СПОСОБ СИНХРОНИЗАЦИИ ПЕРЕДАВАЕМЫХ СООБЩЕНИЙ Российский патент 2023 года по МПК G08C19/28 

Изобретение относится к телеметрии, радиотехническим системам измерений, технике связи и может быть использовано для обеспечения синхронизации за минимальное время передаваемых и принимаемых сообщений и сигналов в условиях помех.

Известно [1], что на эффективность функционирования системы синхронизации комплексов телеизмерений и систем передачи данных оказывают влияние следующие факторы:

- выбранная последовательность цифровых сигналов (при двоичном коде от кодовой комбинации, составленной из символов «1» и «0»), которые используются в качестве сигналов синхронизации;

- соотношение k длительности кодовых комбинаций сигнала синхронизации (kn) к длине n кодовых комбинаций передаваемых сообщений (в телеметрических системах слов-измерений);

- отношение числа символов kn, входящих в цифровой синхросигнал к общему количеству символов двоичного кода m, определяющих цикл передачи или телеметрический кадр.

При этом особо актуальными становятся технические решения, способствующие разрешению следующих противоречий, составляющих основу многочисленных проблем повышения устойчивости приема информации в условиях помех, в том числе и организованных. Короткие цикловые синхросигналы являются наилучшими с точки зрения обеспечения минимального среднего времени обнаружения выхода из синхронизма и вхождения в него, поэтому естественным становится стремление к тому, чтобы число символов kn, которое отводится под передачу сигналов синхронизации (СС), было бы минимальным.

Однако при уменьшении числа символов kn синхросигнала увеличивается вероятность установления режима «ложного синхронизма», так как при этом увеличивается вероятность случайной или целенаправленной имитации кодовых конструкций, похожих на синхросигнал. При длинных цикловых синхросигналах (больших kn) вероятность правильного обнаружения и выделения синхросигналов повышается, однако уменьшается объем передаваемых информационных символов v в цикле или в телеметрическом кадре, определяемый соотношением v = m - kn. В условиях помех также появляются искажения, связанные со смещениями на один и более битов выделенных сигналов синхронизации относительно их истинного положения. Такая ситуация, например, появляется в том случае, когда анализируемая кодовая группа содержит часть «правильного» синхросигнала. Чаще всего, подобная ситуация может возникнуть при добавлении к истинной кодовой группе синхросигнала следующего «случайного» символа. В этом случае происходит частичное перекрытие синхросигнала. Подобные ситуации возникают и при других степенях частичного перекрытия, когда временное положение выделенного синхросигнала смещается не на один, а на несколько символов. В результате ухудшается точность установления моментов времени, соответствующих принятому сигналу синхронизации, из-за чего декодирование информационных сообщений будет неверным.

Известен способ [2], в котором для уменьшения вероятности имитации сигнала синхронизации, под которой понимается вероятность того, что в передаваемом телеметрическом кадре будет найдена не одна, а несколько кодовых комбинаций заданной длины kn, используют в качестве синхрослов последовательности, которые состоят из одноименных символов «1» или «0» двоичного кода. Такой выбор связан с тем, что вероятность имитации в телеметрическом кадре второй такой кодовой последовательности за счет действия помех, будет наименьшей при случайном выборе в принимаемом цифровом групповом сигнале (ЦГС) кодовой комбинации, имеющей длину kn. Однако при этом наблюдают высокую вероятность частичного перекрытия синхросигнала, появляющегося в результате добавления к истинной кодовой группе синхросигнала в начале или в конце ее «случайного» одноименного символа «1» или «0». В этом случае появляется ошибка синхронизации, вызванная «сдвигом» идентифицированного синхросигнала относительно его истинного положения в кадре на один двоичный символ. Для того, чтобы избавиться от ошибок такого типа, переходят ко второму этапу установления истинного местоположения сигнала синхронизации в кадре. Для этого, например, в циклических системах передачи информации, определяют временные интервалы между следующими подряд синхросигналами, выделенными при приеме передаваемых данных. Их троекратное совпадение считают достаточным для того, чтобы исключить ошибки синхронизации, вызванные «эффектом перекрытия».

Недостаток способа заключен в большой вероятности появления «эффекта перекрытия» и, как следствие этого, в высокой вероятности появления режима ложного синхронизма.

