Способ пеленгации телефонных радиосигналов с амплитудной модуляцией Российский патент 2023 года по МПК G01S3/14 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в навигационных, локационных и пеленгационных средствах для определения пространственных параметров априорно неизвестного радиосигнала.

Известен способ пеленгации радиосигналов (см. Патент РФ №2263327, МПК G01S 3/14, опубл. 27.10.2005, бюл. №30). Он включает прием радиосигналов антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов (АЭ), расположенных в плоскости пеленгования и согласованных с местными условиями вариантом их размещения на местности, N>2. В каждом частотном поддиапазоне на совпадающих интервалах времени вычисляются комплексные спектры пар сигналов для каждой пары АЭ, характеризующих фазы каждого радиосигнала, принимаемого в соответствующем частотном поддиапазоне одним из АЭ пары, выбранным в качестве сигнального относительно фазы радиосигнала, принимаемого в том же частотном поддиапазоне другим из АЭ пары, выбранным в качестве опорного. Вычисляется свертка комплексно сопряженных спектров для каждого частотного поддиапазона. На основе преобразования Фурье определяют разности фаз радиосигналов каждой пары АЭ и каждого частотного поддиапазона. Запоминают полученные значения разности фаз радиосигналов, формируют и запоминают эталонный набор разностей фаз сигналов, исходя из пространственного размещения АЭ антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений. Вычитают из эталонных разностей фаз сигналов соответствующие измеренные значения разностей фаз. Полученные значения невязок возводят в квадрат и суммируют по всем парам АЭ и всем частотным поддиапазонам. Запоминают полученные значения суммы квадратов невязок (СКН), находящиеся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов. Определяют наиболее вероятное направление прихода радиосигналов по наименьшему значению СКН.

Способ-аналог позволяет повысить точность пеленгования радиосигналов за счет более полного использования информации об электромагнитном поле.

В качестве основного недостатка аналога следует отметить его низкое быстродействие, связанное со значительными временными затратами на поиск минимального значения СКН.

Известен способ пеленгации радиосигналов по Патенту РФ №2341811, МПК G013/14. Способ пеленгации радиосигналов и пеленгатор для его осуществления. Опубл. 20.12.2008, бюл. №35. Он включает прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf_v, Δf_v ∈ ΔF, v=1, 2, …, V, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, где ΔF - общий диапазон частот приема радиосигналов, Δf - ширина поддиапазона частот, состоящей из N идентичных ненаправленных АЭ, где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, а также последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов каждой пары АЭ антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, их дискретизацию и квантование. Затем из этой пары сигналов формируются четыре последовательности отсчетов путем разделения каждого сигнала на квадратурные составляющие. Из каждой сформированной квадратурной последовательности запоминаются заданное число В отсчетов. Выполняется коррекция сохраненных отсчетов квадратурных составляющих путем умножения каждого из отсчетов на соответствующий отсчет в заданном временном окне. Из скорректированных последовательностей квадратурных составляющих отсчетов сигналов формируются две комплексные последовательности отсчетов сигналов путем попарного объединения соответствующих отсчетов. Осуществляют преобразование обеих комплексных последовательностей отсчетов сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье. Выполняют попарное перемножение отсчетов сигнала преобразованной последовательности одного антенного элемента A_l на соответствующие комплексно сопряженные отсчеты сигнала преобразованной последовательности на той же частоте другого антенного элемента A_h, Вычисляют для текущей пары АЭ значения разности фаз сигналов и взаимной мощности сигналов Для каждого частотного поддиапазона, где - напряжение сигнала на антенном элементе с номером U_h, - напряжение сигнала на антенном элементе с номером h, В; f_v - значение частоты сигнала в v-м поддиапазоне, Гц.

Запоминают полученные результаты Формируют и запоминают эталонный набор разностей фаз сигналов, исходя из пространственного размещения АЭ антенной решетки, используемого частотного диапазона и заданной точности измерений. Вычитают из эталонных значений разности фаз сигналов соответствующие значения измеренных разностей фаз. Возводят в квадрат полученные значения невязок и суммируют результаты по всем парам АЭ и всем частотным поддиапазонам. Запоминают результаты суммирования, находящиеся в однозначном соответствии с направлениями прихода радиосигналов. Определяют наиболее вероятные направления прихода радиосигналов в горизонтальной и вертикальной плоскостях по наименьшему значению СКН. Одновременно вычисляют значения суммарной мощности сигналов P(f_v) путем суммирования взаимных мощностей по всем парам антенных элементов для каждого частотного поддиапазона Δf_v и запоминают полученные значения. Вычисляют среднее значение мощности сигнала в каждом частотном поддиапазоне по формуле где η - количество используемых в обработке пар АЭ. Определяют частотные поддиапазоны Δf_v, в которых значение средней мощности сигнала превышает заданный порог Р_пор. Запоминают значения пеленгов, соответствующих поддиапазонам Δf_v. Определяют значения ширины спектра сигнала Δf_ci i-го источника по количеству k (k=1, 2, …, K) прилегающих друг к другу полос частот с одинаковыми значениями пеленгов θ_i по формуле. Δf_ci=Δf⋅k. Вычисляют значения средней частоты сигналов для всех обнаруженных излучений по формуле - верхняя частота спектра сигнала i-го источника. Осуществляют совместное запоминание значений средних частот и соответствующих им полос частот Δf_ci. Последовательно во всем диапазоне частот ΔF выделяют полосы частот Δf_ci и режектируют мешающие сигналы в других полосах частот. После этого уточняют наиболее вероятные направления прихода радиосигналов в горизонтальной и вертикальной плоскостях.

