким образом, что коэффициент отражения этого устройства изменяет фазу на π, π/2, π/4, при чем для разделения входного и отраженного сигнала используют циркулятор (Радиопередающие устройства. / Под редакцией О.А. Челнокова. - М.: Радио и связь, 1982., с. 152-156). Известно устройство реализации этого способа (там же), состоящее из циркулятора, первый вход которого подключен к источнику сигнала, третий вход подключен к нагрузке, а второй подключен к отрезку разомкнутой линии передачи длиной λ/4 в начале которой включен p-i-n диод.

Если диод закрыт, то от сечения, в котором он включен, происходит отражение, отраженная волна попадает в нагрузку с сопротивлением 50 Ом. Если диод открыт, то отражение происходит от конца линии. Фаза отраженного сигнала в одном состоянии диода отличается от фазы отраженного сигнала в другом состоянии диода на π. При необходимости изменения разности фаз длина отрезка линии передачи изменяется соответствующим образом.

Недостатком этого способа и устройства его реализации является то, что в двух состояниях диода изменяется только фаза отраженного сигнала, причем заданные значения разности фаз отраженного сигнала в двух состояниях диода обеспечивается только на одной фиксированной частоте. Другим недостатком является постоянство амплитуды отраженного сигнала в двух состояниях диода, то есть отсутствие манипуляции амплитуды, что сужает функциональные возможности. Например, это не позволяет обеспечить два канала радиосвязи на одной несущей частоте (один канал можно образовать с помощью манипуляции амплитуды, а другой с помощью манипуляции фазы или не позволяет обеспечить кодировку передаваемой информации). Третьим недостатком следует считать большие массы и габариты, связанные с необходимостью использования отрезков линии передачи. Четвертым недостатком является то, что устройство манипуляции, состоящее из управляемой и неуправляемой частей, включается между источником сигнала и нагрузкой, которые имеют определенные значения сопротивлений. Источник сигнала имеет чисто действительное сопротивление (второй вход). Нагрузка для отраженного сигнала (третий вход) имеет также действительное сопротивление. Манипулятор подключен к разомкнутой (бесконечное сопротивление) или к замкнутой (нулевое сопротивление) линии передачи. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала. Основным недостатком является отсутствие возможности усиления сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Известен способ манипуляции фазы отраженного сигнала, основанный на использовании двухимпедансных устройств СВЧ (В.Г. Соколинский, В.Г. Шейнкман. Частотные и фазовые модуляторы и манипуляторы. - М.: Радио и связь, 1983., с. 146-158). Известно устройство реализации этого способа (там же), состоящее из определенного количества реактивных элементов типа L, С параметры которых выбраны из условия обеспечения требуемой произвольной разности фаз коэффициента отражения.

По сравнению с предыдущим способом и устройством данный способ и устройство его реализации не требуют использования полупроводниковых диодов только в открытом и только закрытом состояниях. При любых состояниях диодов, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, при определенных значениях параметров типа L, С может быть обеспечено заданное значение разности фаз отраженного сигнала на фиксированной частоте. Если амплитуда управляющего низкочастотного сигнала между указанными двумя уровнями изменяется непрерывно, то обеспечивается модуляция.

Недостатком является то, что, как и первый способ и устройство, манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы и не усиливают амплитуду проходного сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ (Головков А.А. Устройство для модуляции отраженного сигнала. Авт. св. №1800579 от 09.10.1992 года), состоящий в том, что неуправляемую часть (согласующе-фильтрующее устройство) формирует из определенным образом соединенных между собой двухполюсников, сопротивление каждого двухполюсника выбирают из условия обеспечения одинакового заданного двухуровневого закона изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала при изменении управляемого элемента из одного состояния в другое под действием управляющего низкочастотного напряжения или тока.

Известно устройство (прототип) реализации способа (там же), содержащее цирку ля-тор, первое и третье плечи которого являются СВЧ входом и выходом, а во второе плечо включены реактивный четырехполюсник и полупроводниковый диод, подключенный к источнику низкочастотного управляющего воздействия, при этом четырехполюсник выполнен в виде Т-образного соединения двухполюсников со значениями реактивных сопротивлений, которые выбраны из условия обеспечения требуемых законов двухуровневого изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала на двух заданных частотах. Также как и в предыдущем способе и устройстве реализации возможна модуляция фазы и амплитуды, если управляющий сигнал изменяется непрерывно.

