Цифровой измеритель отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией Российский патент 2024 года по МПК G01R29/26 

Область техники, к которой относится изобретение

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах передачи дискретной информации для определения отношения сигнал/шум и оценки качества канала связи при использовании в качестве информационных сигналов с фазовой манипуляцией.

Уровень техники

Известно устройство для измерения отношения сигнал/шум (патент RU № 2332676, публ. 27.08.2008, МПК G01R29/26,), содержащее смеситель, сигнальный вход которого является входом устройства, гетеродин, выход которого подключен к опорному входу смесителя, первый полосовой фильтр, вход которого подключен к выходу смесителя, последовательно включенные первый измеритель мощности, блок вычитания, дифференциальный логарифмический преобразователь и регистрирующий прибор, и второй измеритель мощности, выход которого подключен к инверсным входам блока вычитания и дифференциального логарифмического преобразователя. Также в него введен второй полосовой фильтр, вход которого подключен к выходу смесителя, а выход - ко входу второго измерителя мощности. При этом вход первого измерителя мощности подключен к выходу первого полосового фильтра. В устройстве из смеси сигнала и шума частотными фильтрами выделяются сигнальная и шумовая компоненты, поступающие на соответствующие измерители мощности с последующим определением отношения сигнал/шум.

Недостатком данного технического решения является низкая точность измерения вследствие погрешности разделения сигнала и шума и ошибки определения уровня шума в канале обработки сигнала по его оценке в соседней полосе частот.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому изобретению является цифровой измеритель отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией (патент RU № 2799234, публ. 04.07.2023, МПК G01R29/26), содержащий аналого-цифровой преобразователь, генератор синхронизирующих импульсов, регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета, первый и второй каналы квадратурной обработки, квадратичный преобразователь, функциональный преобразователь, многоразрядный регистр сдвига на N отсчетов и формирователь результата. В данном устройстве осуществляется оценка дисперсии логарифма отношения амплитуд соседних символов, по которой определяется соответствующее отношение сигнал/шум.

Недостатком настоящего технического решения является низкая точность измерения при широком диапазоне значений отношения сигнал/шум.

Раскрытие сущности изобретения

Технической задачей предлагаемого изобретения является измерение отношения сигнал/шум в дискретном канале связи с фазовой манипуляцией (с постоянной амплитудой символов).

Технический результат заключается в повышении точности измерения отношения сигнал/шум.

Это достигается тем, что известный цифровой измеритель отношения сигнал/шум, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), генератор тактовых импульсов (ГТИ), регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй каналы квадратурной обработки (ККО), каждый из которых содержит вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество БОО (n) определено двоичным логарифмом числа обрабатываемых периодов сигнала, а каждый из БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов (МР) и сумматора (СУМ), первый вход сумматора соединен с первым выходом МР, второй вход сумматора подключен ко второму выходу МР, вход МР является входом БОО, выход сумматора является выходом БОО, а тактовый вход МР является управляющим входом БОО, при этом выход АЦП соединен с входом РС4, нечетные выходы которого соединены с вычитателем первого ККО, выход которого соединен с входом первого БОО первого ККО, четные выходы РС4 соединены с вычитателем второго ККО, выход которого соединен с входом первого БОО второго ККО, квадратичный преобразователь (КП), первый вход которого соединен с выходом n-го БОО первого ККО, второй вход - с выходом n-го БОО второго ККО, функциональный преобразователь (ФП), первый вход которого подключен к выходу КП, многоразрядный регистр сдвига на отсчетов (МРN), первый вход которого соединен с выходом КП, а выход - со вторым входом ФП, и формирователь результата (ФР), снабжен компаратором (К), датчиком порога (ДП) и накопителем Н, при этом первый вход К подключен к выходу ФП, а второй вход К соединен с выходом ДП и выполнен с возможностью приема заданного датчиком порога (ДП) кода порогового уровня, первый вход Н подключен к выходу компаратора, а его второй вход выполнен с возможностью приема импульсов символьной синхронизации (ИСС) от системы синхронизации демодулятора, выход накопителя подключен к первому входу ФР, второй вход ФР соединен с выходом ДП, управляющие входы АЦП, РС4, блоков обработки отсчетов и МРN соединены с управляющими выходами генератора тактовых импульсов, выход ФР выполнен с возможностью генерации двоичного кода измеренного отношения сигнал/шум h и является выходом устройства.