Способ-аналог обеспечивает повышение точности пеленгации радиосигналов в сложной сигнально-помеховой обстановке, когда спектры сигналов от различных источников граничат в частотной области или частично перекрываются.

Однако способу-аналогу присущ существенный недостаток - значительное время обработки сигналов, что ограничивает область его применения. Данный недостаток способа обусловлен двухканальностью выполнения операций измерения разности фаз для используемых пар АЭ антенной решетки (последовательное выполнение операций измерения а также применением метода случайного поиска глобального экстремума (минимального значения СКН).

Кроме того, способ не учитывает динамический характер телефонного разговора и не содержит технических решений, обеспечивающих компенсацию ошибок пеленгования, возникающих из-за воздействия преднамеренных и непреднамеренных помех и шумов. Последние влекут за собой снижение точности измерения пространственных параметров в реальных условиях.

Известен способ (варианты) пеленгации радиосигналов с амплитудной модуляцией (AM), реализованный в Патенте РФ №2526535, МПК G01S 3/14 (2006.01), опубл. 27.08.2014, бюл. №24.

Первый из них (двухканальный) включает прием радиосигналов с AM с помощью антенной решетки, состоящей из восьми АЭ, равномерно расположенных вокруг цилиндра частотного рефлектора, определение нормированных уровней сигналов на выходах АЭ U_i, i=1, 2, …, 8, относительно уровня сигнала на выходе первого АЭ вычисление значений отношения уровней нормированных сигналов в четырех диаметрально отстоящих друг от друга АЭ: а также в восьми парах АЭ, номера которых отличаются на две единицы: в соответствии с выражением , на основе которых определяют оценочные значения направления прихода сигнала tgϕ.

Аналог при своих малых габаритных размерах обеспечивает сохранение в значительной степени высоких точностных характеристик благодаря более полному учету информации об электромагнитном поле сигнала в пространственно разнесенных точках.

Однако аналогу присущи следующие недостатки, ограничивающие его применение:

недостаточная точность измерения пространственных параметров (пеленга θ и угла места β) сигналов с AM в силу несогласованности размеров АЭ;

низкая помехозащищенность от радиопомех различной природы и шумов, негативно сказывающаяся на точностных характеристиках способа.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является способ пеленгации радиосигналов (см. Патент РФ №2505832, МПК G01S 3/14, опубл. 27.01.2017). Он включает прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf_v, Δf_v ∈ ΔF, v=1, 2, …, V, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных АЭ, где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения. Затем осуществляется последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов одновременно всех N АЭ антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты, одновременная их дискретизация и квантование. После этого из полученных сигналов формируются 2N последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие с последующим их преобразованием в скорректированные последовательности квадратурных составляющих сигналов, одновременное формирование из всех скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов N комплексных последовательностей сигналов с последующим преобразованием их с помощью дискретного преобразования Фурье. Далее выполняется одновременное попарное комплексно сопряженное перемножение отсчетов сигналов преобразованных последовательностей на соответствующих частотах. Для всех N ⋅ (N-1)/2 пар АЭ вычисляются значения разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона с последующим их запоминанием и формированием массива невязок, где N ⋅ (N-1)/2 - количество неповторяющихся пар АЭ антенной решетки, используемых в обработке, Для каждой пары АЭ на основе измеренных значений формируется конечное семейство пространственных описаний конусов возможных направлений на источник и далее набор взаимно непересекающихся окружностей, полученных в результате пересечения семейством конусов удаленной сферы. Запоминаются точки пересечения окружностей от разных пар АЭ и определяется совокупность H(f_v) значений СКН для всех точек пересечения окружностей. Находится минимальное значение СКН min H(f_v) из сформированной совокупности H(f_v) значений СКН. Выполняется локальная оптимизация значения min H(f_v) путем сравнения с ближайшими к нему значениями СКН {H(f_v)} ∈ H(f_v), в результате чего определяется наиболее вероятное направление прихода радиосигнала по наименьшему значению СКН.

Способ-прототип обеспечивает существенное сокращение временных затрат на оценивание пространственных параметров (ПП) сигналов источников радиоизлучений (ИРИ) при сохранении или незначительном увеличении ошибки измерений.

Однако прототипу присущи следующие недостатки, ограничивающие его применение:

недостаточная точность измерения значений пеленга θ и угла места β для ИРИ, использующих телефонные радиосигналы с AM, из-за отсутствия адаптации к сигнально-помеховой обстановке. Под адаптацией понимают измерение ПП ИРИ только в моменты излучения вокализованных фрагментов сигнала (излучение речевого сигнала);

низкая помехозащищенность от радиопомех различной природы.

При определении пространственно-информационных параметров телефонных радиосигналов с AM в условиях уменьшения значения отношения сигнал / шум (ОСШ) точность измерений ПП снижается из-за искажения правильно отобранных составляющих комплексных спектров оцифрованных сигналов. Вместе с правильно отобранными компонентами взаимного комплексного спектра могут быть отобраны компоненты, характеризующие ПП шумов и помех. Последние наносят наибольший вред в паузах речи. С другой стороны, среди правильно отобранных спектральных составляющих имеются компоненты, в меньшей степени подвергшиеся влиянию шумов и помех. Выявление этих компонентов в способе-прототипе не осуществляется. Прототип, из-за его универсальности, не учитывает изменение спектральных свойств речевых сигналов во времени, что влечет за собой снижение точности оценивания ПП источников телефонных радиосигналов с AM.

