СПОСОБ ОЦЕНКИ СИНФАЗНОЙ И КВАДРАТУРНОЙ РАЗБАЛАНСИРОВКИ И АППАРАТУРА СВЯЗИ Российский патент 2024 года по МПК H04L5/14 H04B17/14 H04B17/21 H04B1/525 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится в основном к обработке сигналов и, в частности, к способу оценки и компенсации синфазной и квадратурной (In-phase and Quadrature (I/Q)) разбалансировки (In-phase and Quadrature (I/Q)), а также к соответствующей аппаратуре связи.

Предпосылки к созданию изобретения

Приемопередатчики с прямым преобразованием обладают преимуществом перед приемопередатчиками, использующими преобразование на промежуточную частоту, в том, что приемопередатчики с прямым преобразованием имеют упрощенную конфигурацию аппаратуры, менее дороги и потребляют меньше энергии, а также могут быть реализованы в виде интегральных схем. Однако один из главных недостатков приемопередатчиков с прямым преобразованием состоит в том, что в них может возникать синфазная и квадратурная разбалансировка (I/Q imbalance) (далее - I/Q-разбалансировка), которая приводит к значительной деградации характеристик таких приемопередатчиков. Возникновение I/Q-разбалансировки в приемопередатчиках с прямым преобразованием ассоциировано, например, с использованием аналоговых преобразователей частоты вверх и вниз и фильтров нижних частот. В дополнение к этому, для широкополосных устройств необходимо учитывать частотную зависимость I/Q-разбалансировки в полосе модуляции сигнала.

Существующие способы оценки и компенсации I/Q-разбалансировки опираются на использование дополнительной внешней аппаратуры (например, такой как детектор огибающей), что часто оказывается недоступным для регулярной передачи данных. Более того, существующие способы обычно используют осуществление оценки и компенсации I/Q-разбалансировки в два этапа: сначала для тракта передатчика, а затем для тракта приемника. Поэтому такая процедура калибровки приемопередатчиков с прямым преобразованием занимает относительно много времени прежде нормального использования таких приемопередатчиков.

Сущность изобретения

Настоящее краткое изложение предназначено служить введением в упрощенной форме к выбору концепций, которые будут дополнительно рассмотрены ниже в подробном описании. Настоящее краткое изложение не имеет целью идентифицировать ключевые признаки настоящего изобретения, равно как не предназначено быть использованным для ограничения объема настоящего изобретения.

Целью настоящего изобретения является создание технического решения, которое позволило бы осуществлять оценку и компенсацию I/Q-разбалансировки в аппаратуре связи (в частности, в приемопередатчике с прямым преобразованием).

Эта цель достигается с использованием признаков, приведенных в независимых пунктах прилагаемой Формулы изобретения. Дополнительные варианты и примеры являются очевидными из зависимых пунктов Формулы изобретения, подробного описания и прилагаемых чертежей.

Согласно первому аспекту предложена аппаратура связи. Эта аппаратура связи содержит передатчик (TX), приемник (RX), контур фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ (phase-locked loop (PLL)) и закольцованный высокочастотный (ВЧ (RF)) тракт. Контур ФАПЧ (PLL) конфигурирован для генерации сигнала гетеродина (local oscillator (LO)) в передатчике (сигнал TX LO) и сигнала гетеродина в приемнике (сигнал RX LO) и для создания первого фазового сдвига и отличного от него второго фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO. Передатчик TX конфигурирован для генерации опорного сигнала и для получения высокочастотного сигнала TX RF посредством квадратурного смешивания этого опорного сигнала с сигналом TX LO гетеродина. Закольцованный ВЧ-тракт конфигурирован для передачи сигнала TX RF приемнику RX в качестве высокочастотного сигнала RX RF. Приемник RX конфигурирован для получения представления опорного сигнала посредством квадратурного смешивания сигнала RX RF с сигналом RX LO гетеродина. Передатчик TX содержит адаптивный фильтр, конфигурированный для того, чтобы:

на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае первого фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получить первую оценку комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области;

на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае второго фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получить вторую оценку комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области; и

на основе первой и второй оценок, определить вклад каждого устройства - передатчика TX и приемника RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX во временной области.

В такой конфигурации, аппаратура связи может оценивать комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX без необходимости использовать дополнительную внешнюю аппаратуру (например, такую как детектор огибающей). Знание вкладов, вносимых передатчиком TX и приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, может быть затем использовано для компенсации самой комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области.

В одном из вариантов первого аспекта, передатчик TX конфигурирован для генерации опорного сигнала в виде псевдо-шумового сигнала или сигнала с ортогональным частотным уплотнением (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing (OFDM)). Такой подход позволяет изучить комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX в широкой полосе частот аппаратуры связи более эффективно. Более того, OFDM-сигнал представляет собой сигнал, используемый для регулярной передачи данных в системе радиосвязи, вследствие чего аппаратуре связи, согласно первому аспекту, нет необходимости генерировать какой-либо специальный сигнал для целей оценки и компенсации I/Q-разбалансировки во временной области.