Краткое описание чертежей

Сущность предлагаемого технического решения поясняется чертежами, где на фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого цифрового измерителя отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией, на фиг. 2 показаны временные диаграммы откликов ККО и КП при отсутствии шума, на фиг. 3 представлены временные диаграммы откликов КП при наличии шума, на фиг. 4 изображена плотность вероятности логарифма отношения амплитуд соседних символов при отсутствии сигнала, на фиг. 5 показаны зависимости вероятности превышения порога от уровня порога, на фиг. 6 представлены зависимости вероятности превышения порога от отношения сигнал/шум, а на фиг. 7 изображены структурные схемы вариантов реализации накопителя.

Осуществление изобретения

Устройство содержит (см. фиг. 1) АЦП 1, первый вход которого подключен к приемнику ПРМ 2. Выход АЦП 1 соединен со входом регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета РС4 3, первый и третий выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами вычитателя В1 4 первого ККО 5, а второй и четвертый выходы РС4 3 соединены, соответственно, с первым и вторым входами вычитателя В2 6 второго ККО 7. Каждый ККО, помимо вычитателя, содержит n каскадно соединенных БОО. Количество БОО зависит от числа N обрабатываемых периодов сигнала и определяется двоичным логарифмом , так что . Такое построение устройства обеспечивает минимальное количество БОО.

Первый ККО 5 содержит последовательно соединенные БОО 8-1, 8-2,…, 8-n, а второй ККО 7 - последовательно соединенные БОО 9-1, 9-2,…, 9-n. Каждый БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов (МР) и сумматора (СУМ). БОО 8-1, 8-2,…, 8-n содержат МР 10-1, 10-2,…, 10-n и СУМ 11-1, 11-2,…, 11-n соответственно, а БОО 9-1, 9-2,…, 9-n - соответственно МР 12-1, 12-2,…, 12-n и СУМ 13-1, 13-2,…, 13-n.

В каждом БОО 8 (9) первый вход сумматора 11 (13) соединен с первым выходом регистра сдвига МР 10 (12) а, второй вход сумматора 11 (13) соединен со вторым выходом регистра сдвиг МР 10 (12). При этом вход МР 10 (12) является входом БОО 8 (9). Выход сумматора 11 (13) является выходом БОО 8 (9), а тактовый вход МР 10 (12) является управляющим входом БОО 8 (9).

Выход вычитателя В1 4 первого ККО 5 соединен со входом БОО 8-1 первого ККО 5, а выход БОО 8-n первого ККО 5 - с первым входом КП 14. Выход вычитателя В2 6 второго ККО 7 соединен со входом БОО 9-1 второго ККО 7, а выход БОО 9-n второго ККО 7 - со вторым входом КП 14.

Все перечисленные элементы образуют цифровой узкополосный амплитудный детектор ЦАД 15, входом которого является вход АЦП 1, а выходом - выход КП 14.

Выход КП 14 подключен к первому входу функционального преобразователя ФП 16 и первому входу многоразрядного регистра сдвига на N отсчетов МРN 17, выход которого соединен со вторым входом ФП 16. Выход ФП 16 подключен к первому входу компаратора К 18, второй вход которого соединен с выходом датчика порога ДП 19. Выход компаратора 18 подключен к первому входу накопителя Н 20, второй вход которого выполнен с возможностью приема импульсов символьной синхронизации ИСС от системы синхронизации демодулятора. Выход накопителя 20 подключен к первому входу формирователя результата ФР 21, второй вход которого соединен с выходом датчика порога 19, а выход выполнен с возможностью генерации двоичного кода измеренного отношения сигнал/шум h и является выходом устройства.

Управляющие входы АЦП 1 (второй вход), МРN 17 (второй вход), регистра сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4) 3 и БОО 8 (9) соединены с управляющими выходами генератора тактовых импульсов ГТИ 22.

Цифровой измеритель отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией работает следующим образом.

