Цифровой измеритель отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией Российский патент 2023 года по МПК G01R29/26 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах передачи дискретной информации для определения отношения сигнал/шум и оценки качества канала связи с фазовой манипуляцией.

Известно устройство для измерения отношения сигнал/шум (патент RU № 2332676, публ. 27.08.2008, МПК G01R29/26), содержащее смеситель, сигнальный вход которого является входом устройства, гетеродин, выход которого подключен к опорному входу смесителя, первый полосовой фильтр, вход которого подключен к выходу смесителя, последовательно включенные первый измеритель мощности, блок вычитания, дифференциальный логарифмический преобразователь и регистрирующий прибор, и второй измеритель мощности, выход которого подключен к инверсным входам блока вычитания и дифференциального логарифмического преобразователя, при этом в него введен второй полосовой фильтр, вход которого подключен к выходу смесителя, а выход - ко входу второго измерителя мощности, при этом вход первого измерителя мощности подключен к выходу первого полосового фильтра. В устройстве из смеси сигнала и шума частотными фильтрами выделяются сигнальная и шумовая компоненты, поступающие на соответствующие измерители мощности с последующим определением отношения сигнал/шум.

Недостатком настоящего технического решения является низкая точность вследствие погрешности разделения сигнала и шума и ошибки определения уровня шума в канале обработки сигнала по его оценке в соседней полосе частот.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является цифровой обнаружитель узкополосных сигналов (патент RU № 2257671, публ. 27.07.2005, МПК H04B1/10), содержащий аналого-цифровой преобразователь, генератор синхронизирующих импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, два канала квадратурной обработки, каждый из которых содержит вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов. В данном устройстве осуществляется оценка амплитуды (амплитудное детектирование) поступающих сигналов, по которой можно приближенно определить отношение сигнал/шум.

Недостатком данного технического решения является низкая точность измерения отношения сигнал/шум.

Технической задачей предлагаемого изобретения является измерение отношения сигнал/шум в дискретном канале связи с фазовой манипуляцией (с постоянной амплитудой символов).

Технический результат заключается в повышении точности измерения отношения сигнал/шум и ослаблении влияния на нее нестабильности параметров приемо-передающей аппаратуры.

Это достигается тем, что известный цифровой измеритель отношения сигнал/шум, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), генератор тактовых импульсов синхронизирующих импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй каналы квадратурной обработки (ККО), каждый из которых содержит вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество БОО (n) определяется двоичным логарифмом числа обрабатываемых периодов сигнала, а каждый из БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, первый вход сумматора соединен с первым выходом регистра, второй вход сумматора подключен ко второму выходу регистра, вход регистра является входом БОО, выход сумматора является выходом БОО, а тактовый вход регистра сдвига является управляющим входом БОО, при этом выход АЦП соединен с входом многоразрядного регистра сдвига на четыре отсчета, нечетные выходы которого соединены с вычитателем первого ККО, выход которого соединен с входом первого БОО первого ККО, четные выходы многоразрядного регистра сдвига на четыре отсчета соединены с вычитателем второго ККО, выход которого соединен с входом первого БОО второго ККО, снабжен квадратичным преобразователем (КП), первый вход которого соединен с выходом n-го БОО первого ККО, второй вход – с выходом n-го БОО второго ККО, функциональным преобразователем (ФП), первый вход которого подключен к выходу КП, многоразрядным регистром сдвига на отсчетов, первый вход которого соединен с выходом КП, а выход – со вторым входом ФП, вычислитель дисперсии (ВД), первый вход которого подключен к выходу ФП, а его второй вход выполнен с возможностью приема импульсов символьной синхронизации от блока синхронизации демодулятора, формирователем результата, вход которого соединен с выходом ВД, а выход является выходом устройства, управляющие входы АЦП, регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, многоразрядного регистра сдвига на отсчетов и блоков обработки отсчетов соединены с соответствующими выходами генератора тактовых импульсов.

Предлагаемое изобретение поясняется чертежами, где на фиг. 1 представлена структурная схема цифрового измерителя отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией, на фиг. 2 и 3 – временные диаграммы откликов ККО и КП, на фиг. 4 и 5 – временные диаграммы откликов КП при наличии шума и приеме сигналов с двоичной и четырехпозиционной ФМ соответственно, а на фиг. 6 – зависимость дисперсии логарифма отношения амплитуд соседних символов от отношения сигнал/шум.