На устранение этого недостатка направлен способ [2], который выбран в качестве прототипа. Он заключается в том, что на передающей стороне в системах связи и в системах телеизмерений с временным разделением каналов формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, каждый из которых содержит m двоичных символов, синхронизирующий сигнал, состоящий из kn бит, и v = m - kn информационных символов, синхронизирующее слово наделяют свойствами, позволяющими на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был принят на передающей стороне, отличающийся тем, что на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков, для чего формируют его не из одной, а из нескольких кодовых конструкций, первая из которых представляет собой kn/4 повторяющихся символа «0», вторая - (kn/2 - 1) - разрядную псевдослучайную последовательность или М-последовательность, дополненную символом четности бит «0», а третья образована kn/4 повторяющимися символами «1», на приемной стороне для выделения синхронизирующих слов цифровой групповой сигнал подвергают трехканальной параллельной обработке, при которой в первом канале определяют автокорреляционную функцию для фрагментов цифрового группового сигнала, состоящих из kn символов двоичного кода, во втором канале находят автокорреляционную функцию для фрагментов цифрового группового сигнала, представленных kn/2 символами в виде (kn/2 - 1) - разрядной псевдослучайной последовательности или М-последовательности, дополненной символом четности бит «0», в третьем канале поиск синхронизирующего слова осуществляют по кодовым конструкциям, которые в неискаженном виде представлены последовательностями, составленными из одноименных символов «0» и «1», во втором канале находят автокорреляционную функцию для фрагментов цифрового группового сигнала, представленных kn/2 символами в виде (kn/2 - 1) - разрядной псевдослучайной последовательности или М-последовательности, дополненной символом четности бит «0», в третьем канале обработки определяют местоположение в цикле (телеметрическом кадре) символов «0» и символов «1», разделенными между собой интервалом в (kn/2 - 1) символов, при этом дополнительный символ четности бит «0» используют по дополнительному назначению: для увеличения на «единицу» длины первой кодовой конструкции, составленной из одноименных kn/4 символов «0», на выходе первых двух параллельных каналов обработки формируют признаки идентификации синхронизирующего слова на основе сравнения полученных автокорреляционных функций в каждом из каналов с установленными порогами, значения которых выбирают в соответствии с заданными требованиями, определяемыми следующими вероятностями: обнаружения синхронизирующего сигнала в условиях помех, ложных выходов из синхронизма за счет сбоев при приеме информации, ложного поиска синхронизма за счет случайной имитации сигнала синхронизации в принятом цифровом групповом сигнале, при этом в третьем канале обработки производят сравнение первой и третьей кодовых конструкций синхронизирующего слова с их копиями, которые хранят в блоке памяти, полученные результаты используют как оценку достоверности идентификации сигнала синхронизации, признаки которого сформированы в результате двухканальной корреляционной обработки, полученные результаты сравнивают с допустимым уровнем искажений, если полученные результаты обработки его превышают, то поиск сигнала синхронизации завершают, при противоположном результате процесс поиска сигнала синхронизации продолжают.

Кроме того, в способе [2] на передающей стороне сигнал синхронизации используют для отображения изменения режимов передачи данных или для передачи дополнительной сервисной информации, для чего во второй кодовой конструкции сигнала синхронизации, состоящей из (kn/2 - 1) - разрядной М-последовательности, производят цикловой сдвиг символов, а на приемной стороне при выделении синхросигнала дополнительно идентифицируют каждое их новых состояний М-последовательности, общее число которых, включая и исходное состояние сдвигового регистра, равно (kn/2 - 1), и в соответствии с заранее условленным правилом ассоциируют полученные сообщения о каждом новом состоянии М-последовательности с последовательностью чисел от 1 до (kn/2 - 1), которые используют для условного, заранее определенного, обозначения режимов работы адаптивной системы телеизмерений или для идентификации циклограммы полета контролируемого объекта [3].

Однако способ-прототип [2], обладая возможностью построения сложных составных сигналов синхронизации, имеет недостатки, проявляющиеся в выборе кодовых конструкций (КК_i, i = 1,2,3), из которых состоит сигнал синхронизации. Из трёх составных частей сигнала синхронизации, представленных кодовыми конструкциями КК₁, КК₂ и КК₃, только одна из них (КК₂) принадлежит к числу псевдослучайных последовательностей (ПСП), представленных, как правило, идеальными кодами Баркера, дополненными символом «четности бит». Другие КК_i, i = 1 и 3, состоящие из kn/4 бит, представлены одноименными символами «0» и «1», соответственно, для борьбы с эффектом «перекрытия». Этого с учётом существующих условий передачи информации может оказаться недостаточным для обеспечения требуемых показателей помехозащищённости системы синхронизации при приёме и восстановлении переданных данных.