Исследуемый сигнал поступает на первый вход АЦП 1, который в соответствии с тактовым сигналом, поступающим на его второй вход, через одинаковые временные интервалы, равные четверти периода сигнала, формирует четыре отсчета , , , на i-м периоде сигнала, где , , , - значения отсчетов сигнала на выходе АЦП 1 (для удобства последующей обработки представленные в дополнительном коде). В соответствии с управляющими сигналами от ГТИ 22 значения отсчетов сигнала последовательно запоминаются в регистре сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета РС4 3.

Два одинаково функционирующих канала квадратурной обработки сигнала 5 и 7 определяют отклик устройства на нечетные и четные отсчеты сигнала на его периоде, соответственно. На выходах вычитателей В1 4 и В2 6 формируются значения сигнала и , соответственно. Полученные результаты складываются в сумматорах СУМ 11 (13) блоков 8 (9) обработки отсчетов с хранящимися в регистрах МР 10 (12) предшествующими значениями этих разностей и на выходах первых БОО 8-1 (9-1) соответствующих ККО формируются величины и , соответственно. После этого по синхронизирующим импульсам от ГТИ 22 величины и , полученные на выходах вычитателей В1 4 и В2 6, записываются в регистры 10-1 (12-1) сдвига многоразрядных кодов первых блоков 8-1 (9-1) обработки отсчетов соответствующих ККО на одно () значение.

Полученные на выходах первых БОО 8-1 (9-1) результаты по тактовым импульсам ГТИ 22 складываются в сумматорах 11-2 (13-2) вторых блоков 8-2 (9-2) обработки отсчетов с последними значениями сигналов, записанных в регистрах 10-2 (12-2) сдвига многоразрядных кодов вторых блоков 8-2 (9-2) обработки отсчетов на два () соседних значения, образуя величины

,

,

соответственно. Затем по тактовым импульсам от ГТИ 22 величины и , полученные на выходе первых БОО 8-1 (9-1), записываются в регистры 10-2 (12-2) сдвига многоразрядных кодов вторых блоков 8-2 (9-2) соответствующих ККО. Далее процедура повторяется. На последнем (n-ом) этапе полученные ранее результаты складываются в сумматорах 11-n (13-n) БОО 8-n (9-n) в каждом ККО с последними записанными значениями в регистрах 10-n (12-n) сдвига многоразрядных кодов этих же блоков на соседних значений ().

В результате на выходе первого ККО 5 отклик устройства на обработку нечетных отсчетов сигнала определится как

,

а на выходе второго ККО 7 для отклика устройства на обработку четных отсчетов сигнала имеем

,

где - количество обрабатываемых периодов сигнала на информационном символе.

В КП 14 вычисляется пропорциональная амплитуде входного сигнала величина согласно формуле

. (1)

Входной сигнал с фазовой манипуляцией (ФМ) можно представить в виде

, (2)

где S - амплитуда, - частота, - начальная фаза, M - число позиций ФМ сигнала, - модулирующий фазу информационный сигнал в виде последовательности импульсов длительностью , который может принимать значения 0, 1, … . Тогда для значений отсчетов с выхода АЦП 1 , , , имеем

,

где . Отсюда

,

,

а значения (1) в моменты окончания очередного принятого информационного символа равны и пропорциональны амплитуде сигнала S.

На фиг. 2а показаны полученные в результате имитационного моделирования нормированные зависимости (сплошная линия) и (пунктирная линия) откликов КОО 5 и 7, а на фиг. 2б - оценок амплитуды принятого символа (в моменты окончания приема символов отмечены точками) от номера текущего обрабатываемого периода i для сигнала с двоичной фазовой манипуляцией при отсутствии помех.

На фиг. 3а и фиг. 3б показаны зависимости нормированного отклика КП 14 при наличии помех, аппроксимируемых гауссовским шумом с независимыми отсчетами и дисперсией такой, что отношение сигнал/шум

(3)

составляет 10 дБ, в случае двоичной (фиг. 3а) и четырехпозиционной (фиг. 3б) ФМ. Как можно видеть, наличие помех приводит к случайным изменениям значений амплитуд символов.