Цифровой измеритель отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией содержит АЦП 1, первый вход которого соединен с приемником (ПРМ) 2, а выход соединен с входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4) 3, нечетные выходы которого соединены с вычитателем (В1) 4 первого канала квадратурной обработки (ККО) 5, а четные выходы – с вычитателем (В2) 6 второго ККО 7. Каждый ККО, помимо вычитателя, содержит n каскадно соединенных блоков обработки отсчетов (БОО). Количество БОО зависит от числа N обрабатываемых периодов сигнала и определяется двоичным логарифмом . Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БОО, при этом число обрабатываемых периодов сигнала равно . Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БОО 8-1, 8-2,…, 8-n, а второй ККО 7 – последовательно соединенные БОО 9-1, 9-2,…, 9-n. Каждый БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора. БОО 8-1, 8-2,…, 8-n содержат регистры сдвига многоразрядных кодов (МР) 10-1, 10-2,…, 10-n и сумматоры (СУМ) 11-1, 11-2,…, 11-n соответственно, а БОО 9-1, 9-2,…, 9-n – соответственно МР 12-1, 12-2,…, 12-n и СУМ 13-1, 13-2,…, 13-n. В каждом БОО 8 (9) первый вход сумматора 11 (13) соединен с первым выходом регистра сдвига 10 (12), второй вход сумматора 11(13) соединен со вторым выходом регистра сдвига 10 (12).

Вход МР 10 (12) является входом БОО 8 (9). Выход сумматора 11 (13) является выходом БОО 8 (9), а тактовый вход МР 10 (12) является управляющим входом БОО 8 (9). Выход вычитателя В1 4 соединен с входом БОО 8-1 ККО 5, а выход БОО 8-n ККО 5 – с первым входом КП 14. Выход вычитателя В2 6 соединен с входом БОО 9-1 второго ККО 7, а выход БОО 9-n ККО 7 – с вторым входом КП 14. Все перечисленные элементы образуют цифровой узкополосный амплитудный детектор (ЦАД) 15, входом которого является вход АЦП 1, а выходом – выход КП 14.

Выход КП 14 подключен к первому входу функционального преобразователя ФП 16 и первому входу многоразрядного регистра сдвига на N отсчетов МРN 17, выход которого соединен со вторым входом ФП 16. Выход ФП 16 подключен к первому входу вычислителя дисперсии ВД 18, второй вход которого выполнен с возможностью приема импульсов символьной синхронизации ИСС 19 от системы синхронизации демодулятора. Выход ВД 18 подключен к входу формирователя результата ФР 20, выход которого является выходом устройства и выполнен с возможностью формирования двоичного кода измеренного отношения сигнал/шум h.

Управляющие входы АЦП 1 (второй вход), регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета 3, БОО 8 (9) и многоразрядного регистра сдвига на N отсчетов МРN 17 соединены с соответствующими выходами генератора тактовых импульсов ГТИ 21.

Цифровой измеритель отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией работает следующим образом.

Принимаемый от приемника 2 сигнал поступает на первый вход АЦП 1, который в соответствии с тактовым сигналом, поступающим на его второй вход, через равные временные интервалы, равные четверти периода сигнала, формирует четыре отсчета , , , на i-м периоде сигнала, где , , , – значение отсчета сигнала на выходе АЦП 1 (представленное в двоичном дополнительном коде). В соответствии с управляющими сигналами от ГТИ 21 эти значения отсчетов последовательно запоминаются в регистре сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета 3.

Два одинаково функционирующих канала квадратурной обработки сигнала 5 и 7 определяют отклик устройства на нечетные и четные отсчеты сигнала на его периоде, соответственно. На выходах вычитателей В1 4 и В2 6 формируются значения сигнала и . Полученные результаты складываются в сумматорах СУМ 11 (13) БОО 8 (9) с хранящимися в регистрах МР 10 (12) предшествующими значениями этих разностей, и на выходах первых БОО 8-1 и 9-1 соответствующих ККО формируются величины и . После этого по синхронизирующим импульсам от ГТИ 21 величины и , полученные на выходах вычитателей В1 4 и В2 6, записываются в регистры 10-1 (12-1) сдвига многоразрядных кодов первых БОО 8-1 (9-1) соответствующих ККО на одно () значение.

Полученные на выходах первых БОО 8-1 (9-1) результаты по тактовым импульсам ГТИ 21 складываются в сумматорах 11-2 (13-2) вторых БОО 8-2 (9-2) с последними значениями сигналов, записанных в регистрах 10-2 (12-2) сдвига многоразрядных кодов вторых БОО 8-2 (9-2) на два () соседних значения, образуя величины

и

.

