СПОСОБ ПОВЫШЕНИЯ ПРОПУСКНОЙ СПОСОБНОСТИ И ОЦЕНКИ КАЧЕСТВА КОРОТКОВОЛНОВЫХ КАНАЛОВ СВЯЗИ С ЧАСТОТНОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ ПРИ ИХ АДАПТАЦИИ К УСЛОВИЯМ СВЯЗИ Российский патент 2021 года по МПК H04L27/10 

Изобретение относится к области радиотехники и предназначено для использования в коротковолновых каналах радиосвязи при их адаптации к условиям связи.

Каналы радиосвязи коротковолнового диапазона частот являются нестационарными, то есть каналами связи с переменными параметрами. Условия связи в такого рода каналах передачи сообщений постоянно меняются и оцениваются как «плохие», «средние» и «хорошие». В плохих и средних условиях связи более предпочтительным методом манипуляции является частотный метод, который по сравнению с фазовым методом манипуляции менее чувствителен к доплеровскому рассеянию спектра сигнала, которое характерно для плохих и средних условий связи. В хороших условиях связи более предпочтительным методом манипуляции является метод относительной фазовой манипуляции, который в канале с аддитивным шумом имеет наиболее высокую помехоустойчивость. Так как во время сеансов связи качество канала непрерывно изменяется, то средства связи необходимо непрерывно адаптировать к тем условиям связи, которые существуют в текущий момент времени. Если передача ведется методом частотной манипуляции, то при улучшении условий связи повышают либо скорость манипуляции, либо переходят на многочастотную, например, двойную частотную манипуляцию, увеличивая как в том, так и в другом случае пропускную способность канала связи и, соответственно, полосу частот, которую занимает спектр передаваемого сигнала, что приводит к соответствующей потере помехоустойчивости. Однако в хороших условиях связи возможно организовать одновременную манипуляцию несущего колебания как по частоте, так и по фазе, увеличивая его пропускную способность в два-три раза без увеличения полосы частот и с минимальными потерями помехоустойчивости канала связи.

Достигаемый технический результат данного изобретения – повышение пропускной способности канала связи с переменными параметрами при реализации хороших условиях связи за счет одновременного использования как частотной, так и фазовой манипуляции без расширения спектра передаваемого сигнала и с минимальными потерями помехоустойчивости.

Изобретение относится к области радиотехники и предназначено для повышения пропускной способности каналов связи при адаптации приемо-передающей аппаратуры с частотно-манипулированными сигналами к условиям связи в коротковолновых радиолиниях. Частотно-манипулированные сигналы, имеют наиболее высокую помехоустойчивость в условиях доплеровского рассеяния частоты в канале связи и часто используются при передаче дискретных сообщений в наиболее тяжелых условиях.

Каналы связи коротковолнового диапазона радиочастот являются нестационарными и подвержены периодическим замираниям и доплеровским рассеяниям частоты. Условия связи в такого рода каналах связи в этом случае постоянно изменяются. Рекомендации Международного телекоммуникационного союза (ITU-R) [CCIR Recommendation 520-1 19821 “Use of High Frequency Ionospheric Channel Simulators”, Geneva: Int. Telecom. Union, 1995.] определяют три степени качества канала связи: «хорошее», «среднее» и «плохое», в зависимости от степени доплеровского расширения спектра сигнала в канале связи. Так на среднеширотных трассах уширение спектра для «хорошего» канала связи не превышает 0.1 Гц, для «среднего» канала связи уширение спектра не превышает 0.5 Гц и для «плохого» канала связи это уширение спектра может достигать 1 Гц.