Предлагаемая оценка отношения сигнал/шум базируется на статистических свойствах логарифма отношения амплитуд соседних символов

, (4)

где j - номер очередного принятого символа. Действительно, если при отсутствии помех в силу равенства амплитуд соседних символов имеем , то при их наличии величина будет являться случайной величиной, флуктуирующей в окрестности 0. Таким образом, частота превышения некоторого порога величиной или каким-либо ее нелинейным преобразованием позволяет вынести искомую оценку отношения сигнал/шум с заданной степенью точности. Экспериментально установлено, что в качестве такого нелинейного преобразования целесообразно использовать операцию модуля. В описываемом устройстве операции деления, логарифмирования и взятия по модулю осуществляются в функциональном преобразователе ФП 16, на первый вход которого поступает двоичный код , а на второй - записанный ранее код с выхода МРN 17. При этом на выходе ФП 16 формируется величина

. (5)

В компараторе К 18 значения (5) сравниваются с заданным порогом b, код которого поступает на второй вход компаратора 18 от датчика порога ДП 19. На двоичном выходе компаратора 18 формируется логическая 1, если значение , либо логический 0 в противном случае. В накопителе Н 20 подсчитывается текущая сумма единиц M в последовательности выходных сигналов компаратора 18 для последних принятых K символов по импульсам символьной синхронизации ИСС от системы синхронизации демодулятора.

Выходной код M накопителя 20 передается на первый вход формирователя результата ФР 21. На второй вход ФР 21 подается код порога от ДП 19, а на выход ФР 21 выдается измеренное значение отношения сигнал/шум.

Входной гауссовский шум (используемый, как правило, в качестве модели реальных помех на входе приемного устройства) приводит к случайным колебаниям величины (Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. Книга первая. - М.: Советское радио, 1969. - 752 с.), которые при отсутствии сигнала (2) описываются релеевской плотностью вероятности вида

, (6)

а при его наличии - плотностью вероятности Райса, определяющейся как

. (7)

Здесь - дисперсия отсчетов входного гауссовского шума, S - амплитуда сигнала (2), - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка.

Как известно (Матвеева Т.А., Светличная В. Б., Зотова С. А. Теория вероятностей: системы случайных величин и функции случайных величин: Учеб. пособие. - ВолгГТУ: Волгоград, 2006. - 65 с.), плотность вероятности отношения случайных величин и с одинаковыми плотностями вероятности , можно представить в виде

, . (8)

Тогда в соответствии с правилом определения плотности вероятности при нелинейном безынерционном преобразовании (Матвеева Т.А., Светличная В. Б., Зотова С. А. Теория вероятностей: системы случайных величин и функции случайных величин: Учеб. пособие. - ВолгГТУ: Волгоград, 2006. - 65 с.) плотность вероятности случайной величины (4) определится как

. (9)

Если в канале присутствует только гауссовский шум с дисперсией , то, подставляя (6) в (8), а затем (8) в (9), получаем

. (10)

Из (10) следует, что функция не зависит от дисперсии шума и является симметричной относительно оси ординат. Ее зависимость показана на фиг. 4.

При наличии на входе приемного устройства аддитивной смеси сигнала (2) с амплитудой S и гауссовского шума с дисперсией плотность вероятности оценок амплитуд принимаемых символов описывается формулой Райса (7). Тогда, используя (7)-(9), плотность вероятности случайной величины (4) можно представить в виде

, (11)

где

, (12)

а h - отношение сигнал/шум (3). Отметим, что вычисление интеграла (12) возможно только численными методами.

Из (11), (12) следует, что функция зависит только от отношения сигнал/шум и для всех может рассматриваться как симметричная функция g.

Величина (5) при отношении сигнал/шум (3) превышает заданный порог b с вероятностью

. (13)

Здесь учтена четность функции (11) при значениях h, представляющих практический интерес ().

При отсутствии сигнала для аналогичной вероятности можем записать

, (14)

или после подстановки (10) в (14) и соответствующих преобразований

. (15)

На фиг. 5 показаны численно рассчитанные зависимости вероятности (13) как функции b при различных (, 13, 17, 20, 23, 27, 30), а на фиг. 6 - как функции при различных b (, 0,2, 0,3, 0,4, 0,5, 0,6). Здесь для удобства восприятия значения выражены в децибелах. Кривая на фиг. 5, построенная при значении (случай отсутствия сигнала (2) в обрабатываемой реализации), соответствует зависимости (15). Точками на фиг. 6 показаны значения вероятности , полученные с помощью статистического имитационного моделирования.