Целью заявленного технического решения является повышение точности измерения ПП источников телефонных радиосигналов с AM, в том числе с одной боковой полосой (ОБП) и частично либо полностью подавленной несущей благодаря выявлению вокализованных фрагментов сигналов с AM, обладающих более высокими значениями ОСШ и являющихся контрастными к сигналам источников помех.

Поставленная цель достигается тем, что в известном способе пеленгования источников радиосигналов осуществляется прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf_v, Δf_v ∈ ΔF, v=1, 2, …, V, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, состоящей из N идентичных ненаправленных АЭ, где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения. Затем выполняется последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов одновременно всех N АЭ антенной решетки в электрические сигналы промежуточной частоты с одновременной их дискретизацией и квантованием. Из полученных цифровых сигналов формируются 2 N последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие с последующим их преобразованием в скорректированные последовательности квадратурных составляющих сигналов. Затем осуществляется одновременное формирование из всех скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов N комплексных последовательностей сигналов с последующим преобразование их с помощью дискретного преобразования Фурье, одновременное попарное комплексно сопряженное перемножение отсчетов сигналов преобразованных последовательностей на соответствующих частотах, одновременный расчет для всех N ⋅ (N-1)/2 пар АЭ разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона с последующим запоминанием их и формированием массива невязок, где N ⋅ (N-1)/2 - количество неповторяющихся пар антенных элементов антенной решетки, используемых в обработке. Для каждой пары АЭ на основе измеренных значений формируют конечное семейство пространственных описаний конусов возможных направлений на источник и далее набор взаимно непересекающихся окружностей, полученных в результате пересечения семейством конусов удаленной сферы. Запоминают точки пересечения окружностей от разных пар АЭ. Определяют значения H(f_V) СКН для точек пересечения окружностей, а также минимальное значение min H(fv) из выбранных значений совокупности H(f_v). Выполняют локальную оптимизацию значения min H(f_v) путем сравнения с ближайшими к нему значениями СКН. Определяют наиболее вероятное направление прихода радиосигнала по наименьшему значению СКН. Один из N приемных каналов назначают опорным, на основе элементов цифровой последовательности сигнала опорного канала выполняют распознавание типа обнаруженного сигнала. При подтверждении гипотезы о приеме телефонного радиосигнала с AM обнаруженный сигнал принимают в течение интервала времени Т_с, разделяют все N цифровых потоков на блоки равной длительности Т_са, присваивают им в порядке возрастания номера m₆=1, 2, …, М₆, где М₆ - количество блоков равной длительности, и запоминают их. Выделяют интервалы времени речевой активности диктора (РАД) с использованием вейвлет-разложения, оценок энергетических параметров спектра и временных параметров цифрового сигнала. Принимают решение о принадлежности каждого анализируемого блока с номером цифрового сигнала из опорного канала к одному из классов: вокализованный В или невокализованный U. Присваивают идентификаторы В и U блокам оцифрованных сигналов, принятых одновременно по другим N-1 каналам. Осуществляют фильтрацию вокализованных фрагментов цифровых сигналов всех N цифровых потоков на основе идентификаторов классов B и U. Выполняют одновременный расчет для всех N(N-1)/2 пар АЭ значений разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона только на основе вокализованных фрагментов цифровых сигналов.

При этом для выделения границ РАД на предварительном этапе обучения шуму выполняют вейвлет-разложение блоков заданной длины, выделенных из шумового сигнала, образующие множество фреймов {F_m}, на основе которых вычисляют значения порогового уровня m_v по амплитуде. На этапе классификации каждый блок входного сигнала S, полученного с одного из АЭ, назначенного в качестве опорного, относят к одному из четырех фонетических классов: вокализованные, невокализованные (глухие согласные), сонорные и взрывные звуки. Выделяют вокализованные блоки цифрового сигнала S, соответствующие частоте основного тона, для которых выполняется условие где - значение амплитуды вокализированных фрагментов цифрового сигнала.

Уточняют маркировку (идентификаторы) блоков для исключения приема кратковременных высокоамплитудных шумов, а также блоков с малой энергетикой для исключения принятия их за элементы шумового сигнала. Определяют начало и окончание интервалов РАД в граничные моменты выполнения порогового условия

Благодаря новой совокупности существенных признаков в заявляемом способе обеспечивается повышение точности пеленгования телефонных радиосигналов с AM, в том числе с ОБП и частично либо полностью подавленной несущей, за счет выделения на длительности интервалов РАД блоков, содержащих вокализованные звуки речи, и измерения ПП только в эти интервалы времени.

Заявляемый способ поясняется чертежами, на которых показаны: на фиг. 1 - энергетический спектр сигнала S, записанного в условиях высокоамплитудного производственного шума (значение ОСШ составляло 2,3 дБ), который содержит звуки широких фонетических классов (ШФК):

а) амплитудно-временное представление (АВП) слова (фрагмента сигнала), записанное в условиях производственного шума;

б) энергия E_s вейвлет-спектра сигнала на уровне m_v шума;

в) энергия вейвлет-спектра сигнала на уровне вокализованных звуков

на фиг. 2 иллюстрируется сечение двуполостного гиперболоида вращения плоскостью;

на фиг. 3 приведены конусы возможных направлений;

на фиг. 4 показан обобщенный алгоритм определения ПП телефонных радиосигналов с AM на основе метода пересечения окружностей направлений при использовании двух пар АЭ;

на фиг. 5 приведен алгоритм вычисления ПП сигналов;

на фиг. 6а приведены точки пересечения окружностей направлений (звездочки), совмещенные с графиком функции корреляции для выбранных пар АЭ;

на фиг. 6б показана конфигурация антенной решетки;

на фиг. 7 приведены результаты оценки точности пеленгования заявленным способом и способом-прототипом, а также теоретическая граница точности пеленгования (нижняя граница Крамера-Рао ошибок измерения пеленга).