Частотная манипуляция является очень распространенным способом модуляции при передаче дискретных сообщений в условиях быстрых замираний сигнала. В этих условиях частотная манипуляция превосходит по помехоустойчивости относительную фазовую манипуляцию [В.А. Березовский и др. СОВРЕМЕННАЯ ДЕКАМЕТРОВАЯ РАДИОСВЯЗЬ. ОБОРУДОВАНИЕ, СИСТЕМЫ И КОМПЛЕКСЫ. 2011 г., Стр. 209.]. Сущность сигналов ЧТ заключается в том, что для каждого значения элемента сообщения, передаваемого в тот или иной момент времени, выделяется отдельная частота. В отличие от амплитудной и фазовой манипуляции частотная манипуляция занимает более широкую полосу при передаче сообщений с той же скоростью манипуляции. За счет того, что все элементы при частотной манипуляции являются активными этот вид манипуляции в присутствии аддитивного шума имеет по сравнению с амплитудной манипуляцией более высокую помехоустойчивость. Энергетический выигрыш частотной манипуляции по отношению к амплитудной в присутствии аддитивного шума составляет порядка 3-х дБ. Частотная манипуляция в присутствии аддитивного шума энергетически проигрывает относительной фазовой манипуляции порядка 3-х дБ по той причине, что для передачи сообщений использует в два раза более широкую полосу частот. Необходимо заметить, что наиболее высокой помехоустойчивостью обладают каналы связи с частотной манипуляцией, у которых поднесущие частоты кратны величине 1/Т, где Т длительность элементарной посылки [Финк Л.М. ТЕОРИЯ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ. 1970 г., Стр. 262].

Известен способ, аналогичный заявляемому, повышения пропускной способности канала связи с частотно-манипулированными сигналами за счет увеличения числа используемых частот для излучения радиоимпульсов при передаче каждого элемента сообщения. Например, при двойной частотной манипуляции (ДЧТ) излучением на одной частоте передается два бита сообщения, то есть пропускная способность канала связи в этом случае увеличивается в два раза. [Сартасов Н.А. и др. КОРОТКОВОЛНОВЫЕ МАГИСТРАЛЬНЫЕ РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА. 1971 г., Стр. 147-152].

Недостатком такого метода увеличения пропускной способности канала связи с двойной частотной модуляцией является увеличение полосы частот, занимаемой спектром сигнала пропорционально увеличению пропускной способности канала связи и, как следствие этого, – уменьшение помехоустойчивости при приеме сообщений.

За прототип заявляемого способа повышения пропускной способности каналов связи с частотно-манипулированными сигналами принят общеизвестный метод передачи сообщения с использованием относительной фазовой манипуляции (ОФМ) и двойной относительной фазовой манипуляции (ДОФТ) [Н.Т. Петрович. ПЕРЕДАЧА ДИСКРЕТНОЙ ИНФОРМАЦИИ В КАНАЛАХ С ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ. 1965 г., Стр. 104-117]. Но, как уже указывалось выше, каналы связи с относительной фазовой манипуляцией проигрывают по помехоустойчивости каналам связи с частотной манипуляцией в условиях быстрых замираний и доплеровского рассеяния спектра сигнала.

В нестационарных каналах связи их качество постоянно изменяется во времени. Оно периодически бывает то хорошим, то средним, то плохим. В средних и плохих условиях связи предпочтительным методом манипуляции является частотный метод, а в хороших условиях наиболее рационально использовать метод относительной фазовой манипуляции. Поэтому в условиях нестационарности целесообразно адаптировать канал связи по виду манипуляции, как это и предлагается в данной заявке на изобретение. Если дополнительно произвести манипуляцию частотно-манипулированных сигналов по фазе, то в хороших условиях связи возможно в два и более раз увеличить пропускную способность канала связи с такого рода сигналами без расширения полосы частот, занимаемой спектром этих сигналов. При ухудшении условий связи в канале связи передача информации с помощью фазовой манипуляции прекращается, и пропускная способность канала связи уменьшается.

Преимуществом предлагаемого способа повышения пропускной способности канала связи с частотно-манипулированными сигналами перед аналогом является то, что полоса частот при увеличении пропускной способности канала связи не путем увеличения числа поднесущих, как это делается при двойной частотной манипуляции, а за счет дополнительной манипуляции поднесущих по фазе, не изменяется. То есть помехоустойчивость приема сообщения при увеличении пропускной способности за счет относительной фазовой манипуляции остается для элементов, передаваемых методом частотной манипуляции, прежней, а для элементов, передаваемых методом относительной фазовой манипуляции в хороших условиях связи помехоустойчивость превышает помехоустойчивость при передаче сообщением методом частотной манипуляции.

Преимуществом предлагаемого способа повышения пропускной способности каналов связи перед прототипом является то, что предлагаемый способ за счет частотной манипуляции позволяет обеспечивать высококачественную связь в средних и плохих условиях, когда метод относительной фазовой манипуляции перестает удовлетворительно функционировать, а в хороших условиях связи пропускная способность канала связи за счет дополнительной фазовой манипуляции увеличивается. Коэффициент увеличения пропускной способности зависит от кратности используемой относительной фазовой манипуляции. Если используется однократная относительная фазовая манипуляция, то пропускная способность канала связи с частотно-манипулированными сигналами увеличивается в два раза. Если используется двукратная относительная фазовая манипуляция, то пропускная способность канала связи с частотной манипуляцией увеличивается в три раза.