Функция является взаимно однозначной, и ее значения зависят только от значений и b. Это позволяет, зная значения и b, непосредственно определить значение . В качестве состоятельной оценки вероятности в измерителе используется относительная частота , которая определяется как (Вентцель Е.С., Овчаров Л.А. Теория вероятностей и ее инженерные приложения. - М.: Наука, 1988. - 480 с.):

. (16)

Здесь M - подсчитанное в накопителе Н 20 число превышений заданного порога b в течение последних принятых K информационных символов. При этом в формирователь результата ФР 21 для всех используемых значений b предварительно записываются значения функции, обратной показанной на фиг. 6. После вычисления значения (16) на входы ФР 21 подаются двоичные коды M и b, по которым определяется искомое отношение сигнал/шум , и на выход ФР 21 выдается код результата в децибелах или относительных единицах.

Регистры сдвига многоразрядных кодов могут быть реализованы на d двоичных регистрах сдвига (где d - разрядность кода данных) или на оперативных запоминающих устройствах с циклическим перебором адресов по модулю , . Для реализации измерителя в каждом квадратурном канале требуется один вычитатель и сумматоров (например, при получим ).

Функциональный преобразователь ФП 16 реализуется на постоянном запоминающем устройстве (ПЗУ), содержащем значения G для всех кодов значений амплитуд Z текущего и предшествующего символов, которые подаются на шину адреса (здесь индексы при величинах G и Z для удобства восприятия опущены). При разрядности кода Z, равной 10, и восьмиразрядном коде G необходимо ПЗУ емкостью 1 Мбайт.

Формирователь результата ФР 21 также реализуется на ПЗУ, в котором записана зависимость при заданном пороге b, обратная зависимости (13) (фиг. 6). Тогда при поступлении на шину адреса ПЗУ кода M на шину данных ПЗУ выдается код . Изменением порога b (2-5 значений) можно выбирать интервал значений , обеспечивающий наиболее точные измерения для полученной оценки .

В накопителе Н 20 вычисляется сумма M единиц в последовательности из K двоичных сигналов (0 или 1) с выхода компаратора К 18,

, (17)

где i - номер последнего принятого символа.

Скользящее суммирование по последним принятым K информационным символам может быть реализовано в соответствии со структурной схемой, показанной на фиг. 7а. Схема содержит последовательно соединенные блоки накопления Н-1, …, Н-K. Число блоков определяется числом слагаемых в сумме (17). Каждый блок накопления состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов (Р) и сумматора (С), где первый вход сумматора соединен с первым выходом регистра сдвига, а второй вход сумматора соединен со вторым выходом регистра сдвига. Выход сумматора Сk соединен со входом регистра сдвига Р, . При этом вход регистра Р1 является входом схемы, на который поступает сигнал от компаратора К 18 (рис. 1), а выход сумматора СK является выходом схемы, генерирующим сумму (17). Тактовый вход регистра сдвига Рk, является управляющим входом блока накопления Н-k.

В первом блоке накопления Н-1 в сумматоре С1 складываются двоичные сигналы и компаратора К 18 для пары последнего и предпоследнего принятых информационных символов, записанные в регистре сдвига Р1 на две однобитовые ячейки. В блоке накопления Н-2 в сумматоре С2 складываются две вычисленные в блоке Н-1 суммы и , записанные в регистре сдвига Р2 на три ячейки, и так далее. В последнем блоке накопления Н-K определяется сумма M (17). В схеме, представленной на фиг. 7а, реализуется алгоритм накопления отсчетов в ККО, показанном на фиг. 1.

Выражение (17) можно записать в рекуррентном виде

.

Тогда вычисления могут быть реализованы накопителем Н, структурная схема которого изображена на фиг. 7б. На первый (суммирующий) вход сумматора/вычитателя СВ и вход регистра сдвига РГ длиной K бит поступают двоичные сигналы с выхода компаратора К 18, которые складываются в СВ. Далее из полученной суммы вычитаются двоичные символы с выхода РГ, который подключен ко второму (вычитающему) входу СВ. В начале вычислений регистр РГ должен быть обнулен.

Накопитель Н 20 может быть реализован на базе сумматора со сбросом, его структурная схема показана на фиг. 7в. Сумматор С сбрасывается в нулевое состояние, после чего подсчитывается число единиц в последовательности из K двоичных сигналов с выхода компаратора 18, а затем цикл повторяется.