Несмотря на развитие и широкое внедрение цифровых телекоммуникационных систем, на линиях радиосвязи в диапазонах высоких частот (ВЧ), очень высоких частот (ОВЧ) и ультравысоких частот (УВЧ) для передачи речевых сообщений на большие расстояния между наземными и воздушными объектами, а также в радиовещании активно используются аналоговые телефонные радиосигналы с AM. Класс аналоговых телефонных сигналов с AM включает несколько видов радиосигналов, их характеристика с использованием международной системы классификации приведена в таблице 1.

Уменьшение ошибочных решений при оценивании ПП в условиях сложной радиоэлектронной обстановки может быть достигнуто путем исключения ложных пеленгов на источники шумов и помех, возникающих при обработке сигнала на временных интервалах, когда не осуществляется передача информации от пеленгуемого источника. Эта задача в основном решается путем энергетического обнаружения (детектирования) радиосигналов с использованием пороговых решающих функций. Таким образом, повышение точности пеленгования источников телефонных радиосигналов с AM при прочих равных условиях в предлагаемом способе достигается за счет определения пеленга на источник по фрагментам исследуемого радиосигнала, имеющим более высокие значения ОСШ.

Распределения амплитудного спектра вокализованных и невокализованных звуков речевого сигнала имеют разную форму. Распределение амплитудного спектра для невокализованных звуков в полосе частот стандартного телефонного канала близко к равномерному, а для вокализованных звуков - имеет локальный максимум в нижней части спектра (до 1000 Гц) (см. Быков С.Ф., Журавлев В.И., Шалимов И.А. Цифровая телефония. - М.: Радио и связь, 2003. - 144 с. ) При этом мощность вокализованных звуков в районе этого локального максимума выше мощности невокализованных звуков в 1,2-1,4 раза, что указывает на лучшее значение ОСШ для вокализованных звуков при выделении полосы частот в нижней части спектра.

В составе речевого сигнала к фрагментам, обладающими наибольшими значениями ОСШ, относятся вокализованные (гласные, некоторые взрывные и фрикативные согласные) звуки. При AM гармонической несущей речевым сигналом происходит пропорциональное изменение амплитуды несущей по закону модулирующего колебания. Это является справедливым и для радиосигнала, у которого закон изменения амплитуды соответствует закону изменения модулирующего сигнала. Относительная частота появления вокализованных звуков в речи для различных языков общения составляет 0,45-0,55 (см. Рамишвили Г.С. Автоматическое опознавание говорящего по голосу. - М.: Радио и связь, 1981. - С. 48-49). В совокупности приведенные факты определяют наличие предпосылок для повышения точности пеленгования источников телефонных радиосигналов с AM.

Положительный эффект в предлагаемом способе пеленгования заключается в снижении значения ошибки среднего квадратичного отклонения (СКО) пеленгования, что при прочих равных условиях достигается за счет:

предварительного распознавания радиосигналов с AM;

разделения (сегментации) оцифрованного радиосигнала на равные блоки длительностью Т_са каждый;

выделения интервалов РАД на длительности передачи речевого сообщения путем поблочного анализа оцифрованного радиосигнала и исключения из процесса пеленгования интервалов, соответствующих паузам в передаче речевого сообщения;

классификации блоков оцифрованного радиосигнала на каждом интервале РАД;

селекции (отбор) блоков оцифрованного радиосигнала, содержащих информацию о вокализованных звуках речи диктора и режекции других блоков оцифрованного радиосигнала, не обладающих указанным свойством;

сокращения ширины спектра оцифрованного радиосигнала до величины 540 Гц с помощью цифрового полосового фильтра;

использования для вычисления пеленгов спектральных компонентов узкополосного оцифрованного радиосигнала, выделенных из вокализованных блоков, содержащихся на интервале РАД.

В известных аналогах (см. Патенты РФ №№2263327, 2283505, 2296341, 2327186, 2341811) и прототипе (см. Патент РФ №2505832) задача определения направления на источник радиоизлучения решается путем измерения разности фаз принимаемых сигналов в пространственно разнесенных АЭ антенной решетки на основе алгоритма фазового интерферометра (см. Torrieri D.J. Principles of military communications system. Dedham. Massachusetts. Artech House, inc., 1981. - 298 p.). Они являются универсальными как для аналоговых, так и для дискретных радиосигналов с различными видами модуляции (манипуляции), обладают высокими точностными характеристиками при отсутствии шумов и помех (высоком значении отношения сигнал / (помехи + шумы) - ОСПШ). Из совокупности значений измеренных параметров, взаимных удалений АЭ и номинала несущей частоты радиоизлучения формируется некоторая параметрическая решающая функция, аргументом которой является орт направления на источник. Наиболее вероятное направление на источник радиоизлучения определяется ортом, при котором данная функция принимает экстремальное (минимальное) значение. Поиск глобального минимума данного вида не имеет аналитического решения и осуществляется численными методами. Наиболее точное решение может быть получено при полном переборе бесконечной области допустимых значений направлений на источник.

