Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной относительной фазовой манипуляцией Российский патент 2021 года по МПК H04L27/22 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в устройствах приема цифровых информационных сигналов для когерентной цифровой демодуляции двоичных сигналов с относительной фазовой манипуляцией (ОФМ).

Известно устройство когерентной демодуляции дискретных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией (Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Сов. радио, 1970. - 728 с.). Устройство содержит перемножитель, генератор опорного сигнала, интегратор и компаратор.

Недостатком этого устройства является сложность реализации аналоговых корреляторов.

Известен аналого-цифровой когерентный демодулятор фазоманипулированных сигналов, содержащий перемножитель, генератор опорного сигнала, интегратор, аналого-цифровой преобразователь и вычислительное устройство (Окунев Ю.Б. Цифровая передача информации фазомодулированными сигналами. - М: Радио и связь, 1991. - 296 с.).

Недостатки этого технического решения заключаются в сложности реализации высокоскоростных корреляторов как в аналоговой, так и в цифровой форме, а также в необходимости выполнения большого числа арифметических операций на каждый поступивший отсчет сигнала, что требует использования высокоскоростных вычислителей.

Известен цифровой когерентный демодулятор сигналов с ОФМ, работа которого основана на преобразовании сигнала с помощью компаратора в последовательность импульсов с последующей их цифровой обработкой (Юртаев С.Т., Роспутько Н.А. Когерентный демодулятор сигналов двукратной относительной фазовой манипуляции // Авторское свидетельство SU 1345369 А1, МПК H04L 27/22, опубл. 15.10.87, Бюл. №38).

Недостатками этого решения являются неоптимальность обработки и снижение помехоустойчивости, особенно при сильных помехах.

Известен некогерентный цифровой демодулятор сигналов с ОФМ (Литвиненко В.П., Глушков А.Н. Цифровой демодулятор сигналов с относительной фазовой манипуляцией // Патент №2505922 С2, МПК Н04В 1/10, H04D 3/02, опубл. 27.01.2014, Бюл. №3). Его недостаток заключается в некогерентной демодуляция сигналов с ОФМ, что приводит к снижению помехоустойчивости по сравнению с когерентной обработкой.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому устройству является цифровой когерентный демодулятор с двоичной фазовой манипуляцией, описанный в патенте РФ №2633183 С1, МПК Н04В 1/10 от 11.10.2017, содержащий аналого-цифровой преобразователь, генератор тактовых импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на два отсчета, вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов, каждый из которых состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, и блок принятия решения.

Недостатком известного устройства является демодуляция сигналов с фазовой манипуляцией, что приводит к появлению ошибок «обратной работы».

Задачей предлагаемого технического решения является обеспечение высокоскоростной цифровой когерентной демодуляции сигналов с двоичной ОФМ.

Технический результат предлагаемого решения заключается в повышении помехоустойчивости и устранении ошибок «обратной работы».

Это достигается тем, что цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной ОФМ, содержащий генератор тактовых импульсов (ГТИ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП), регистр сдвига многоразрядных кодов на два отсчета (РС2), вход которого подключен к выходу АЦП, вычитатель (В), входы которого подключены к выходам РС2, последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество (n) БОО определяется двоичным логарифмом числа N обрабатываемых периодов несущей двоичного символа, а каждый из БОО содержит регистр сдвига многоразрядных кодов (MP) и сумматор (СУМ), входы СУМ подключены к выходам MP, вход MP является входом БОО, а выход СУМ - выходом БОО, причем вход первого БОО соединен с выходом вычитателя В, и блок принятия решения (БПР), отличается тем, что снабжен дополнительным регистром сдвига многоразрядных кодов на N отсчетов (MPN), вычислителем модуля суммы (ВМС), вычислителем модуля разности (BMP) и дополнительным вычитателем (ДВ), при этом вход MPN и первые входы ВМС и BMP подключены параллельно к выходу последнего (n-го) БОО, выход MPN соединен со вторым входом ВМС и вторым входом BMP, выход ВМС соединен с первым входом ДВ, второй выход BMP - со вторым входом ДВ, а его выход подключен к входу БПР, выход которого является выходом демодулятора, тактовые входы АЦП, БОО, MPN и БПР подключены к ГТИ.

Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной ОФМ поясняется чертежами, где на фиг. 1 представлена структурная схема ОФМ, на фиг. 2 - процесс квантования, на фиг. 3 - примеры реализации цифровых модулей, на фиг. 5 и фиг. 6 - временные диаграммы откликов демодулятора, а на фиг. 7 - результаты моделирования его работы и расчета вероятности ошибки.

Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной ОФМ содержит аналого-цифровой преобразователь 1 (АЦП), вход которого соединен с приемным устройством 2, а его управляющий вход - с генератором тактовых импульсов 3 (ГТИ). Выход АЦП 1 соединен с входом регистра 4 сдвига многоразрядных кодов на два отсчета, выходы которого соединены с входами вычитателя 5, n блоков обработки отсчетов 6 (БОО), при этом выход вычитателя 5 подключен к входу первого БОО 6-1. Каждый БОО 6 состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов 7 и сумматора 8, первый вход которого соединен с входом регистра сдвига 7, который является входом БОО 6, а второй вход сумматора 8 соединен с выходом регистра сдвига 7, выход сумматора является выходом БОО 6. Количество БОО n является целым числом, которое зависит от числа N периодов сигнала в информационном символе и определяется как двоичный логарифм n=log₂ N. При этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2ⁿ.

Выход первого БОО 6-1 соединен с входом второго БОО 6-2 и так далее.

Выход последнего БОО 6-n подключен к входам MPN 9 и первым входам ВМС 10 и BMP 11, выход MPN 9 соединен со вторым входом ВМС 10 и вторым входом BMP 11, выход ВМС 10 соединен с первым входом ДВ 12, а второй выход BMP 11 - со вторым входом ДВ 12, выход ДВ 12 подключен к входу БПР 13, выход которого является выходом 14 демодулятора, тактовые входы АЦП 1, РС2 4, БОО 6, MPN 9 и БПР 13 подключены к ГТИ 3, синхронного с принимаемым фазоманипулированным сигналом.

Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной относительной фазовой манипуляцией работает следующим образом. Сигнал с двоичной ОФМ вида

поступает на вход АЦП 1, который с частотой дискретизации ƒ_Д=2ƒ₀ формирует по два отсчета входного сигнала на период несущей T=1/ƒ₀ в соответствии с тактовыми импульсами от генератора 3, синхронными с принимаемым сигналом. В (1) обозначено: S - амплитуда, ƒ₀ - несущая частота, ϕ₀ - начальная фаза, в синхронном режиме равная 0, a(t) - двоичный управляющий фазой сигнал со значениями 0 или 1.

Элемент сигнала длительностью Т_Э=NT содержит N=2ⁿ периодов Т несущего колебания, где n - целое число. При ОФМ принимаемый информационный символ равен 0, если фазы текущего и предшествующего элементов совпадают, в противном случае принимается информационный символ, равный 1.

Процесс квантования сигнала с ОФМ показан на фиг. 2, где точками отмечены формируемые на каждом i-м периоде нечетные и s_1i четные s_2i отсчеты сигнала. Эти отсчеты последовательно для каждого периода запоминаются в многоразрядном регистре 4 сдвига на два отсчета. В вычитателе 5 формируется их разность, которая равна s_1i-s_2i=2S при нулевой фазе и s_1i-s_2i=-2S, если фаза входного сигнала изменится на π. За N=2ⁿ периодов на выходе последнего БОО 6-n в моменты окончания информационного символа при отсутствии помех накапливается величина y_i, равная

Отклики БОО 6-n поступают в MPN 9 на N ячеек памяти, на выходе которого появляется значение y_i-N для предыдущего периода. Данное значение складывается в ВМС 10 с y_i, формируя величину |y_i+y_i-N|, и вычитается в BMP 11 из y_i, формируя |y_i-y_i-N|. В результате на выходе дополнительного вычитателя 12 формируется величина |y_i+y_i-N|-|y_i-y_i-N|, которая при отсутствии помех в конце элемента равна 4NS, если фазы соседних элементов совпадают, и -4NS в противном случае. В БПР 13 в момент окончания очередного элемента выделяется поступивший информационный символ по следующему правилу: если |y_i+y_i-N|-|y_i-y_i-y_i-N|>0, то принят символ 0, иначе - символ 1.

Если фазы соседних элементов совпадают, то при отсутствии шума отклик ВМС равен |y_i+y_i-N|=4NS, а на выходе BMP имеем |y_i-y_i-N|=0. Если фазы противоположны, то сигнал на выходе ВМС представляет собой |y_i+y_i-N|=0, а на выходе BMP - |y_i-y_i-N|=4NS.

Двоичные вычислительные операции сложения и вычитания целесообразно выполнять в дополнительном коде с помощью сумматоров (Микросхемы ТТЛ. Справочник. Том 1, Том 2. М.: ДМК Пресс, 2001. - 384 с., 544 с.), где изменение знака числа реализуется, например, с помощью логических элементов «исключающее ИЛИ». Один из возможных вариантов построения вычитателя показан на фиг. 3а. Вычисление модуля результата реализуется на той же основе, как показано на фиг. 3б, где Х и Y- двоичные операнды, a z - знаковый разряд.