Лучшую возможность для разрешения отмеченного противоречия, составляющего основу появления подобных изобретений, предоставляет [4] «Способ синхронизации передаваемых сообщений и устройство для его осуществления» (Патент № 2591565, опубл. 22.06.2016, бюл. №18). Он заключается в том, что на передающей стороне в системах передачи сообщений с циклически повторяющимися пакетами данных, равной длины, и в системах телеизмерений с временным разделением каналов, формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, каждый из которых содержит m двоичных символов, синхронизирующий сигнал, состоящий из kn бит, и информационных символов, количество которых определяют соотношением v = m - kn, синхронизирующее слово наделяют свойствами, позволяющими на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был установлен на передающей стороне, при этом на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков, для чего формируют его не из одной сложной псевдослучайной последовательности, представляющей собой единую кодовую конструкцию, а из нескольких составных кодовых конструкций, число которых равно трём, на приемной стороне для выделения синхронизирующих слов цифровой групповой сигнал подвергают параллельной обработке, на приемной стороне формируют признаки идентификации синхронизирующего слова на основе сравнения соответствующих полученных автокорреляционных функций в каждом из каналов с установленными порогами, значения которых выбирают в соответствии с заданными требованиями, определяемыми следующими вероятностями: обнаружения синхронизирующего сигнала в условиях помех, ложных выходов из синхронизма за счёт сбоев при приеме информации, ложного поиска синхронизма за счёт случайной имитации сигнала синхронизации в принятом цифровом групповом сигнале, полученные результаты сравнивают с допустимым уровнем искажений. От других аналогов он отличается тем, что кодовые конструкции, из которых составлен сигнал синхронизации, выбирают равными по длине, при этом первая и третья кодовые конструкции обладают инверсно-изоморфными автокорреляционными функциями (АКФ), вторая представляет собой идеальный код Баркера, при этом используют четыре параллельных канала обработки: в первом канале определяют символьную автокорреляционную функцию для последовательно поступающих символов цифрового группового сигнала по отношению к символам идентичной копии синхрослова, хранящейся в блоке памяти на приемной стороне, сравнивают значения полученной автокорреляционной функции с установленными пороговыми уровнями, по результатам сравнения на множестве принятых символов, больших или равных 3m символам двоичного кода, помечают местоположение кандидатов в синхросигналы, выделенные кодовые последовательности кандидатов в синхросигналы делят на три составные части - кодовые конструкции равной длины и производят идентификацию каждой из них, при этом результат их идентификации определяют на основе первого признака - мажоритарного правила по большинству решений о соответствии составных частей кодовых конструкций их копиям, хранящимся в блоке памяти приемной стороны, определяют интервалы времени их повторения на множестве символов, равных или превышающих 3m, их постоянство используют в качестве второго признака идентификации синхросигнала, полученные результаты идентификации составных частей используют для подтверждения факта идентификации синхросигнала в целом и повышения его помехозащищенности, формируют признаки идентификации составных кодовых конструкций исходного синхронизирующего слова на основе сравнения соответствующих полученных автокорреляционных функций в каждом из каналов с установленными порогами, дополнительный контроль достоверности выделения синхрослов осуществляют на основе сложения взаимно-корреляционных функций выделенных составных частей - кодовых конструкций, полученные результаты сравнивают с допустимым уровнем искажений, если полученные оценки его превышают, то поиск сигнала синхронизации завершают, при противоположном результате процесс поиска сигнала синхронизации продолжают.

Такое решение, как показывают проведенные экспериментальные исследования, позволяют повысить эквивалентную энергетику СС на 3дБ, в результате чего существенно повышается их помехозащищённость при том же, что и ранее количестве бит, равном N = 15. При этом составные части (кодовые конструкции КК_i, i = 1,2,3 (сегменты СС) были выбраны следующими: КК₁ = <00111>₂, КК₂ = <00010>₂ и КК₃ = <01101>₂: три по пять разрядов каждый для того, чтобы N = 3 × 5 = 15 осталось неизменным (фиг. 1).

Однако достигнутый при этом эффект также может быть недостаточным несмотря на то, что достигнуты результаты, которые следует отнести к предельным с точки зрения классической теории помехозащищённости сложных сигналов [5,6]. Дальнейшее улучшение полученного результата возможно только за счёт различных изобретательских хитростей.

Одно из таких решений предлагается в данном изобретении.

При этом в качестве прототипа использовано изобретение [4]. Его сущностные характеристики заключались в том, что сигнал синхронизации составлен из трех кодовых конструкций (КК_i, i = 1,2,3), однако каждая из них является ПСП, равной разрядности. Например, для случая 15-тиразрядной М-последовательности [1-4], автокорреляционная функция (АКФ) которой представлена на фиг. 1(А), новая составная структура сигнала синхронизации такой же 15-тиразрядной разрядности (фиг. 1(А)) составлена из трёх 5-тиразрядных ПСП: КК₁, КК₂ и КК₃ (фиг. 1(Б), фиг. 1(В), фиг. 1(Г), соответственно). На фиг. 1(Е) представлена АКФ составного сигнала синхронизации СС, состоящего из трёх ПСП равной длины n (n = 5) КК₁+ КК₂ + КК₃: 001110001001101. Автокорреляционные функции (АКФ_i) составных частей КК_i, i = 2,1,3, приведены на фиг. 1(Б), фиг. 1(В), фиг. 1(Г), соответственно.