В одном из вариантов первого аспекта адаптивный фильтр конфигурирован для получения первой оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX и второй оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX с использованием одного из следующих алгоритмов - алгоритма минимальной среднеквадратической ошибки (Least-Mean-Square (LMS)), алгоритма LMS с нормировкой, алгоритма LMS с утечкой или рекурсивного алгоритма наименьших квадратов. Это может сделать аппаратуру согласно первому аспекту более гибкой в использовании, поскольку она может принять решение о применении одного из этих нескольких алгоритмов в зависимости от конкретного приложения.

В одном из вариантов первого аспекта второй фазовый сдвиг отличается от первого фазового сдвига на 90 градусов. Этот предпочтительный фазовый сдвиг обеспечивает наивысшую точность оценки и компенсации I/Q-разбалансировки.

В одном из вариантов первого аспекта, передатчик TX далее содержит фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ (finite impulse response (FIR))) для предварительной компенсации (предкомпенсации), конфигурированный для компенсации найденного вклада, вносимого передатчиком TX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, а приемник RX содержит КИХ-фильтр для посткомпенсации, конфигурированный для компенсации найденного вклада, вносимого приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX. Посредством использования таких КИХ-фильтров компенсация вкладов, вносимых каждым из устройств - передатчиком TX и приемником RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX может быть осуществлена более эффективно.

В одном из вариантов первого аспекта, каждый из фильтров - и КИХ фильтр для предкомпенсации, и КИХ-фильтр для посткомпенсации, имеет длину, предварительно задаваемую на основе требуемой точности компенсации вклада в I/Q-разбалансировку и/или требуемого объема вычислительных ресурсов, которые нужно использовать для компенсации вклада в I/Q-разбалансировку. Это может создать приемлемый компромисс между точностью компенсации вклада в I/Q-разбалансировку и объемом вычислительных ресурсов, используемых для такой компенсации.

В одном из вариантов первого аспекта, КИХ фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации конфигурированы для одновременной компенсации найденных вкладов, вносимых передатчиком TX и приемником RX, соответственно, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX. Таким способом можно уменьшить затраты времени, число измерений и объем вычислений, которые требуются для компенсации I/Q-разбалансировки в аппаратуре согласно первому аспекту.

В одном из вариантов первого аспекта, КИХ фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации конфигурированы для компенсации найденных вкладов, вносимых передатчиком TX и приемником RX, соответственно, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, когда аппаратура связи работает в дуплексном режиме с разделением времени (time division duplexing (TDD)). Это может сделать аппаратуру согласно первому аспекту более гибкой в использовании. В частности, тот факт, что аппаратура, согласно первому аспекту, может осуществлять оценку и компенсацию I/Q-разбалансировки в режиме TDD, означает, что аппаратура может делать то же самое в дуплексном режиме с разделением по частоте (frequency division duplexing (FDD)). Следует отметить, что противоположное не является правильным, т.е. возможность оценки и компенсации I/Q-разбалансировки в режиме FDD не означает возможности сделать то же самое в режиме TDD.

В одном из вариантов первого аспекта, передатчик TX далее содержит нелинейный усилитель мощности, конфигурированный для усиления сигнала TX RF. В рассматриваемом варианте аппаратура, согласно первому аспекту, далее содержит цифровой процессор сигнала, конфигурированный для уменьшения нелинейных искажений, возникающих в усиленном сигнале TX RF с использованием цифрового алгоритма предварительных искажений (DPD-алгоритма). Используя оценку и компенсацию I/Q-разбалансировки в сочетании с DPD-алгоритмом, можно улучшить характеристики аппаратуры согласно первому аспекту.

Согласно второму аспекту предложен способ оценки I/Q-разбалансировки в аппаратуре связи. Аппаратура связи содержит передатчик TX, приемник RX, контур ФАПЧ и закольцованный ВЧ-тракт, соединяющий передатчик TX и приемник RX. Этот способ содержит следующие этапы:

(a) генерацию, посредством передатчика TX, опорного сигнала;

(b) генерацию, посредством контура ФАПЧ, сигнала TX LO и сигнала RX LO;

(c) получение, посредством передатчика TX, сигнала TX RF посредством квадратурного смешивания опорного сигнала с сигналом TX LO;

(d) передачу сигнала TX RF приемнику RX в качестве сигнала RX RF по закольцованному ВЧ-тракту; и

(e) получение, посредством приемника RX, представления опорного сигнала в результате квадратурного смешивания сигнала RX RF с сигналом RX LO.