Таким образом, в предлагаемом изобретении благодаря использованию зависимости вероятности превышения заданного порога модулем логарифма амплитуд соседних символов, достигается возможность высокоточного определения отношения сигнал/шум в канале связи с сигналами с фазовой манипуляцией, за счет чего обеспечивается уменьшение погрешности измерения указанной величины в широком диапазоне ее возможных значений.

Использование изобретения позволяет повысить точность измерения отношения сигнал/шум сигналов с фазовой манипуляцией.

Изобретение относится к области радиотехники может быть использовано в системах передачи дискретной информации для определения отношения сигнал/шум и оценки качества канала связи при использовании в качестве информационных сигналов с фазовой манипуляцией. Технический результат: повышение точности измерения отношения сигнал/шум. Сущность: цифровой измеритель отношения сигнал/шум содержит аналого-цифровой преобразователь (АЦП), генератор тактовых импульсов (ГТИ), регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй каналы квадратурной обработки (ККО), каждый из которых содержит вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), квадратичный преобразователь (КП), функциональный преобразователь (ФП), формирователь результата (ФР). Измеритель снабжен компаратором (К), датчиком порога (ДП) и накопителем Н. Первый вход К подключен к выходу ФП, а второй вход К соединен с выходом ДП и выполнен с возможностью приема заданного датчиком порога (ДП) кода порогового уровня. Первый вход Н подключен к выходу компаратора, а его второй вход выполнен с возможностью приема импульсов символьной синхронизации (ИСС) от системы синхронизации демодулятора. Выход накопителя подключен к первому входу ФР, второй вход ФР соединен с выходом ДП. Управляющие входы АЦП, РС4, блоков обработки отсчетов и МРN соединены с управляющими выходами генератора тактовых импульсов, выход ФР выполнен с возможностью генерации двоичного кода измеренного отношения сигнал/шум h и является выходом устройства. 7 ил.

Цифровой измеритель отношения сигнал/шум, содержащий аналого-цифровой преобразователь (АЦП), генератор тактовых импульсов (ГТИ), регистр сдвига многоразрядных кодов на четыре отсчета (РС4), первый и второй каналы квадратурной обработки (ККО), каждый из которых содержит вычитатель и последовательно соединенные блоки обработки отсчетов (БОО), при этом количество БОО (n) определено двоичным логарифмом числа обрабатываемых периодов сигнала, а каждый из БОО состоит из регистра сдвига многоразрядных кодов (МР) и сумматора (СУМ), первый вход сумматора соединен с первым выходом МР, второй вход сумматора подключен ко второму выходу МР, вход МР является входом БОО, выход сумматора является выходом БОО, а тактовый вход МР является управляющим входом БОО, при этом выход АЦП соединен с входом РС4, нечетные выходы которого соединены с вычитателем первого ККО, выход которого соединен с входом первого БОО первого ККО, четные выходы РС4 соединены с вычитателем второго ККО, выход которого соединен с входом первого БОО второго ККО, квадратичный преобразователь (КП), первый вход которого соединен с выходом n-го БОО первого ККО, второй вход – с выходом n-го БОО второго ККО, функциональный преобразователь (ФП), первый вход которого подключен к выходу КП, многоразрядный регистр сдвига на отсчетов (МРN), первый вход которого соединен с выходом КП, а выход – со вторым входом ФП, и формирователь результата (ФР), отличающийся тем, что он снабжен компаратором (К), датчиком порога (ДП) и накопителем Н, при этом первый вход К подключен к выходу ФП, а второй вход К соединен с выходом ДП и выполнен с возможностью приема заданного датчиком порога (ДП) кода порогового уровня, первый вход Н подключен к выходу компаратора, а его второй вход выполнен с возможностью приема импульсов символьной синхронизации (ИСС) от системы синхронизации демодулятора, выход накопителя подключен к первому входу ФР, второй вход ФР соединен с выходом ДП, управляющие входы АЦП, РС4, блоков обработки отсчетов и МРN соединены с управляющими выходами генератора тактовых импульсов, выход ФР выполнен с возможностью генерации двоичного кода измеренного отношения сигнал/шум h и является выходом устройства.