На фиг. 1(Д) представлены значения АКФ, полученные в результате суммирования АКФ_i кодовых конструкций КК_i, i = 2,1,3. Из неё следует, что суммарная АКФ удовлетворяет требованиям, предъявляемым к идеальным кодам Баркера: у неё боковые лепестки (БЛ_N-1) принимают значения «0» и «-1» (фиг. 1(Д)). Но основной пик равен не N, а kN, где kl - количество кодовых конструкций КК_i, i =1,2,3 и число суммируемых АКФ_i. В изобретении-прототипе [4] k = 3, что продемонстрировано и на фиг. 1(Д). Помимо уменьшения при суммировании АКФ_i боковых лепестков (БЛ_N-1) полученные результаты суммирования обладают ещё одним свойством - свойством инвариантности к очередности следований КК_i в цифровом групповом сигнале (ЦГС), заключающимся в том, что результат суммирования не зависит от порядка поступления на сумматор значений АКФ_i кодовых конструкций КК_i. Вследствие этого порядок следований кодовых конструкций КК_i на передающей стороне может быть различным. Его изменение не оказывает влияние на суммарную АКФ_i, но позволяет уйти от повторяющейся, неизменяющейся конструкции передаваемых кодовых конструкций КК_i слов синхронизации. Такое решение позволяет повысить показатель скрытности передачи сигналов синхронизации.

При этом на фиг. 1(Д) представлена только одна часть значений боковых лепестков, равная N-1 = 4, а вторая симметричная ей опущена для упрощения отображения АКФ_i и результатов их суммирования. Такой же принцип использован и в других вариантах представления АКФ_i, результатов их суммирования и вычисления АКФ_N всего составного СС, в целом (фиг. 1 - фиг. 6). На иллюстрации, приведенной на фиг.1 (Б, В, Г), передаваемые кодовые конструкции КК_i, являющиеся кодовыми сегментами слов синхронизации, следуют в следующем порядке: сначала идеальная кодовая конструкция КК₂ в виде инверсного кода Баркера 00010 с числом символов n₂ = 5, затем первая КК₁ (код 00111с числом символов n₁ = 5) и третья КК₃ (код 01101с числом символов n₁ = 5), которые обладают инверсно-изоморфными свойствами, проявляющимися в том, что при суммировании значения их боковых лепестков на соответствующих (N-1) позициях уменьшают (они становятся равными значению «0» или же «-1» и «+1»), а основной пик усиливают в 2 раза. Когда к полученной сумме добавляют значения АКФ₂, соответствующие инверсному коду Баркера 00010, то получают сжатый «сжатый» код, подобный коду Баркера: у него боковые лепестки принимают значения «-1» на нечётных позициях и «0» - на чётных (фиг. 1(Д)), но основной пик равен не N, а kN, где k - количество кодовых конструкций КК_i, i =1,2,3 и число суммируемых АКФ_i.

В способе-прототипе [4] они дополнены новыми возможностями идентификации сигнала синхронизации в условиях помех за счет реализации параллельной операции определения автокорреляционных функций (АКФ). При этом вычисляют не только АКФ_N общей кодовой конструкции (КК), представляющей собой синхросигнал. Также определяют и АКФ_i, i =1,2,3, каждой из составных частей КК_i сигнала синхронизации, в отдельности.

Поэтому используют четыре канала параллельного приема и идентификации сигналов синхронизации (СС). Первый применяется для автокорреляционной обработки принятого сложного составного N = kn_i - разрядного сигнала синхронизации в целом, где k выбрано, равным 3: k = 3. Иллюстративное представление получаемых при этом АКФ_N всего составного СС приведено на фиг. 1 (Е, Ж) и фиг. 2 (З, И, К, Л) для случаев, когда кодовые конструкции КК_i, i =1,2,3 на передающей стороне переставлены местами. При этом продемонстрирован основополагающий принцип идентификации составного СС, принятого в целом, на основе сравнения с установленными уровнями ограничения U_огр. Из приведенных иллюстраций следует, что при перестановках кодовых конструкций КК_i, i =1,2,3, соответствующих случаям, представленным на фиг. 1 (Е, Ж) и фиг. 2 (И, Л), может быть обеспечено наилучшее для составного СС, принятого в целом, превышение мощности основного пика АКФ_N над выставленными уровнями ограничения U_огр. Применительно, к очерёдности следования кодовых конструкций КК_i, i =1,2,3, представленных на фиг. 2 (З, К), потери определяются одной условной «единицей» АКФ_N.