На фиг. 1 изображены эпюры передачи фрагмента дискретного сообщения с использованием сигналов, передаваемых методом частотной манипуляции.

tk – значения времени, которые соответствуют границам элементов сигнала. Между этими интервалами времени параметры гармонического колебания, передающего сигнал на той или иной поднесущей частоте, остаются неизменными.

На каждом из этих интервалов гармоническое колебание u(t), содержащее информацию о передаваемом сообщении, может быть записано аналитически в виде формулы:

u(t)=Acos(2π/τ_ki t+ϕ_ki ).

τki в случае однократной частотной манипуляции соответствует передаваемому символу «1» или «0». При передаче «1» τki=τ1, а при передаче «0» τki=τ2.

Оценку значения амплитуды сигнала с помощью дискретного преобразования Фурье на частотах f1=1/τ1 и f2=1/τ2 на интервалах времени равных длительности элементарной посылки сообщения в моменты времени kΔt, где

k=ent[n/N] (номер отсчета, кратный числу отсчетов N на длительности

элементарной посылки);

Δt –интервалы времени между отсчетами;

n – текущий номер отсчета, можно получить с помощью алгоритма:

A_ki^*=√((a_ki^* )^2+(b_ki^* )^2 ),

где a_ki^*- оценка значения косинусоидальной квадратуры сигнала на частоте i,

b_ki^*- оценка значения синусоидальной квадратуры сигнала на этой частоте,

A_ki^*- оценка значения модуля вектора сигнала (амплитуды сигнала) на этой частоте.

Оценки квадратур сигнала a_ki^* и b_ki^* определяют следующим образом [Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. СПРАВОЧНИК ПО МАТЕМАТИКЕ ДЛЯ ИНЖЕНЕРОВ И УЧАЩИХСЯ ВУЗОВ. 1986 г. Стр. 424, формула 4.82]:

Здесь u(nΔt) – дискретные отсчеты принимаемого сигнала;

τi – период несущего колебания на i-ой частоте (i=1 или i=2).

На фиг. 2 приведена блок-схема цифрового амплитудного детектора, в котором используется метод дискретного преобразования Фурье для оценки уровня напряжения на интервалах времени, которые соответствуют длительности каждой элементарной посылки сообщения на соответствующей частоте fi.

На фиг. 2 обозначено:

1 – дискретные отсчеты входного колебания u(nΔt);

2. – блоки перемножения;

3 – блок генерации дискретных отсчетов косинусоидального колебания ;

4 – блок генерации дискретных отсчетов синусоидального колебания ;

5 – блоки усреднения уровней отсчетов ;

6 – блок возведения в квадрат оценки косинусоидальной квадратуры ak*;

7 – блок возведения в квадрат оценки синусоидальной квадратуры bk*;

8 – сумматор;

9 – блок извлечения корня квадратного;

10. – блок цифровой обработки сигнала УЦОСA;

11 – вычисленное значение оценки модуля вектора Aki*.

УЦОСA на фиг. 2 является устройством цифровой обработки сигнала, определяющим модули векторов гармонического колебания на заданной частоте на заданных интервалах времени.

Для быстрого преобразования Фурье необходимо, чтобы количество отсчетов сигнала на длительности элементарной посылки удовлетворяло равенство N=2m , где (m – целое число).

Сравнивая при частотной манипуляции значения Аki, которые принадлежат каждому элементу сообщения, возможно выносить решения о значении принимаемых элементов («1» или «0») в зависимости от того, на какой частоте присутствует сигнал большего уровня.

Например, если Аk1> Аk2, то принимается решение о приеме символа «1». Если Аk1< Аk2, то принимается решение о приеме символа «0».

Современные методы цифровой обработки сигналов позволяют оперативно определять не только средние значения амплитуд сигнала на интервалах времени равных длительности элементарной посылки, но и средние значения начальных фаз гармонических сигналов (относительно начальной фазы собственного опорного генератора) на данных интервалах времени [См., например, Хазан В.Л. РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ ЦЕПИ И СИГНАЛЫ. 2001 г., Стр. 13, раздел 1.3].