Согласно этому способу, этапы (a) - (e) выполняют последовательно при первом фазовом сдвиге и при отличном от него втором фазовом сдвиге между сигналом TX LO и сигналом RX LO. Этот способ далее содержит этапы:

(f) на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае первого фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получение первой оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области;

(g) на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае второго фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получение второй оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области; и

(h) на основе первой и второй оценок, определение вклада, вносимого каждым устройством - передатчиком TX и приемником RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX во временной области.

Такой способ делает возможным осуществлять оценку и компенсацию комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX в аппаратуре связи без необходимости использовать дополнительную внешнюю аппаратуру (например, такую как детектор огибающей).

В одном из вариантов второго аспекта, этап (a) содержит генерацию опорного сигнала в качестве псевдо-шумового сигнала или OFDM-сигнала. Такой подход позволяет изучить комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX в широкой полосе частот аппаратуры связи более эффективно. Более того, OFDM-сигнал представляет собой сигнал, используемый для регулярной передачи данных в системе радиосвязи, вследствие чего аппаратуре связи нет необходимости генерировать какой-либо специальный сигнал для целей оценки и компенсации I/Q-разбалансировки во временной области.

В одном из вариантов второго аспекта, этапы (f) и (g) осуществляют с использованием одного из следующих алгоритмов - алгоритма минимальной среднеквадратической ошибки (LMS), алгоритма LMS с нормировкой, алгоритма LMS с утечкой и/или рекурсивного алгоритма наименьших квадратов. Это может сделать способ согласно второму аспекту более гибким в использовании, поскольку он может применить один из этих нескольких алгоритмов в зависимости от конкретного приложения.

В одном из вариантов второго аспекта, второй фазовый сдвиг отличается от первого фазового сдвига на 90 градусов. Этот предпочтительный фазовый сдвиг обеспечивает наивысшую точность оценки и компенсации I/Q-разбалансировки.

В одном из вариантов второго аспекта, способ далее содержит этап компенсации найденного вклада, вносимого каждым из устройств - передатчиком TX и приемником RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX с использованием КИХ-фильтра для предкомпенсации в передатчике TX и КИХ-фильтра для посткомпенсации в приемнике RX. Каждый из этих фильтров - КИХ-фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации, имеет длину, предварительно заданную на основе требуемой точности компенсации вклада I/Q-разбалансировки и/или требуемого объема вычислительных ресурсов, которые нужно использовать для компенсации вклада в I/Q-разбалансировку. Путем использования таких КИХ-фильтров можно более эффективно осуществлять компенсацию вклада, вносимого каждым из устройств - передатчиком TX и приемником RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX. Более того, выбирая длину фильтра таким образом, можно создать приемлемый компромисс между точностью компенсации вклада в I/Q-разбалансировку и объемом вычислительных ресурсов, используемых для такой компенсации.

В одном из вариантов второго аспекта, найденные вклады, вносимые передатчиком TX и приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, компенсируют одновременно. Таким способом можно уменьшить затраты времени, число измерений и объем вычислений, которые требуются для компенсации I/Q-разбалансировки в аппаратуре связи.

В одном из вариантов второго аспекта, найденные вклады, вносимые передатчиком TX и приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, компенсируют, когда аппаратура связи работает в режиме TDD. Это может сделать способ согласно второму аспекту более гибким в использовании. В частности, тот факт, что способ, согласно второму аспекту, может быть использован для осуществления оценки и компенсации I/Q-разбалансировки в режиме TDD, означает, что способ может быть использован в тех же целях в режиме FDD. Следует отметить, что противоположное не является правильным, т.е. возможность оценки и компенсации I/Q-разбалансировки в режиме FDD не означает возможности сделать то же самое в режиме TDD.

В одном из вариантов второго аспекта, способ далее содержит этапы усиления сигнала TX RF с использованием нелинейного усилителя мощности в передатчике TX, и уменьшения нелинейных искажений, возникающих в усиленном сигнале TX RF с использованием DPD-алгоритма. Используя оценку и компенсацию I/Q-разбалансировки в сочетании с DPD-алгоритмом, можно улучшить характеристики способа согласно второму аспекту.

Согласно третьему аспекту, предложен компьютерный программный продукт. Этот компьютерный программный продукт содержит читаемый компьютером носитель для хранения информации, сохраняющий компьютерный код. При выполнении этого компьютерного кода по меньшей мере одним процессором в аппаратуре связи эта аппаратура связи осуществляет способ согласно второму аспекту. Используя такой компьютерный программный продукт, можно упростить осуществление способа согласно второму аспекту в любом компьютерном устройстве.

Другие признаки и преимущества настоящего изобретения станут понятными после прочтения последующего подробного описания и рассмотрения прилагаемых чертежей.