Сущность предлагаемого изобретения и его основные отличия от прототипа [4] рассмотрены на основе иллюстраций, приведенных на фиг.3. При этом на фиг.3 (А, Б, В, Г) повторены операции формирования составного СС (фиг.1 (А, Б, В, Г)), составляющие основу способа-прототипа [4]. Для наглядности в предлагаемом способе также предлагается использовать те же кодовые конструкции КК_i, i =1,2,3, что и в прототипе [4]. Кроме того, передаче подлежит составной СС с такими же КК_i, i =1,2,3, и с соответствующими перестановками их местами. Отличие проявляется только при суммировании АКФ_i, которые получают при параллельной корреляционной обработке КК_i, i =1,2,3, выделяемых при приёме ЦГС. Оно заключается в том, что к результатам уже полученной суммы (фиг.3(Г)), добавляют хранящуюся в памяти на приёмной стороне дополнительную АКФ₄ ещё одного (дополнительного) кода Баркера с n₄ = 5, представленного, например, в прямом виде: 11101 (фиг.3(Д)). Её также рассматривают и как исходные данные, которые записывают в сумматор АКФ_i при его обнулении. Им (обнулением) завершают очередной цикл идентификации составного СС при распараллеленной корреляционной обработке потока передаваемых бит ЦГС. В итоге такого суммирования получают полностью подавленные боковые лепестки при том, что основный пик АКФ₄ становится равным 20, вместо 15. При этом, как показывают результаты сравнения с прототипом [4], также обеспечивают при приёме составного СС, в целом, преимущество в превышении уровня основного пика над выставленным уровнем ограничения U_огр в 4 условные «единицы». Вместо числа l_i⁽¹⁾ = 15, определяющего собой разницу между двумя уровнями АКФ_i: l_i⁽¹⁾ = N⁽¹⁾ - n_м⁽¹⁾, где N = 15 - значение основного пика АКФ, а n_м⁽¹⁾ = 0 - значение положительного максимального бокового лепестка АКФ [5] (фиг.3(Г)), что имело место при применении предыдущего технического решения, получают значение: l_i⁽²⁾ = 20 при использовании предлагаемого изобретения (фиг.3(З)).

На фиг.4 и фиг.5 представлены иллюстрации с теми же позициями (от А до З), отличающимися от приведенного на фиг.3 только тем, что символы кодовых конструкций КК_i, i =1,2,3, которыми представлен составной СС, были искажены при их передачей под влиянием помех, действующих в канале связи. При этом на фиг.4 были искажены по одному символу двоичного кода в кодовых конструкций КК₂ и КК₁ (фиг.4(А,Б), а также два символа в КК₃ (фиг.4(В)). В результате этого при суммировании АКФ_i, i = 1,2,3, соответствующему техническому решению прототипа [4], получают боковые лепестки, принимающие значения (+1) на нечётных позициях и (-2) - на чётных (фиг.4(Г)). Введение ошибок в передаваемые символы КК_i, i =1,2,3, показательно ещё и в том смысле, что позволяет определить поведение предлагаемой системы идентификации составных СС при наличии в потоке информационных данных ЦГС подобных им кодовых конструкций. Приведенная на (фиг.4(Е)) иллюстрация использования предлагаемого дополнительного суммирования АКФ_i, i = 4, соответствующего используемому при приёме прямому коду Баркера с n₄ = 5, который не участвовал в процессе передачи составных СС, показывает, что боковые лепестки увеличились и стали равными: (+2) на нечётных позициях и (-2) - на чётных. В результате этого более выраженными стали и признаки истинного составного СС, которыми они отличаются от возможных ложных вариантов их формирования. При применении способа-прототипа в варианте, когда составной СС рассматривается, как единое целое (такая практика используется во всех известных аналогах), ошибки в его кодовых сегментах КК_i, i =1,2,3, оказываются не наблюдаемыми при искажении одного из двоичных символов в КК₂ и КК₁ (фиг.4 (А, Б)) и даже двойных, что имеет место при приёме КК₃ (фиг.4(В)). Об этом свидетельствуют результаты сравнения АКФ_N, приведенные на фиг.4(Ж) и (фиг.4(З)). На иллюстрации (фиг.4(Ж)) они присутствуют, а при представлении, приведенном на (фиг.4(З)), они отсутствуют. Дополнительный канал идентификации, когда определяют АКФ_N, в целом, становится чувствительным к ошибкам приёма только при наличии некоторого достаточно большого числа ошибок приёма потока бит. Такая ситуация может быть как случайной, так и целенаправленной при информационно-технических воздействиях.