Недостатком является то, что, как и в первых двух способах и устройствах манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях. Третьим важным недостатком является то, что значения модулей и фаз в каждом из состояний не контролируются. Известно лишь отношение модулей и разность фаз.

Техническим результатом изобретения является обеспечение манипуляции амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях управляемого элемента при контролируемых модуле и фазе передаточной функции в каждом из состояний в заданной полосе частот с использованием реактивных и резистивных (комплексных) элементов в согласующем четырехполюснике (с использованием базиса R, L, C) и включении манипулятора (модулятора) между источником сигнала и нагрузкой с комплексными сопротивлениями. Изменение базиса согласующего четырехполюсника приводит к изменению областей физической реализуемости требуемых (заданных) значений модуля и фазы передаточной функции в каждом из состояний, определяемых двумя уровнями амплитуды управляющего сигнала.

1. Указанный результат достигается тем, что в способе модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящем в том, что на вход модулятора подают высокочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, четырехполюсник выполняют из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала, дополнительно двухполюсный управляемый элемент включают в поперечную цепь между выходом четырехполюсника и нагрузкой с комплексной проводимостью, к входу четырехполюсника подключают источник сигнала с комплексным сопротивлением, четырехполюсник выбирают комплексным, зависимости комплексных элементов классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты, выбирают из условия обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ_1,2 и модулей m_1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях, с помощью следующих математических выражений:

; ,

где ; ; ;

; ; - оптимальные отношения зависимостей комплексных элементов a, b, c, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты; z₀ - заданная зависимость сопротивления источника сигнала от частоты; y_н - заданная зависимость проводимости нагрузки от частоты; y_1,2 - заданные зависимости проводимости двухполюсного управляемого элемента от частоты в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала.

2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящем из двухполюсного управляемого элемента, четырехполюсника, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, дополнительно четырехполюсник выполнен комплексным в виде перекрытого Т-образного соединения четырех двухполюсников с комплексными сопротивлениями Z₁, Z₂, Z₃, Z₄, управляемый элемент включен в поперечную цепь между выходом комплексного четырехполюсника и нагрузкой с комплексной проводимостью, к входу четырехполюсника подключен источник высокочастотного сигнала с комплексным сопротивлением, при этом первый и второй двухполюсники с сопротивлениями Z₁, Z₂ сформированы из параллельно соединенных проводимости G_k0, емкости C_k0 и последовательно соединенных проводимости G_k и емкости C_k, которые определяются с помощью следующих математических выражений:

где ; - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексной проводимости k-го двухполюсника на двух заданных частотах f₁, f₂; ω_l=2πf_l; ω₂=2πf₂; R_k1,k2; X_k1,k2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексного сопротивления k-го двухполюсника на двух частотах, причем

где

M_11,12=m_11,12(cosϕ_11,12+jsinϕ_11,12); М_21,22=m_21,22(cosϕ_21,22+jsinϕ_2l,22);

z_01,02 - заданные значения сопротивления источника сигнала на двух частотах; y_н1,н2 - заданные значения проводимости нагрузки на двух частотах; y_11,21 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; y_12,22 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m_11,21, ϕ_11,21 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m_12,22, ϕ_12,22 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; Z_11,12=R_11,12+jX_11,12 - оптимальные значения сопротивления первого двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_21,22=R_21,22+jX_21,22 - оптимальные значения сопротивления второго двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_31,32 - заданные значения сопротивления третьего двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_41,42 - заданные значения сопротивления четвертого двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; k=1, 2 - номера первого и второго двухполюсников перекрытого Т-образного четырехполюсника.

На фиг. 1 показана схема устройства модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов (прототип).

На фиг. 2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п. 2.

На фиг. 3 приведена схема четырехполюсника, входящего в предлагаемое устройство по п. 2.

На фиг. 4 приведена схема квазиоптимального двухполюсника, реализующего оптимальные частотные зависимости сопротивлений первого и второго двухполюсников, входящих в четырехполюсник на фиг. 3, входящий в предлагаемое устройство по п. 2.