Если в отсутствии помех выполняется соотношение |y_i±y_i-N|=0 (сигнал с ОФМ отсутствует), то при наличии на входе демодулятора гауссовского шума с некоррелированными отсчетами плотность вероятности модуля отклика канала имеет вид

При поступлении на вход демодулятора аддитивной смеси сигнала с ОФМ и гауссовского шума с некоррелированными отсчетами (так что |y_i±y_i-N|=4NS в отсутствии помех) указанная плотность вероятности определится как

где - дисперсия отсчетов гауссовского шума.

Вероятность правильного решения о канале с ненулевым откликом на полезный сигнал равна

Из (2)-(4) получим выражение для вероятности ошибочного выявления об изменении фазы соседних элементов:

где - интеграл вероятности,

- отношение сигнал/шум, а

- вероятность ошибочного когерентного приема фазоманипулированного сигнала (для прототипа).

Из (5) следует, что предложенный цифровой демодулятор обладает потенциально достижимыми точностными характеристиками и обеспечивает оптимальную обработку сигнала с ОФМ, принимаемого на фоне некоррелированных гауссовских помех.

На фиг. 4 показаны полученные посредством имитационного моделирования зависимости (y_i+y_i-N)/4NS (сплошная линия) и (y_i-y_i-N)/(штриховая линия) от нормированного номера i/N обрабатываемого периода сигнала (1) при отсутствии шума.

На фиг. 5 представлена зависимость нормированного отклика (|y_i+y_i-N|-|y_i-y_i-N|)/4NS от номера i/N при отсутствии шума. Здесь же точками отмечены результаты демодуляции (равные 1 при совпадении фаз принятого и предшествующего элементов либо -1 при их противофазности). На фиг. 6 приведена аналогичная зависимость при приеме сигнала (1) на фоне гауссовского шума с независимыми отсчетами, если отношение сигнал/шум (6) составляет 6 дБ.

На фиг. 7 сплошной и штриховой линиями изображены зависимости (5) и (7) вероятности ошибки демодуляции сигналов с ОФМ и фазовой манипуляцией, соответственно. Здесь же точками показаны результаты статистического имитационного моделирования предлагаемого демодулятора с ОФМ.

Использование изобретения позволяет обеспечить высокоскоростную цифровую когерентную демодуляцию сигналов с двоичной ОФМ, при этом повысить помехоустойчивость и устранить ошибки «обратной работы».

Изобретение относится к области радиотехники, может быть использовано в устройствах приема цифровых информационных сигналов для когерентной цифровой демодуляции двоичных сигналов с относительной фазовой манипуляцией. Технический результат - повышение помехоустойчивости, устранение ошибки «обратной работы». Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной относительной фазовой манипуляцией содержит аналого-цифровой преобразователь 1, приемное устройство 2, генератор тактовых импульсов 3, регистр 4 сдвига многоразрядных кодов на два отсчета, вычитатель 5, n блоков обработки отсчетов 6-1, 6-2, …, 6-n (БОО), регистр сдвига многоразрядных кодов на N отсчетов 9, вычислитель модуля суммы 10, вычислитель модуля разности 11, дополнительный вычитатель 12 и блок принятия решения 13. Каждый БОО состоит из дополнительного регистра сдвига многоразрядных кодов 7-i и сумматора 8-i, где i=1…n. Количество БОО n является целым числом и зависит от числа N периодов сигнала в информационном символе и определен как двоичный логарифм n=log₂N, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно N=2ⁿ. 7 ил.

Цифровой когерентный демодулятор сигналов с двоичной относительной фазовой манипуляцией (ОФМ), содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), генератор тактовых импульсов (ГТИ), регистр сдвига многоразрядных кодов на два отсчета (РС2), вход которого подключен к выходу АЦП, вычитатель (В), входы которого подключены к выходам РС2, последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество (n) БОО определяется двоичным логарифмом числа N обрабатываемых периодов несущей двоичного символа, а каждый из БОО содержит идентично выполненные регистр сдвига многоразрядных кодов (MP) и сумматор (СУМ), входы СУМ подключены к выходам MP, вход MP является входом БОО, а выход СУМ - выходом БОО, причем вход первого БОО соединен с выходом вычитателя В, и блок принятия решения (БПР), отличающийся тем, что снабжен дополнительным регистром сдвига многоразрядных кодов на N отсчетов (MPN), вычислителем модуля суммы (ВМС), вычислителем модуля разности (BMP) и дополнительным вычитателем (ДВ), при этом вход MPN и первые входы ВМС и BMP подключены параллельно к выходу последнего n-го БОО, выход MPN соединен со вторым входом ВМС и вторым входом BMP, выход ВМС соединен с первым входом ДВ, второй выход BMP - со вторым входом ДВ, а его выход подключен к входу БПР, выход которого является выходом демодулятора, тактовые входы АЦП, БОО, MPN и БПР подключены к ГТИ.