Задавая на передатчике определенные значения начальных фаз передаваемым на всех частотах гармоническим колебаниям, возможно в разность фаз между предшествующим и последующим гармоническим колебанием заложить дополнительно передаваемую информацию аналогично тому, как это делается в прототипе при передаче сообщений методом относительной фазовой манипуляции. Особенностью реализации такого метода повышения пропускной способности канала связи с частотно-манипулированными сигналами является то, что элементы сообщения в виде отрезков гармонических колебаний, фазы которых сравниваются, могут, в отличие от классических систем с относительной фазовой манипуляцией не всегда находиться на одной и той же частоте.

Если на заданных интервалах времени получены оценки проекций вектора гармонического сигнала aki* и bki*, то можно определить оценку начальной фазы этого гармонического сигнала на этом отрезке времени [Хазан В.Л. РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ ЦЕПИ И СИГНАЛЫ. 2001 г., Стр. 13, формула 1.3.1]: ϕ_ki^*=-arctg((b_ki^*)/(a_ki^* ))+π/2 (1-(a_ki^*)/|a_ki^* | ).

На фиг. 3 приведена блок-схема цифрового фазометра, в котором используется метод дискретного преобразования Фурье для оценки начальных фаз гармонических колебаний на соответствующих частотах на интервалах времени равных длительности каждой элементарной посылки сообщения.

На фиг.3 обозначено:

12 – блок вычисления начальной фазы гармонического колебания, алгоритм которого описывется выражением

ϕ_k^*=-arctg((b_k^*)/(a_k^* ))+π/2 (1-(a_k^*)/|a_k^* | );

13 – блок цифровой обработки УЦОСϕ;

14 – вычисленное значение оценки начальной фазы вектора ϕk*.

УЦОСϕ на фиг. 3 является устройством цифровой обработки сигнала, определяющим начальные фазы векторов гармонических колебаний на заданных интервалах времени на заданных частотах.

Частоты, на которых определяются разности фаз принимаемых сигналов, указываются УЦОСА и соответствуют наибольшему значению амплитуд на заданном интервале времени, соответствующем той или иной элементарной посылке.

На фиг. 4 изображена блок-схема демодулятора, который с помощью устройства анализа и принятия решения выносит решение о значении двух последовательных символах передаваемого сообщения при использовании одновременно частотно-манипулированных сигналов и сигналов относительной фазовой манипуляции.

На фиг. 4 обозначено:

15 – дискретная линия задержки на время длительности элементарной посылки Т;

16 – устройство анализа и принятия решения (УАиПР);

17 – решение Аkp о значении двух последовательно принятых в хороших условиях связи по подканалу с частотной и по подканалу с фазовой манипуляцией символах сообщения.

Первый символ, передается посредством частотной манипуляцией, а второй символ, передается посредством относительной фазовой манипуляцией.

Устройства цифровой обработки сигнала УЦОСА и УЦОСϕ определяют амплитуду и начальную фазу сигнала на каждом интервале времени, равном длительности элементарной посылки. Если излучение сигнала происходит на первой частоте, то решение УЦОСА о значении первого из двух принимаемых символов на выходе демодулятора при отсутствии ошибки будет «1» (Аkp=1*). Если излучение сигнала происходит на второй частоте, то решение УЦОСА о значении первого из двух принимаемых символов на выходе демодулятора при отсутствии ошибки будет «0» (Аkp=0*). Если переданные в течение последующей элементарной посылки радиоимпульсы имеют начальные фазы, которые не отличаются от начальных фаз предыдущих радиоимпульсов, то решение УЦОСϕ будет соответствует значениям вторых символов равным «1» (Аkp=*1), если эти разности фаз равны 1800, то решение УЦОСϕ будет соответствовать значениям вторых символов равным «0» (Аkp =*0). Таким образом, принимая одну очередную элементарную посылку при комбинированной частотно-фазовой манипуляции, УАиПР выносит решение о двух последовательно принятых символах.