Устройство-прототип содержит циркулятор 1 с входным 2, нагрузочным 3 и выходным 4 плечами, три двухполюсника с реактивными сопротивлениями х₁ - 5, х₂ - 6, х₃ - 7, соединенных между собой по Т-образной схеме, а также полупроводниковый диод 8, подключенный параллельно к источнику низкочастотного управляющего (модуляционного или информационного) сигнала 9. Двухполюсник 7 подключен к диоду 8, двухполюсник 5 - к нагрузочному плечу 3 циркулятора 1.

Принцип действия устройства манипуляции параметров сигнала (прототипа) состоит в следующем.

Высокочастотный сигнал от источника (на фигуре 1 не показан) через входное плечо 2 циркулятора 1 поступает в нагрузочное плечо 3. В результате взаимодействия пришедшего сигнала с реактивными элементами и диодом и благодаря специальному выбору значений реактивных элементов двухполюсников, значения фаз и амплитуд отраженных сигналов на двух частотах оказывается такими, что в результате их интерференции на выходное плечо 4 циркулятора 1 поступают сигналы, амплитуда и фаза которых в одном состоянии диода 8, определяемом одним крайним значением сигнала модуляции источника 9, отличаются от амплитуды и фазы этих сигналов в другом состоянии диода 8 на заданные величины на соответствующих двух частотах. Максимальная девиация фазы может составлять 360°, минимальная - ноль, максимальное отношение амплитуд равно ∞. Отношения модулей и разности фаз коэффициента отражения реализуются на обеих частотах одинаковыми. Абсолютные значения модулей и фаз коэффициента отражения и коэффициента передачи неизвестны (не контролируются). Параметры (амплитуда и фаза) проходного сигнала не модулируются.

Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п. 2 (фиг. 2), (фиг. 3) состоит из каскадно-соединенных источника высокочастотного несущего сигнала с комплексным сопротивлением z₀ 10 (с комплексной проводимостью ), комплексного четырехполюсника 11 в виде перекрытого Т-образного соединения четырех двухполюсников с сопротивлениями Z₁ - 12, Z₂ - 13, Z₃ - 14, Z₄ - 15, двухполюсного управляемого элемента 8 (включен в поперечную цепь) с комплексными проводимостями y_1,2 в двух состояниях, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, и нагрузки 16 с комплексным сопротивлением z_н (с комплексной проводимостью ). Источник низкочастотного управляющего сигнала на фиг. 2 не показан. Зависимости сопротивлений Z₁, Z₂ от частоты выбраны из условий обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ_1,2 и модулей m_1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях. Зависимости сопротивлений Z₁, Z₂ от частоты определяются аналитически по найденным математическим выражениям однозначно. Реализация этих зависимостей осуществлена путем определения значений параметров квазиоптимального двухполюсника (фиг. 4), обеспечивающего совпадение оптимальных и реальных сопротивлений на двух частотах. Это означает, что первый и второй двухполюсники комплексного четырехполюсника выполнены в виде, показанном на фиг. 4, но с разными параметрами. Квазиоптимальный двухполюсник (фиг. 4) состоит из параллельно соединенных проводимости G₀ - 17, емкости С₀ - 18 и последовательно соединенных проводимости G - 19, емкости С - 20. Зависимости остальных сопротивлений от частоты известны (заданы).

Это устройство функционирует следующим образом. Благодаря специальному выбору количества элементов двухполюсников, схемы их соединений (фиг. 3), (фиг. 4) и значений их параметров при переключении управляющего (модулирующего) сигнала на управляемом двухполюсном элементе из одного уровня на другой будут реализованы заданные значения модулей и фаз передаточной функции в этих двух состояниях на двух заданных частотах и приблизительно реализованы заданные значения модулей и фаз передаточной функции в этих двух состояниях в окрестностях этих частот. Модули входного высокочастотного сигнала и передаточной функции перемножаются, а их фазы складываются. Следовательно, выходной сигнал будет изменяться по закону изменения передаточной функции.

При непрерывном изменении амплитуды управляющего сигнала будет реализована модуляция проходного сигнала по амплитуде и фазе в заданной полосе частот, ограничиваемой двумя заданными частотами.

Докажем возможность реализации указанных свойств.