Применяемый в аналоге метод случайного поиска (см. Бойко И.В., Бублик Б.Н., Зинько П.Н. Методы и алгоритмы решения задач оптимизации. - Киев: Вища шк., 1983. -512 с.) дает удовлетворительные результаты по точности решения. Однако объем выполняемых при этом вычислений настолько велик, что по временным затратам соизмерим с длительностью радиосигналов при передаче сообщений современными средствами радиосвязи.

Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом (см. фиг. 4, фиг. 5). На подготовительном этапе выполняются следующие операции.

Весь заданный диапазон частот ΔF делят на поддиапазоны, размеры которых Δf определяются минимальной шириной пропускания приемных трактов пеленгатора. Поддиапазоны, количество которых V=ΔF/Δf, нумеруют v=1, 2, …, V. Рассчитывают средние частоты всех поддиапазонов по формуле f_ov=Δf(2v-1)/2.

На следующем этапе рассчитывают эталонные значения первичных пространственно-информационных параметров (ППИП) для средних частот всех поддиапазонов f_ov. В качестве ППИП используют значения разностей фаз сигналов для всех возможных парных комбинаций АЭ антенной решетки.

Вводят топологию антенной системы (АС) пеленгатора. Данные по топологии АС включают значения взаимных расстояний между АЭ решетки и ее ориентацию относительно направления на север. В качестве последнего возможно использование вектора, проходящего от второго антенного элемента в направлении первого антенного элемента (при кольцевой структуре антенной решетки).

В процессе расчета эталонных первичных пространственно-информационных параметров моделируют размещение эталонного источника поочередно вокруг антенной решетки пеленгатора с дискретностью Δθ_k и Δβ_c на удалении нескольких длин волн. При этом полагается, что фронт приходящей волны является плоским. Для каждого углового параметра Δθ_k, k=1, 2, …, K и Δβ_c, с=1, 2, …, С, вычисляют значения разности фаз для всех возможных комбинаций пар АЭ решетки и всех V частотных поддиапазонов:

где

расстояние между плоскими фронтами волны в и h-м АЭ, пришедших к антенной решетке под углом Δθ_k в азимутальной и Δβ_c в вертикальной плоскостях, и x_h, y_h, z_h - координаты и h-го АЭ антенной решетки, С' -скорость света. В случае использования антенной решетки с плоским (горизонтальным) размещением АЭ (z_l=z_h) формула (2) примет следующий вид:

Полученные в результате измерений эталонные значения ППИП оформляются в виде эталонного массива данных.

На этапе ввода исходных данных задают минимальную длительность радиосигнала , которая определяется временем короткого сообщения (например, вызовом на связь) и составляет от 3 с до 5 с. Задают длительность T_ca блоков цифрового сигнала Т_са, являющуюся интервалом стационарности, на котором параметры речевого сигнала считаются постоянной величиной, из следующего диапазона: 15 мс≤Т_са≤30 мс при Также задают пороговые уровни {m_v}. В процессе работы обнаруженный сигнал одновременно принимают на N АЭ антенной решетки, N>2, и N-канальным радиоприемным устройством, входы которого соединены с выходами соответствующих АЭ. Антенная решетка содержит N идентичных ненаправленных АЭ, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения. Один из приемных каналов (например, n=1) назначают опорным. Радиоприем осуществляют в заданном поддиапазоне частот Δf_v, где Δf_v ∈ ΔF, v=1, 2, …, V, V=ΔF/Δf, ΔF - диапазон рабочих частот радиопеленгатора.

Принятый одновременно в N каналах приема высокочастотный сигнал синхронно преобразуют в электрические сигналы промежуточной частоты. Далее осуществляют их одновременную дискретизацию и квантование. В результате на выходах N каналов приема формируют цифровые последовательности.

На следующем этапе N цифровых последовательностей сигнала преобразуют в 2N последовательностей дискретных отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие с последующим их преобразованием в скорректированные последовательности квадратурных составляющих сигналов (см. Патент РФ №2263328, МПК G01S 5/04 (2001.06), опубл. 27.10.2005, бюл. №30).

После этого из всех скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов одновременно формируют N комплексных последовательностей сигналов с последующим дискретным преобразованием Фурье.

По результатам выполненных в опорном приемном канале преобразований сигнала S₁ осуществляют оценивание его энергетических и спектральных параметров на предмет их принадлежности к семейству излучений с AM (см. Патент РФ №2365923, МПК G01R 23/00, H04L 27/32, опубл. 17.05.2017). Выполнение этой операции предполагает подтверждение либо опровержение гипотезы о приеме телефонного радиосигнала с AM.

Если гипотеза об обнаружении телефонного радиосигнала с AM опровергнута, радиопеленгатор осуществляет измерение ПП (θ и β) в соответствии с известной в прототипе последовательностью действий. С этой целью выполняют одновременное попарное комплексно сопряженное перемножение отсчетов сигналов преобразованных последовательностей на соответствующих частотах f_v, которое завершается одновременным расчетом для всех N ⋅ (N-V)/2 пар АЭ значений разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона с последующим их запоминанием. Здесь N ⋅ (N-1)/2 - количество неповторяющихся пар АЭ антенной решетки.