Существенный прирост эффективности идентификации составного СС, позволяющего установить факт его отличия при других случайно наблюдаемых кодовых сегментов КК_i, которые могут встретиться в информационной части ЦГС, обеспечен при использовании предлагаемого изобретения. Его отличительная особенность заключена в дополнительном суммировании на приёмной стороне полученных результатов с АКФ₄, которая соответствует прямому коду Баркера с n₄ = 5 (фиг.5(Е)). Это эквивалентно случаю суммирования не трёх АКФ_i, (i =1,2,3), как это было в способе [4], а четырёх АКФ_i, (i =1,2,3,4).

Из иллюстраций АКФ_i, приведенных на фиг.3(Е), фиг.4(Е) и фиг.5(Е)), следует, что увеличение ошибок, отразилось на росте значений боковых лепестков суммарной АКФ_∑, получаемой при дополнительном суммировании АКФ₄, что свидетельствует о повышении показателя достоверности идентификации использовании предлагаемого способа. Увеличивается контраст между истинным положением СС в ЦГС при предлагаемой параллельной корреляционной обработке потока бит, ориентированной на использование корреляторов с уменьшенной втрое разрядностью обрабатываемых кодовых конструкций сегментов составного СС: КК_i, i = 1,2,3. В каждом из выбранных k каналов параллельного поиска составного СС используют согласованные с соответствующими КК_i, i = 1,2,3 линии задержки ЛЗ_i, i = 1,2,3. При этом решение о наличии составного СС определяют по результатам суммирования АКФ_i по критерию равенства нулю всех значений боковых лепестков. В результате этого, как показывают проведенные экспериментальные исследования, повышают эквивалентную (кажущуюся) энергетику бит составного СС на 3 децибэлла (3дБ) при применении прототипа [4] и на 5дБ при использовании предлагаемого способа.

В то же время традиционный приём и корреляционная обработка всей последовательностей бит, представленных кодовыми конструкциями с числом разрядов, равным N, при использовании способа-прототипа [4] становится чувствительным только при наличии двойных ошибок при приёме в каждой из КК_i (фиг.5(Ж)).

Сущность предлагаемого изобретения заключается в том, чтобы обеспечить повышение помехоустойчивости выделения составных СС, представленных следующими подряд кодовыми сегментами КК_i, i =1,2,3 при различных их перестановках за счёт дополнительного суммирования их АКФ_i с четвёртой АКФ₄, значения которой используют при приёме в качестве исходных данных и подставляют после очередного цикла обработки потокового ЦГС в сумматор АКФ_i при каждом его обнулении.

Проведенный анализ позволяет сформулировать следующую формулу изобретения.

Способ синхронизации передаваемых сообщений, заключающийся в том, что на передающей стороне в системах передачи сообщений с циклически повторяющимися пакетами данных, равной длины, или кадрами в системах телеизмерений с временным разделением каналов, формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, каждый из которых содержит m двоичных символов, формируют сигнал синхронизации, состоящий из kn бит, и информационных символов, количество которых определяют соотношением v = m - kn, синхронизирующее слово наделяют свойствами, позволяющими на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был установлен на передающей стороне, на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков, для чего формируют его не из одной сложной псевдослучайной последовательности (ПСП), представляющей собой единую кодовую конструкцию (КК), а из нескольких составных кодовых конструкций (КК_i), число которых равно трём (i = 1,2,3), на приёмной стороне для выделения синхронизирующих слов цифровой групповой сигнал подвергают параллельной обработке, при этом кодовые конструкции (КК_i) выбирают равными по длине, определяемой разрядностью представления n, из которых первая (КК₁) и третья (КК₃) обладают инверсно-изоморфными автокорреляционными функциями (АКФ), у которых боковые лепестки на идентичных позициях равны по абсолютной величине, но противоположны по знаку, а вторая (КК₂) представляет собой идеальный инверсный код Баркера той же разрядности представления n, используют четыре параллельных канала обработки: в первом канале определяют символьную автокорреляционную функцию для последовательно поступающих символов цифрового группового сигнала по отношению к символам идентичной копии синхрослова, хранящейся в блоке памяти на приемной стороне, сравнивают значения полученной автокорреляционной функции с установленными пороговыми уровнями, по результатам сравнения на множестве принятых символов, больших или равных 3m символам двоичного кода (3 циклам или кадрам), помечают местоположение кандидатов в синхросигналы, выделенные кодовые последовательности кандидатов в синхросигналы делят на три составные части - кодовые конструкции (КК_i, i = 1,2,3) равной длины и производят идентификацию каждой из них, отличающийся тем, что результат идентификации сигналов синхронизации определяют на основе первого признака - мажоритарного правила по большинству решений о соответствии составных частей КК_i их копиям, хранящимся в блоке памяти приёмной стороны, определяют интервалы времени их повторения на множестве символов, равных или превышающих 3m, их постоянство используют в качестве второго признака идентификации синхросигнала, полученные результаты идентификации составных частей используют для подтверждения факта идентификации синхросигнала, в целом, и повышения его помехозащищенности, формируют признаки идентификации составных частей (КК_i, i = 1,2,3) синхронизирующего слова на основе сравнения соответствующих полученных автокорреляционных функций (АКФ_i, i = 1,2,3) в каждом из каналов с установленными порогами ограничения, дополнительный контроль достоверности выделения синхрослов осуществляют на основе сложения автокорреляционных функций (АКФ_i, i = 1,2,3), выделенных при приёме составных частей - кодовых конструкций (КК_i, i = 1,2,3), полученные данные корректируют на основе очередного суммирования на соответствующих позициях со значениями дополнительной (четвёртой) АКФ₄ идеального прямого n-разрядного кода Баркера, которую хранят в блоке памяти приёмной стороны, сравнивают результаты коррекции с допустимым уровнем искажений значений боковых лепестков, если полученные оценки его не превышают, то поиск сигнала синхронизации завершают, при противоположном результате процесс поиска сигнала синхронизации продолжают.