Пусть известны зависимости сопротивления источника сигнала z₀, нагрузки z_н и проводимости управляемого элемента у_1,2 в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего воздействия (сигнала), от частоты.

Требуется определить минимальное количество элементов и значения параметров схемы комплексного четырехполюсника (КЧ), при которых в заданных состояниях управляемого элемента обеспечивались бы заданные зависимости модулей m_1,2 и фаз ϕ_1,2 передаточной функции от частоты (аргументы опущены):

Глубина амплитудной модуляции М и девиация фазы Δϕ амплитудно-фазомодулированного сигнала определяются известными выражениями: , . При М=0 имеем чисто фазовую модуляцию, а при Δϕ=0 - амплитудную. Величины m₁, m₂, ϕ₁, ϕ₂ задаются исходя из требуемых значений глубины амплитудной модуляции и девиации фазы.

Пусть КЧ характеризуется классической матрицей передачи:

; ; - искомые отношения зависимостей комплексных элементов a, b, c, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты.

Управляемый элемент в первом и втором состояниях описывается следующей матрицей передачи:

Перемножим матрицы (2) и (3) и с учетом условий нормировки (Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971., с. 34-36), получим выражения для нормированных матриц передачи всего устройства в каждом из состояний:

Используя известные соотношения (Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971., с. 34-36) между элементами матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния и связь коэффициента передачи S₂₁ с физически реализуемой передаточной функцией , получим выражения для передаточной функции манипулятора (модулятора) в двух состояниях:

Подставим (5) в (1). Получим систему двух комплексных уравнений, решение которой имеет форму взаимосвязей между элементами классической матрицы передачи КЧ, оптимальных по критерию обеспечения заданных зависимостей модулей и фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях управляемого элемента от частоты:

где

; ; - оптимальные отношения зависимостей комплексных элементов а, b, с, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты; z₀ - известная зависимость сопротивления источника сигнала от частоты; - заданная зависимость проводимости нагрузки от частоты; у_1,2 - заданные зависимости проводимости двухполюсного управляемого элемента от частоты в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала.

Взаимосвязи (6) можно использовать в качестве исходных уравнений для определения зависимостей сопротивлений двухполюсников выбранной схемы КЧ от частоты, оптимальных по критерию (1). Для этого надо известные элементы классической матрицы передачи выбранной типовой схемы КЧ подставить в (6) и решить полученную систему двух уравнений относительно сопротивлений двух двухполюсников. Если в КЧ количество N двухполюсников больше двух, то сопротивления двух из них определяются по описанному алгоритму, а сопротивления остальных могут быть выбраны произвольно или из каких-либо других физических соображений, например, из условия получения физически реализуемых значений сопротивлений первых двух двухполюсников.

В соответствии с этим алгоритмом были определены математические выражения для отыскания оптимальных зависимостей сопротивлений двухполюсников типовой схемы четырехполюсника в виде перекрытого Т-образного соединения четырех двухполюсников (фиг. 3) от частоты:

где А и В определены в (6).

В обозначениях зависимостей сопротивлений четырех двухполюсников перекрытого Т-образного четырехполюсника Z₁, Z₂, Z₃, Z₄ от частоты индекс означает номер двухполюсника (фиг. 3).

В выбранном базисе R, L, C сопротивления Z₃, Z₄ выбираются из условия обеспечения положительного знака действительных составляющих сопротивлений Z₁, Z₂. После получения оптимальных частотных характеристик (7) необходимо определить значения параметров квазиоптимального двухполюсника, обеспечивающего реализацию (7) в ограниченной полосе частот. Для этого необходимо в соответствии с методом интерполяции выбрать тип квазиоптимального двухполюсника, определить его сопротивление а математической форме, приравнять это сопротивление оптимальным значениям на заданном количестве K частот, отделить действительную и мнимую части друг от друга и решить полученную систему 2K уравнений относительно параметров квазиоптимального двухполюсника.