Полученные результаты далее используют для формирования массива измеренных значений структура предоставления информации в котором соответствует эталонному массиву данных.

Аналогично способу-прототипу последовательно для всех направлений Δθ_k, k=1, 2, …, K, K ⋅ Δθ_k=2π и всех углов места Δβ_c, с=1, 2, …, С, С ⋅ Δβ_c=2π, вычисляют разность между эталонными и измеренными ППИП, которые возводятся в квадрат и суммируются в соответствии с выражением

Определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала в горизонтальной и угломестной плоскостях осуществляется путем поиска наименьшего значения minH(f_v) среди значений СКН совокупности H(f_v) для всех V частотных поддиапазонов. Объем проводимых при этом вычислений в прототипе настолько велик, что по временным затратам соизмерим с длительностью современных радиосигналов передачи сообщений. В связи с этим для сокращения временных затрат в прототипе предложено использование упорядоченного перебора значений H(f_v) на основе метода пересечения окружностей (см. Дронь В.О., Наумов А.С. Сокращение объема вычислений при случайном поиске в задачах пеленгования // Научно-технические ведомости СПбГТУ, №5(65), 2008. Информатика. Телекоммуникации. Управление. - Издательство Политехнического университета, Санкт-Петербург, 2008 г.).

Рассмотрим пару АЭ и A_h (см. фиг. 2), расстояние между которыми выразим через Обозначим также расстояние между источником излучения S и через , а от S до A_h через r_h. Известно, что геометрическое место точек таких, что модуль разности расстояний от них до элементов и A_h представляет собой двуполостный гиперболоид вращения, фокусами которого являются точки размещения и A_h на плоскости (см. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. - М.: Наука. Главная редакция физико-математической литературы. 1981, С. 247-251). Таким образом, если известна разность расстояний то источник S должен лежать на данном гиперболоиде.

На фиг. 2 приведено сечение данного гиперболоида плоскостью OXZ, представляющее собой гиперболу. Ее асимптотами являются прямые а и b, а угол α между прямой b и прямой определяется из выражения

При вращении асимптот гиперболы вокруг ее оси (прямой ) образуется конус вращения, который является асимптотическим по отношению к гиперболоиду вращения. Поскольку расстояние до источника S много больше то справедливо утверждение, что при известном значении источник S находится на построенном таким образом пространственным конусе. Лучи, исходящие из его вершины, определяют все возможные направления на S.

Известно, что величина определяется, как правило, с точностью до в связи с чем возникает необходимость в нахождении Здесь Разность расстояний не может превышать по модулю расстояние между элементами АС: поэтому справедливо следующее ограничение:

Из анализа ограничения (5) следует, что для каждой пары АЭ можно получить конечное семейство пространственного описания конусов возможных направлений на источник S. Примеры различных конусов на два источника S₁ и δ₂ приведены на фиг. 3. Обозначим в k'-м конусе его образующий угол через для пары АЭ и h. Тогда значение определяется из выражения

Поскольку источник S удален от АЭ на расстояние, которое много больше размеров антенной системы, будем считать, что все конусы имеют общую вершину в точке О. Тогда все конусы задаются величиной являющееся углом поворота оси симметрии конуса относительно оси ОХ, а их образующие углы (см. фиг. 3).

Среди всех возможных конусов для каждой пары АЭ есть только один истинный конус, на котором действительно расположен источник S.

Пусть источник S находится на значительном удалении R от антенной системы, то есть на сфере радиусом R. Пересечение семейства конусов с этой сферой дает набор пространственного описания взаимно не пересекающихся окружностей направлений. Среди последних лишь одна является истиной, на которой действительно располагается источник S.

Если рассмотреть точки пересечения всех окружностей направлений из первого набора со всеми окружностями направлений из второго, то одна из них будет являться истинной при отсутствии ошибок измерений и вычислений. В этом случае достаточно для каждой из точек пересечений выбрать соответствующие им значения H(f_v) СКН и определить среди них точку с минимальной величиной min H(f_v).

Поскольку в исходных данных есть ошибки, то значения H(f_v) во всех точках будут больше теоретического минимума. Однако точка пересечения с минимальным значением min H(f_v) с высокой вероятностью находится достаточно близко к истинной. Уменьшение влияния ошибок в исходных данных достигается увеличением количества используемых в обработке пар АЭ вплоть до всех возможных их сочетаний.

Дальнейшее повышение точности измерений пространственных параметров в и В достигается благодаря выполнению локальной оптимизации значений min H(f_v) путем их сравнения с ближайшими значениями H(f_v) СКН. За наиболее вероятное направление прихода радиосигнала принимают значения 9 и В, соответствующие минимальному значению min H(f_v)_опт СКН.

На фиг. 6а приведен график функции корреляции, спроецированный на плоскость антенной системы. Более темные участки соответствуют большим значениям Н(f_v) СКН, более светлые - меньшим значениям. В фиг. 6а добавлены точки пересечения окружностей направлений от двух пар АЭ, которые условно обозначены символами «звезда». На фиг. 6б приведена конфигурация АС и указаны выбранные пары АЭ (1-2) и (3-4). Соединяющие АЭ отрезки расположены под углом, близким к прямому, что привело к равномерному распределению точек пересечения окружностей. Длины этих отрезков согласуются с длиной волны излучения источника, что дает оптимальное количество точек пересечения окружностей (увеличение точек привело бы к росту времени расчета, а их уменьшение - к увеличению вероятности не попасть в область истинного минимума).