Сущностные характеристики предлагаемого способа заключаются в следующем:

- в дополнительном повышении эквивалентной (кажущейся) энергетики бит сигнала синхронизации по отношению к аналогичному показателю информационных символов «1» и «0» двоичного кода на 2 дБ при сохранении неизменными следующих данных: исходной разрядности синхрослова, времени входа в режим синхронной работы передающей и приёмной сторон;

- в новой возможности использования сигнала синхронизации для повышения устойчивости работы канала связи и передачи дополнительной, в том числе и сервисной, информации.

Передача информации, как дополнительная функция, которая появляется при выделении сигнала синхронизации, может быть обеспечена, как за счет как операций циклического сдвига символов двоичных символов в КК₂, так и на основе перестановки местами кодовых конструкций КК_i, i = 1,2,3. При этом для расширения множества вариантов выбора КК_i, i = 1,2,3 могут быть выбраны дополнительные варианты n-разрядного кода Баркера. Например, версии его циклического сдвига 01000 и 10111, относящиеся к инверсному 00010 и прямому 11101 его представлениям, соответственно.

Такая возможность появляется при предлагаемой параллельной организации обработки сигнала синхронизации при его приеме. Требование одновременного решения не одной, а нескольких задач, составляет основу построения современных адаптивных систем телеизмерений. Его реализация, например, способствует разрешению множества существующих противоречий в развитии информационно-телеметрического обеспечения (ИТО) испытаний и штатной эксплуатации (ШЭ) ракетно-космической техники (РКТ). Следовательно, в предлагаемом способе также учтены системообразующие принципы построения перспективных адаптивных систем телеизмерений. Пример построения адаптивной системы телеизмерений подобного типа приведен в [3].

Таким образом, основной технический эффект заключается в повышении помехоустойчивости выделения сигналов синхронизации в приемно-регистрирующих станциях за минимальное время.

Новизна предлагаемого способа заключена также и в организации обработки сигнала синхронизации при его приеме на фоне помех.

Технический эффект у предлагаемого способа проявляется в том, что результирующая АКФ_N, получаемая в результате суммирования АКФ_i составных частей ПСП, обладает свойствами сверхидеальной кодовой конструкции Баркера, полученной по отношению к длинам символов, равным n. Сверхдеальность результирующей АКФ, получаемой при суммировании, связана с эффектом сжатия, при котором соотношение между основным пиком АКФ и его боковыми лепестками увеличено в три раза по отношению к длинам символов кодовых конструкций, равным n. Это соответствует кажущейся базе ПСП составных частей B_i, i = 1,2,3, которая равна ее исходному значению, определяемому значением 3n. При дополнительном суммировании полученных результатов с соответствующими значениями АКФ₄ прямого кода Баркера, хранящимися в памяти на приёмной стороне база широкополосного сигнала искусственно увеличивают до значений 4n. При этом корректирующая способность при таком дополнительном суммировании увеличивается, в том числе и из-за того, что данные АКФ₄ не подвержены действию помех, действующих в канале связи, и потому не могут быть искажены.

Литература

1. «Современная телеметрия в теории и на практике / Учебный курс», Спб.: Наука и Техника, 2007. - 672с (с. 469).