Затем по тактовым импульсам от ГТИ 21 величины и , полученные на выходе первых БОО 8-1 (9-1), записываются в регистры 10-2 (12-2) сдвига многоразрядных кодов вторых БОО 8-2 (9-2) соответствующих ККО. Далее процедура повторяется. На последнем (n-ом) этапе полученные ранее результаты складываются в сумматорах 11-n (13-n) n-ых БОО 8-n (9-n) в каждом ККО с последними записанными значениями в регистрах 10-n (12-n) сдвига многоразрядных кодов этих же блоков на соседних значений ().

В результате на выходе первого ККО 5 отклик устройства на обработку нечетных отсчетов сигнала имеет вид

,

а на выходе второго ККО 7 отклик на обработку четных отсчетов сигнала определится как

,

где – количество обрабатываемых периодов сигнала на информационном символе.

Длительность T информационного символа равна

, (1)

В КП 14 вычисляется пропорциональная амплитуде входного сигнала величина согласно формуле

, (2)

Входной сигнал с фазовой манипуляцией (ФМ) можно представить в виде

,

где S – амплитуда, – частота, – начальная фаза, M – число позиций ФМ сигнала, – модулирующий фазу информационный сигнал в виде последовательности импульсов длительностью T (1), принимающий значения 0, 1, … . Тогда для значений отсчетов с выхода АЦП 1 , , , имеем

,

где .

Отсюда

,

,

а значения (2) в моменты окончания очередного принятого информационного символа равны и пропорциональны амплитуде сигнала.

На фиг. 2 показаны полученные в результате имитационного моделирования нормированные зависимости (сплошная линия) и (пунктирная линия), а на фиг. 3 – оценок амплитуды принятого символа (в моменты окончания приема символов отмечены точками) от номера текущего обрабатываемого периода i для сигнала с двоичной фазовой манипуляцией при отсутствии помех.

На фиг. 4, 5 показаны зависимости при наличии помех при отношении сигнал/шум (по напряжению) дБ для двоичной (фиг. 4) и четырехпозиционной (фиг. 5) ФМ. Можно видеть, что наличие помехи приводит к случайным изменениям значений амплитуд символов.

Оценка отношения сигнал/шум базируется на статистических свойствах логарифма отношения амплитуд соседних символов

, (3)

где j – номер очередного принятого символа. Величина (3) вычисляется в функциональном преобразователе ФП 16, на первый вход которого поступает двоичный код , а на второй – записанный ранее код с выхода МРN 17.

По выборке отсчетов , объема N в вычислителе дисперсии ВД (12) оценивается их выборочная дисперсия как

, (4)

Значение дисперсии величины (3) прямо связано с отношением сигнал/шум.

Согласно (Матвеева Т.А., Светличная В.Б., Зотова С.А. Теория вероятностей: системы случайных величин и функции случайных величин: Учеб. пособие. – Волгоград: РПК “Политехник”, 2006. – 65 с.) плотность вероятности отношения случайных величин и с одинаковой плотностью вероятности имеет вид

, (5)

а плотность вероятностей значений их логарифма (3) –

, (6)

соответственно.

Входной гауссовский шум (используемый, как правило, в качестве модели реальных помех на входе приемного устройства) приводит к случайным колебаниям величины (Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. Книга первая. – М.: Советское радио, 1969. – 752 с.), которые при отсутствии сигнала описываются релеевской плотностью вероятности вида

, (7)

а при его наличии – плотностью вероятности Райса, определяющейся как

. (8)

Здесь – дисперсия отсчетов входного гауссовского шума, S – амплитуда принимаемого сигнала, – модифицированная функция Бесселя нулевого порядка.

При отсутствии сигнала из (5)-(7) следует, что среднее значение случайной величины G со значениями (3) равно нулю, а ее дисперсия

(9)

и не зависит от уровня (дисперсии) входного шума.

В присутствии сигнала плотность вероятности оценок амплитуд сигнала описывается формулой Райса (8). Определив отношение сигнал/шум как

, (10)

для плотности вероятности значений (3) из (6) имеем

, (11)

где

. (12)

Интеграл (12) в (11) вычисляется численно.

При наличии сигнала по результатам численных расчетов среднее значение логарифма отношения амплитуд соседних символов G практически равно нулю. Тогда дисперсия случайной величины G определяется выражением

. (13)

Полученная в результате численных расчетов зависимость (13) от (10) показана сплошной линией на фиг. 6. Здесь же пунктиром показано значение дисперсии (9) при отсутствии сигнала. Точками нанесены результаты статистического имитационного моделирования. Нетрудно видеть, что увеличение уровня сигнала приводит к уменьшению дисперсии логарифма отношения амплитуд соседних символов.