Пусть квазиоптимальный двухполюсник (фиг. 4) состоит из параллельно соединенных проводимости G₀ - 17, емкости С₀ - 18 и последовательно соединенных проводимости G - 19, емкости С - 20. Поскольку в схеме преобладают параллельные соединения, то для упрощения вычислений от сопротивлений Z₁, Z₂ необходимо перейти к проводимостям:

где ; - оптимальные зависимости действительных и мнимых составляющих комплексной проводимостей Y_1,2 первого и второго двухполюсников от частоты; R_1,2; Х_1,2 - оптимальные зависимости действительных и мнимых составляющих комплексных сопротивлений Z_1,2 первого и второго двухполюсников от частоты, определяемых с помощью (7).

Тогда для определения параметров квазиоптимальных двухполюсников необходимо решить следующую систему уравнений (k - номер двухполюсника; n - номер частоты):

Решение (9) для двух частот интерполяции для каждого k-го двухполюсника:

где ; - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексной проводимости k-го двухполюсника на двух частотах ω₁=2πf₁; ω₂=2πf₂; R_k1,k2; X_k1,k2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексного сопротивления k-го двухполюсника на двух частотах, причем из (7) следует:

где

M_11,12=m_11,12(cosϕ_11,12+jsinϕ_11,12); M_21,22=m_21,22(cosϕ_21,22+jsinϕ_21,22);

z₀₁,₀₂ - заданные значения сопротивления источника сигнала на двух частотах; у_н1,н2 - заданные значения проводимости нагрузки на двух частотах; у_11,21 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m_11,12, ϕ_12,22 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m_12,22, ϕ_12,21 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m₁₂,₂₂, ϕ_12,22 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; Z_11,12=R_11,12+jX_11,12 - оптимальные значения сопротивления первого двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_21,22=R_21,22+jX_21,22 - оптимальные значения сопротивления второго двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_31,32 - заданные значения сопротивления третьего двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_41,42 - заданные значения сопротивления четвертого двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; k=1, 2 - номера первого и второго двухполюсников перекрытого Т-образного четырехполюсника.

В обозначениях значений сопротивлений четырех двухполюсников перекрытого Т-образного четырехполюсника Z₁₁, Z₂₁, Z₃₁, Z₄₁, Z₁₂, Z₂₂, Z₃₂, Z₄₂ первый индекс означает номер двухполюсника, а второй - номер частоты.

Таким образом, функциональные свойства амплитудно-фазового модулятора доказаны.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство одновременной модуляции амплитуды и фазы, обеспечивающее заданные модули и фазы передаточной функции в двух состояниях двухполюсного управляемого элемента, состоящее из управляемого двухполюсного элемента, включенного в поперечную цепь (параллельно) между выходом комплексного четырехполюсника с оптимальными взаимосвязями между элементами классической матрицы передачи и нагрузкой с комплексным сопротивлением, причем четырехполюсник выполнен в виде перекрытого Т-образного соединения четырех двухполюсников с комплексными сопротивлениями Z₁, Z₂, Z₃, Z₄ при этом первый и второй двухполюсники с сопротивлениями Z₁, Z₂ состоят из параллельно соединенных проводимости G_k0, емкости C_k0 и последовательно соединенных проводимости G_k и емкости C_k, которые определены по соответствующим математическим выражениям. При этом ограничение на сопротивления источника сигнала и нагрузки не требуется. Источник высокочастотного сигнала подключен к входу КЧ. Заданные значения модулей и фаз передаточной функции реализуются в обоих состояниях управляемого элемента одновременно на двух частотах и их окрестностях. Изменение места включения управляемого нелинейного элемента относительно КЧ изменяет области физической реализуемости критерия (1) в заданной полосе частот. Области физической реализуемости критерия (1) в заданной полосе частот этих вариантов не совпадают. Поэтому эти варианты не являются дублирующими друг друга, а дополняют друг друга.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника комплексным в виде указанным выше способом соединенных между собой двухполюсников, выбора значений их параметров из условия обеспечения заданных значений модулей и фаз передаточной функции в двух состояниях на двух заданных частотах при изменении состояния управляемого двухполюсного элемента, включенного в поперечную цепь между выходом комплексного четырехполюсника и нагрузкой) обеспечивает одновременно манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала с требуемыми их значениями в двух состояниях управляемого элемента на двух частотах и их окрестностях.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды, резисторы, индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему комплексного четырехполюсника. Значения параметров проводимостей и емкостей однозначно могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.

Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей и фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого элемента в ограниченной двумя заданными частотами полосе частот, что способствует реализации режима манипуляции амплитуды и фазы сигнала при двухуровневом изменении управляющего сигнала и режима модуляции амплитуды и фазы сигнала при непрерывном изменении управляющего сигнала в заданной полосе частот.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к модуляторам сигналов. На вход модулятора подают высокочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из четырехполюсника. Управляемый элемент включают между выходом четырехполюсника и нагрузкой. Четырехполюсник выбирают комплексным, зависимости комплексных элементов классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты выбирают из условия обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ_1,2 и модулей m_1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях с помощью следующих математических выражений: ; , где

; ; - отношения зависимостей элементов а, b, с, d матрицы передачи четырехполюсника от частоты; z₀ - зависимость сопротивления источника сигнала от частоты; у_н - зависимость проводимости нагрузки от частоты; у_1,2 - зависимости проводимости управляемого элемента от частоты. Технический результат - обеспечение манипуляции амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях управляемого элемента. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

1. Способ модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящий в том, что на вход модулятора подают высокочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, четырехполюсник выполняют из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала, отличающийся тем, что двухполюсный управляемый элемент включают в поперечную цепь между выходом четырехполюсника и нагрузкой с комплексной проводимостью, к входу четырехполюсника подключают источник сигнала с комплексным сопротивлением, четырехполюсник выбирают комплексным, зависимости комплексных элементов классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты выбирают из условия обеспечения заданных зависимостей фаз ϕ_1,2 и модулей m_1,2 передаточных функций от частоты в первом и втором состояниях с помощью следующих математических выражений:

; ,

где ; ; M_1,2=m_1,2(cosϕ_1,2+jsinϕ_1,2);

; ; - оптимальные отношения зависимостей комплексных элементов a, b, c, d классической матрицы передачи четырехполюсника от частоты; z₀ - заданная зависимость сопротивления источника сигнала от частоты; y_н - заданная зависимость проводимости нагрузки от частоты; y_1,2 - заданные зависимости проводимости двухполюсного управляемого элемента от частоты в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала.

2. Устройство модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов, состоящее из двухполюсного управляемого элемента, четырехполюсника, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, отличающееся тем, что четырехполюсник выполнен комплексным в виде перекрытого Т-образного соединения четырех двухполюсников с комплексными сопротивлениями Z₁, Z₂, Z₃, Z₄, управляемый элемент включен в поперечную цепь между выходом комплексного четырехполюсника и нагрузкой с комплексной проводимостью, к входу четырехполюсника подключен источник высокочастотного сигнала с комплексным сопротивлением, при этом первый и второй двухполюсники с сопротивлениями Z₁, Z₂ сформированы из параллельно соединенных проводимости G_k0, емкости C_k0 и последовательно соединенных проводимости G_k и емкости C_k, которые определяются с помощью следующих математических выражений:

; ;

; ,

где ; - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексной проводимости k-го двухполюсника на двух заданных частотах f₁, f₂; ω₁=2πf₁; ω₂=2πf₂; R_k1,k2; X_k1,k2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих комплексного сопротивления k-го двухполюсника на двух частотах, причем

; ,

где ; ;

M_11,12=m_11,12(cosϕ_11,12+jsinϕ_11,12); М_21,22=m_21,22(cosϕ_21,22+jsinϕ_21,22);

z_01,02 - заданные значения сопротивления источника сигнала на двух частотах; y_н1,н2 - заданные значения проводимости нагрузки на двух частотах; y_11,21 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; y_12,22 - заданные значения проводимости двухполюсного управляемого элемента на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m_11,21, ϕ_11,21 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на первой частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; m_12,22, ϕ_12,22 - заданные значения модулей и фаз передаточной функции на второй частоте в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего сигнала; Z_11,12=R_11,12+jX_11,12 - оптимальные значения сопротивления первого двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_21,22=R_21,22+jX_21,22 - оптимальные значения сопротивления второго двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_31,32 - заданные значения сопротивления третьего двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; Z_41,42 - заданные значения сопротивления четвертого двухполюсника перекрытого Т-образного четырехполюсника на первой и второй частотах; k=1, 2 - номера первого и второго двухполюсников перекрытого Т-образного четырехполюсника.