В случае подтверждения гипотезы об обнаружении телефонного радиосигнала с AM выполняют следующие операции. Принятый в течение интервала времени Т_с сигнал всеми N приемными каналами и преобразованный в каждом канале с помощью дискретного преобразования Фурье запоминают. Зафиксированные сигналы длительностью Т_с сегментируют на блоки равной продолжительности Т_са. Присваивают им в порядке возрастания номера где - количество блоков на интервале Т_с. Последние в дальнейшем определяют временной интервал запоминания т-го блока n-го приемного канала.

Используя последовательность блоков сигнала опорного приемного канала длительностью Т_с, выделяют интервалы РАД путем переноса принятого сигнала из временной области в частотно-временную область с последующим оцениваем энергетических параметров спектра и временных параметров сигнала (см. Ермоленко Т.В., Лащенко А.В. Применение вейвлет-анализа для определения границ речи в зашумленном сигнале. - Донецк: Институт проблем искусственного интеллекта. 2013 г. https://masters.donntu.ru/2013/fknt/lashchenko/library/00_Ermolenko_Lashchenko.pdf. Электронный ресурс. Обр. 06.12.2022).

В настоящее время известны три основных направления решения задачи определения границ РАД и выделения фонетических классов (см. Алешина И.Д., Федоров В.Б. О проблеме автоматической сегментации речевого сигнала на фонетические элементы. https://rtj.mirea.ru/upload/medialibrary/f2f/08-aleshina.pdf. Электронный ресурс. Обр. 11.12.2022):

на основе кратковременного Фурье-анализа;

с использованием вейвлет-анализа;

на основе отслеживания изменений полной вариации последовательных сегментов сигнала путем детектирования границ фреймов.

Наибольшее развитие в научной литературе (см. Шелепов В.Ю., Нищенко А.В. Структурная классификация слов русского языка. Новые алгоритмы сегментации речевого сигнала, распознавание фонем и их классов // Искусственный интеллект. - 2005. - №4. - С. 676-690) получил второй подход (см. фиг. 1), состоящий из трех этапов: обучение шуму, классификация фреймов и определение границ речи. При использовании этого подхода на подготовительном этапе обучения шуму выполняют вейвлет-разложение шумового сигнала на фонемы заданной длины, на основе которых образуется множество фреймов {F_m}. На основе последних вычисляют пороговые уровни {m_v}. На этапе классификации каждый фрейм входного сигнала 5_П относят к одному из четырех ФК: соответствующему частоте основного тона (100-300 Гц), для которого выполняется условие или соответствующему высокочастотной области спектра (более 2500 Гц), где сосредоточена энергия звуков класса «шум», сонорных и взрывных.

Далее уточняют маркировку фреймов с минимальной длительностью для исключения приема кратковременных высокоамплитудных шумов. Кроме того, уточнению подлежит маркировка фреймов с малой энергетикой для исключения принятия их за элементы шумового сигнала. В предлагаемом способе определяют границы вокализованных звуков РАД, которые фиксируют в граничные моменты выполнения порогового условия При этом ошибка классификации блоков не превышает 0,05 (см. Ермоленко Т.В., Лащенко А.В. Применение вейвлет-анализа для определения границ речи в зашумленном сигнале. - Донецк: Институт проблем искусственного интеллекта. 2013 г. https://masters.donntu./ru./2013/fknt/lermolenko_Lashchenko.pdf. Электронный ресурс. Обр. 06.12.2022). Для этого полученные оценки сравнивают с имеющимися значениями параметров эталонных классов и принимают решение о принадлежности анализируемого блока к одному из двух выделенных фонетических классов: В - вокализованный, U - невокализованный. По результатам классификации каждому блоку S₆ всех N трактов приема присваивают идентификаторы фонетических классов следующим образом:

На основе временных идентификаторов, соответствующих номерам каждого из блоков и идентификаторам фонетических классов В и U, осуществляют отбор вокализованных блоков с идентификатором В из сигнала, полученного с опорного приемного канала, и из сигналов, принятых одновременно по другим N-1 каналам.

Далее для измерения ПП источников телефонных радиосигналов с AM используют только отфильтрованные и преобразованные с помощью дискретного преобразования Фурье отсчеты сигнала всех N трактов приема, содержащиеся в соответствующих вокализованных блоках. На их основе выполняют одновременное попарное комплексно сопряженное перемножение отсчетов сигнала преобразованных последовательностей на соответствующих частотах с последующим одновременным расчетом для всех N ⋅ (N-1)/2 пар АЭ значений разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона. Дальнейшее определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала с AM осуществляют аналогично рассмотренной выше ситуации для других видов сигналов.

На фиг. 7 приведены результаты оценки эффективности предлагаемого способа пеленгования телефонных радиосигналов с AM и способа-прототипа, полученные с помощью его программной реализации в среде MATLAB. Определена нижняя граница Крамера-Рао ошибок измерения пеленга, соответствующая предельно возможной точности пеленгования в данных условиях. Из сравнения полученных результатов следует, что предлагаемый способ обеспечивает существенное повышение точности пеленгования источников телефонных радиосигналов с AM в сложной радиоэлектронной обстановке. Например, при ОСШ q=1 дБ разность Δ между значением СКО пеленга от истинного значения для разработанного способа и предельным значением по границе Крамера-Рао определяется величиной Δδ₁₂=12,4 град, в то время как разность Δ для способа-прототипа дополнительно увеличивается на величину Δδ₂₃=8,5 град и составляет 20,9 град. При улучшении условий радиоэлектронной обстановки точность для обоих способов повышается и стремится к предельным значениям, но преимущество в точности остается за предложенным способом.