Зависимость от определяется только отношением сигнал/шум и не зависит от абсолютных уровней сигнала и шума. Двоичный код поступает на вход формирователя результата ФР 20, на его выходе формируется двоичный (или двоично-десятичный) код отношения сигнал/шум . По результатам статистического имитационного моделирования при погрешность определения составляет менее 10%, а при – менее 3%, соответственно.

Регистры сдвига многоразрядных кодов могут быть реализованы на d двоичных регистрах (где d – разрядность кода данных) или на оперативных запоминающих устройствах с циклическим перебором адресов по модулю , . Для реализации измерителя в каждом квадратурном канале требуется один вычитатель и сумматоров (например, при получим ).

Функциональный преобразователь ФП 16 реализуется на постоянном запоминающем устройстве (ПЗУ), в которое записываются значения G (3) для всех кодов значений амплитуд Z текущего и предшествующего символов, подаваемых на шину адреса. При разрядности кода Z, равной 10, и восьмиразрядном коде G необходимо ПЗУ емкостью 1 Мбайт.

Формирователь результата ФР 20 также реализуется на ПЗУ, в котором записана зависимость от , обратная (13) (фиг. 6). На шину адреса ПЗУ поступает код оценки дисперсии с выхода ВД 18, например, 12 разрядов, а на шину данных ПЗУ выдается код .

Вычислитель дисперсии ВД 18 определяет значение (4) и может быть реализован, например, по схеме вычисления суммы квадратов отсчетов из выборки заданного объема, описанной в патенте (Чернояров О.В., Макаров А.А., Глушков А.Н., Литвиненко В.П., Литвиненко Ю,В., Матвеев Б.В. Цифровой измеритель статистических характеристик случайных сигналов // Патент РФ № 2662412 С1, МПК G06F17/18, G01R19/25, G01R19/255, G01R19/02, H03K25/00, опубл. 25.07.2018, бюл. № 21).

Использование изобретения позволяет повысить точность измерения отношения сигнал/шум и ослабить влияние на нее нестабильности параметров приемо-передающей аппаратуры.

Изобретение относится к радиотехнике и применяется в системах передачи дискретной информации для определения отношения сигнал/шум и оценки качества канала связи с фазовой манипуляцией. Технический результат - повышение точности измерения отношения сигнал/шум и ослабление влияния на нее нестабильности параметров приемо-передающей аппаратуры. Результат достигается тем, что известный цифровой измеритель отношения сигнал/шум, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), генератор тактовых синхронизирующих импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй каналы квадратурной обработки (ККО), каждый из которых содержит вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество БОО (n) определяется двоичным логарифмом числа обрабатываемых периодов сигнала, а каждый из БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, дополнительно содержит квадратичный преобразователь, функциональный преобразователь, многоразрядный регистр сдвига на N=2ⁿ отсчетов, вычислитель дисперсии, формирователь результатов. 6 ил.

Цифровой измеритель отношения сигнал/шум, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), генератор тактовых синхронизирующих импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй каналы квадратурной обработки (ККО), каждый из которых содержит вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество БОО (n) определяется двоичным логарифмом числа обрабатываемых периодов сигнала, а каждый из БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов и сумматора, первый вход сумматора соединен с первым выходом регистра, второй вход сумматора подключен ко второму выходу регистра, вход регистра является входом БОО, выход сумматора является выходом БОО, а тактовый вход регистра сдвига является управляющим входом БОО, при этом выход АЦП соединен с входом многоразрядного регистра сдвига на четыре отсчета, нечетные выходы которого соединены с вычитателем первого ККО, выход которого соединен с входом первого БОО первого ККО, четные выходы многоразрядного регистра сдвига на четыре отсчета соединены с вычитателем второго ККО, выход которого соединен с входом первого БОО второго ККО, отличающийся тем, что он снабжен квадратичным преобразователем (КП), первый вход которого соединен с выходом n-го БОО первого ККО, второй вход – с выходом n-го БОО второго ККО, функциональным преобразователем (ФП), первый вход которого подключен к выходу КП, многоразрядным регистром сдвига на N=2ⁿ отсчетов, первый вход которого соединен с выходом КП, а выход – со вторым входом ФП, вычислителем дисперсии (ВД), первый вход которого подключен к выходу ФП, а его второй вход выполнен с возможностью приема импульсов символьной синхронизации от блока синхронизации демодулятора, формирователем результата, вход которого соединен с выходом ВД, а выход является выходом устройства, управляющие входы АЦП, регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, многоразрядного регистра сдвига на N=2ⁿ отсчетов и блоков обработки отсчетов соединены с соответствующими выходами генератора тактовых импульсов.