Возможна одновременная комбинация манипуляций сигнала: ЧТ-ОФТ, ЧТ-ДОФТ, ДЧТ-ОФТ, ДЧТ-ДОФТ и в общем случае МЧТ-МОФТ (многократная частотная-многократная относительная фазовая манипуляция). Выше было показано, что при ЧТ-ОФТ пропускная способность канала связи увеличивается в два раза по сравнению с обычным частотным методом манипуляции. В случае ЧТ-ДОФТ увеличение пропускной способности канала связи по сравнению с вариантом, когда в канале связи используется обычная частотная манипуляция (ЧТ), составляет 3 раза. В случае ДЧТ-ДОФТ пропускная способность увеличивается в 2 раза по сравнению с ДЧТ и в 4 раза по сравнению с обычным ЧТ методом манипуляции.

Технический результат увеличения пропускной способности канала связи с частотной манипуляцией, достигается благодаря одновременной манипуляции в хороших условиях связи как частоты, так и фазы гармонического колебания и раздельного параллельного частотного и фазового детектирования с помощью устройств цифровой обработки сигнала УЦОСА и УЦОСϕ этого сигнала на приемной стороне.

В режиме адаптации по виду манипуляции необходимо постоянно осуществлять оценку качества канала связи и по обратному каналу связи подавать команды на передающий конец радиолинии о возможности и необходимости изменения режима работы. Примером возможного алгоритма адаптации предлагается алгоритм, при котором частотно-манипулированный сигнал постоянно дополнительно манипулируется по фазе методом относительной фазовой манипуляции. При этом, и в режиме частотной и в режиме относительной фазовой манипуляции первоначально передают одну и ту же информацию. Если на приемной стороне радиолинии при сравнении решений частотного и фазового демодуляторов с помощью устройств цифровой обработки сигнала УЦОСА и УЦОСϕ обнаруживается их полное совпадение в течение достаточно большого числа принятых элементарных посылок, то состояние канала связи оценивается как «хорошее» и по обратному каналу связи на передающий конец радиолинии передается команда о начале передачи сообщения в режиме увеличенной скорости передачи за счет того, что нечетные элементы сообщения передаются по каналу связи методом частотной манипуляции, а четные элементы сообщения передаются методом относительной фазовой манипуляции. Если же на приемной стороне радиолинии тем, или иным путем, например, благодаря кодовой избыточности, обнаруживаются ошибки в подканале связи с фазовой манипуляцией с вероятностью выше допустимой, то по каналу обратной связи на передающую сторону радиолинии передают команду о возвращении режима манипуляции в первоначальное состояние, то есть о переходе в режим передачи по подканалу связи с частотной манипуляцией и по подканалу связи с фазовой манипуляцией одной и той же информации.

Изобретение относится к области радиотехники и предназначено для использования в коротковолновых каналах радиосвязи при их адаптации к условиям связи. В способе повышения пропускной способности и оценки качества коротковолновых каналов связи с частотной манипуляцией при их адаптации к условиям связи условия связи постоянно меняются и оцениваются как «плохие», «средние» и «хорошие». В плохих и средних условиях связи более предпочтительным методом манипуляции является использование одновременно и частотной и фазовой манипуляции как четных, так и нечетных элементов сообщения. В хороших условиях связи нечетные элементы дискретного сообщения передаются с помощью частотного метода манипуляции, а четные элементы этого же дискретного сообщения передаются с помощью метода относительной фазовой манипуляции. Технический результат - повышение пропускной способности канала связи с переменными параметрами. 4 ил.

Способ повышения пропускной способности и оценки качества коротковолновых каналов связи с частотной манипуляцией при их адаптации к условиям связи, отличающийся тем, что в условиях связи, оцениваемых как «хорошие», нечетные элементы дискретного сообщения передаются с помощью частотного метода манипуляции, а четные элементы этого же дискретного сообщения передаются с помощью метода относительной фазовой манипуляции, а в условиях связи, оцениваемых как «средние» и «плохие», передача как четных, так и нечетных элементов этого дискретного сообщения производится одновременно параллельно как методом частотной манипуляции, так и методом относительной фазовой манипуляции, при этом канал связи признается «хорошим», если на приемной стороне радиолинии при сравнении решений частотного и фазового демодуляторов обнаруживается их полное совпадение в течение заранее заданного достаточно большого числа принятых элементарных посылок, а в случае, когда за счет избыточности кода в канале связи, который считался «хорошим», происходит обнаружение ошибки на выходе фазового демодулятора, то канал связи с этого момента времени признается «плохим» и одна и та же информация начинает передаваться как методом частотной, так и методом относительной фазовой манипуляции.