2. «Способ синхронизации передаваемых сообщений и сигналов» (Патент RU № 2538281 С2, опубл. 10.01.15, бюл. №1).

3. «Способ передачи ТМИ, адаптированный к неравномерности потока данных телеизмерений, и система для его осуществления» (Патент RU №2480838 С1, опубл. 25.04.2013, бюл. №21).

4. Способ синхронизации передаваемых сообщений и устройство для его осуществления (Патент № 2591565, опубл. 22.06.2016, бюл. №18).

5. Свердлик М.Б. Оптимальные дискретные сигналы. - М.: Сов. Радио, 1975. - 200 с.

6. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации /Под ред. проф. В.Б. Пестрякова. - М.: «Сов. радио», 1973. - 424с (с. 129).

Изобретение относится к области телеметрии, в частности для обеспечения синхронизации за минимальное время передаваемых и принимаемых сообщений и сигналов в условиях помех. Техническим результатом является повышение устойчивости работы канала связи и передачи дополнительной информации без появления режима ложного синхронизма. Для достижения технического результата на передающей стороне в системах передачи сообщений с циклически повторяющимися пакетами данных формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, формируют сигнал синхронизации, состоящий из kn бит, и информационных символов, количество которых определяют соотношением v = m – kn, синхронизирующее слово позволяет на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода, и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был установлен на передающей стороне, на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков. 6 ил.

Способ синхронизации передаваемых сообщений, заключающийся в том, что на передающей стороне в системах передачи сообщений с циклически повторяющимися пакетами данных, равной длины, или кадрами в системах телеизмерений с временным разделением каналов формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, каждый из которых содержит m двоичных символов, формируют сигнал синхронизации, состоящий из kn бит, и информационных символов, количество которых определяют соотношением v = m – kn, синхронизирующее слово наделяют свойствами, позволяющими на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода, и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был установлен на передающей стороне, на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков, для чего формируют его не из одной сложной псевдослучайной последовательности (ПСП), представляющей собой единую кодовую конструкцию (КК), а из нескольких составных кодовых конструкций (КК_i), число которых равно трём (i = 1, 2, 3), на приёмной стороне для выделения синхронизирующих слов цифровой групповой сигнал подвергают параллельной обработке, при этом кодовые конструкции (КК_i) выбирают равными по длине, определяемой разрядностью представления n, из которых первая (КК₁) и третья (КК₃) обладают инверсно-изоморфными автокорреляционными функциями (АКФ), у которых боковые лепестки на идентичных позициях равны по абсолютной величине, но противоположны по знаку, а вторая (КК₂) представляет собой идеальный инверсный код Баркера той же разрядности представления n, используют четыре параллельных канала обработки: в первом канале определяют символьную автокорреляционную функцию для последовательно поступающих символов цифрового группового сигнала по отношению к символам идентичной копии синхрослова, хранящейся в блоке памяти на приемной стороне,

сравнивают значения полученной автокорреляционной функции с установленными пороговыми уровнями, по результатам сравнения на множестве принятых символов, больших или равных 3m символам двоичного кода, помечают местоположение кандидатов в синхросигналы, выделенные кодовые последовательности кандидатов в синхросигналы делят на три составные части - кодовые конструкции (КК_i, i = 1, 2, 3) равной длины и производят идентификацию каждой из них, отличающийся тем, что результат идентификации сигналов синхронизации определяют на основе первого признака - мажоритарного правила по большинству решений о соответствии составных частей КК_i их копиям, хранящимся в блоке памяти приёмной стороны, определяют интервалы времени их повторения на множестве символов, равных или превышающих 3m, их постоянство используют в качестве второго признака идентификации синхросигнала, полученные результаты идентификации составных частей используют для подтверждения факта идентификации синхросигнала, формируют признаки идентификации составных частей (КК_i, i = 1, 2, 3) синхронизирующего слова на основе сравнения соответствующих полученных автокорреляционных функций (АКФ_i, i = 1, 2, 3) в каждом из каналов с установленными порогами ограничения, дополнительный контроль достоверности выделения синхрослов осуществляют на основе сложения автокорреляционных функций (АКФ_i, i = 1, 2, 3), выделенных при приёме составных частей - кодовых конструкций (КК_i, i = 1, 2, 3), полученные данные корректируют на основе очередного суммирования на соответствующих позициях со значениями четвёртой АКФ₄ идеального прямого n-разрядного кода Баркера, которую хранят в блоке памяти приёмной стороны, сравнивают результаты коррекции с допустимым уровнем искажений значений боковых лепестков, если полученные оценки его не превышают, то поиск сигнала синхронизации завершают, при противоположном результате процесс поиска сигнала синхронизации продолжают.