Изобретение относится к пассивной радиолокации для определения пеленга и угла места источника априорно неизвестного сигнала. Технический результат - повышение точности измерения пространственных параметров источников телефонных радиосигналов с амплитудной модуляцией (AM), в том числе с одной боковой полосой и частично либо полностью подавленной несущей. Указанный технический результат достигается благодаря выявлению вокализованных фрагментов речевой активности диктора, обладающих более высокими значениями отношения сигнал/шум и являющимися контрастными к сигналам источников помех, а измерение пространственных параметров телефонных сигналов с AM осуществляют в эти моменты времени. 1 з.п. ф-лы, 7 ил., 1 табл.

1. Способ пеленгации телефонных радиосигналов с амплитудной модуляцией (AM), включающий прием радиосигналов в соответствующем поддиапазоне частот Δf_v, Δf_v ∈ ΔF, v=1, 2, …, V, V=ΔF/Δf, антенной решеткой, где ΔF - общий диапазон частот приема радиосигналов, Δf - ширина поддиапазона частот, состоящей из N идентичных ненаправленных антенных элементов (АЭ), где N>2, расположенных в плоскости пеленгования и согласованным с местными условиями вариантом размещения, последовательное синхронное преобразование высокочастотных сигналов, поступающих одновременно от всех N АЭ антенной решетки, в электрические сигналы промежуточной частоты, одновременную их дискретизацию и квантование, формирование из них 2N последовательностей отсчетов путем разделения на квадратурные составляющие с последующим их преобразованием в скорректированные последовательности квадратурных составляющих сигналов, одновременное формирование из всех скорректированных последовательностей квадратурных составляющих сигналов N комплексных последовательностей сигналов с последующим преобразованием их с помощью дискретного преобразования Фурье, одновременное попарное комплексно сопряженное перемножение отсчетов сигналов преобразованных последовательностей на соответствующих частотах, одновременный расчет для всех N ⋅ (N-1)/2 пар АЭ разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона с последующим запоминанием их и формированием массива невязок, где N ⋅ (N-1)/2 - количество неповторяющихся пар АЭ антенной решетки, сигналы с которых используются в обработке, формирование для каждой пары АЭ на основе измеренных значений Δϕ_l,h,:изм(f_v) конечного семейства пространственных описаний конусов возможных направлений на источник и далее набора взаимно непересекающихся окружностей, полученных в результате пересечения семейством конусов удаленной сферы, запоминание точки пересечения окружностей от разных пар АЭ, определение значения H(f_v) суммы квадратов невязок (СКН) для точек пересечения окружностей по каждой паре АЭ, формирование совокупности H(f_v) значений СКН по всем парам АЭ, определение минимального значения min H(f_v) из совокупности H(f_v) значений СКН, выполнение локальной оптимизации значения min H(f_v) путем сравнения с ближайшими к нему значениями СКН, определение наиболее вероятного направления прихода радиосигнала по наименьшему значению СКН, отличающийся тем, что один из N приемных каналов назначают опорным, на основе элементов цифровой последовательности сигнала опорного канала выполняют распознавание типа обнаруженного сигнала, при подтверждении гипотезы о приеме телефонного радиосигнала с AM обнаруженный сигнал принимают в течение интервала времени Т_с, преобразуют N комплексных последовательностей сигналов с помощью дискретного преобразования Фурье, разделяют все N цифровых потоков отсчетов сигнала на блоки равной длительности Т_са, присваивают им в порядке возрастания номера m₆=1, 2, …, М₆, где М₆ - количество блоков равной длительности, и запоминают их, на основе анализа сигнала, полученного с опорного канала, выделяют интервалы времени речевой активности диктора (РАД) с использованием вейвлет-разложения, оценок энергетических параметров спектра и временных параметров цифрового сигнала, принимают решение о принадлежности каждого анализируемого блока с номером входящего в выделенный интервал РАД, к одному из фонетических классов: вокализованный В или невокализованный U, присваивают идентификаторы В и U блокам оцифрованных сигналов, принятых одновременно по другим N-1 каналам, осуществляют фильтрацию вокализованных фрагментов цифровых сигналов всех N цифровых потоков на основе идентификаторов классов В и U, а одновременный расчет для всех N(N-1)/2 пар АЭ разности фаз сигналов для каждого частотного поддиапазона Δϕ_l,h,изм(f_v) осуществляют только на основе вокализованных фрагментов цифровых сигналов.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что для выделения границ РАД на предварительном этапе обучения шуму выполняют вейвлет-разложение блоков равной длительности Т_са, содержащих шумовой сигнал, по результатам вейвлет-разложения образуют множество фреймов {F_ш}, на основе которых вычисляют пороговые уровни {m_v}, на этапе классификации каждый блок входного сигнала с номером относят к одному из четырех фонетических классов: вокализованные, невокализованные, сонорные и взрывные звуки; выделяют вокализованные блоки цифрового сигнала s, соответствующие частоте основного тона, для которых выполняется условие - значение амплитуды вокализированного блока сигнала; уточняют идентификаторы блоков с минимальной длительностью для исключения приема кратковременных высокоамплитудных шумов, а также блоков с малой энергетикой для исключения их классификации как шумовых элементов, а время начала и окончания интервалов РАД определяют в граничные моменты выполнения порогового условия