Краткое описание чертежей

Настоящее изобретение объясняется ниже со ссылками на прилагаемый чертежи, на которых:

Фиг. 1 показывает упрощенную блок-схему аппаратуры 100 связи согласно одному из примеров вариантов;

Фиг. 2 показывает логическую схему способа оценки синфазной и квадратурной разбалансировки (In-phase and Quadrature (I/Q)) согласно одному из примеров вариантов;

Фиг. 3 показывает топологии передатчика (TX) и приемника (RX), входящих в аппаратуру связи, показанную на Фиг. 1, согласно одному из примеров вариантов;

Фиг. 4 показывает логическую схему, поясняющую, как такая оценка и компенсация I/Q-разбалансировки может быть использована в сочетании с цифровым алгоритмом предварительных искажений (digital pre-distortion (DPD)) в соответствии со способом, показанным на Фиг. 2 согласно одному из примеров вариантов;

Фиг. 5 показывает зависимости величины погрешности (error value magnitude (EVM)) средней выходной мощности нелинейного усилителя мощности, входящего в передатчик TX, где эту погрешность получают на тестовой платформе с использованием способа, показанного на Фиг. 2, в соответствии с логической схемой, представленной на Фиг. 4; и

Фиг. 6A и 6B показывают спектральную плотность мощности остаточной I/Q-разбалансировки на выходе передатчика TX и приемника RX, соответственно, каковые спектральные плотности являются результатом использования способа, показанного на Фиг. 2, без учета нелинейности усилителя мощности.

Подробное описание

Различные варианты настоящего изобретения далее будут описаны более подробно со ссылками на прилагаемые чертежи. Однако настоящее изобретение может быть реализовано во множестве других форм, так что его не следует толковать как ограниченное какой-либо конкретной структурой или функцией, обсуждаемой в последующем описании. Напротив, эти варианты приведены здесь для того, чтобы сделать описание настоящего изобретения подробным и полным.

В соответствии с этим подробным описанием специалистам в рассматриваемой области должно быть понятно, что объем настоящего изобретения охватывает любые его варианты, описываемые здесь, независимо от того, реализован ли такой вариант независимо или в сочетании с каким-либо другим вариантом настоящего изобретения. Например, аппаратура и способ, описываемые здесь, могут быть реализованы на практике с использованием любого числа вариантов, предлагаемых здесь. Более того, следует понимать, что любой вариант настоящего изобретения может быть реализован с использованием одного или нескольких признаков, представленных в прилагаемой Формуле изобретения.

Слово «пример, примерный» применяется здесь в значении «используется в качестве иллюстрации». Если не утверждается иное, любой вариант, описываемый здесь как «пример», не следует толковать как предпочтительный или обладающий какими-либо преимуществами перед другими вариантами.

Как используется в рассматриваемых здесь вариантах, термин «аппаратура связи» может относиться к приемопередающей аппаратуре, конфигурированной для использования двух параллельных каналов - канала I (синфазный) и канала Q (квадратурный), для осуществления обработки комплексного сигнала. Например, эти каналы I/Q могут быть использованы для реализации функции квадратурной модуляции/демодуляции. К неисчерпывающим примерам такой аппаратуры связи относятся приемопередатчик с прямым преобразованием, приемопередатчик с низкой промежуточной частотой (low-IF) и т.п. Более того, такая аппаратура связи может быть реализована в качестве части пользовательского оборудования (user equipment (UE)) или узла сети связи.

Оборудование UE может представлять собой мобильное устройство, мобильную станцию, терминал, абонентский модуль, мобильный телефон, сотовый телефон, смартфон, беспроводной телефон, персональный цифровой помощник (personal digital assistant (PDA)), устройство радиосвязи, настольный компьютер, портативный компьютер, планшетный компьютер, игровое устройство, нетбук, смартбук, ультрабук, медицинское устройство или медицинское оборудование, биометрический датчик, носимое устройство (например, умные часы, умные очки, умный ремешок для часов и т.п.), развлекательное устройство (например, аудио плеер, видео плеер и т.п.), автомобильный компонент или датчик, интеллектуальное измерительное устройство (счетчик)/датчик, беспилотное транспортное средство (например, промышленный робот, квадрокоптер и т.п.), промышленное производственное оборудование, устройство системы глобального местоопределения (global positioning system (GPS)), устройство Интернета вещей (Internet-of-Things (IoT)), устройство промышленного Интернета-вещей (Industrial IoT (IIoT)), устройство связи машинного типа (machine-type communication (MTC)), группу устройств/датчиков массового IoT (Massive IoT (MIoT)) или массового MTC (Massive MTC (mMTC)), либо какое-либо другое подходящее устройство, конфигурированное для поддержки радиосвязи. В некоторых вариантах, термин «оборудование UE» может относиться по меньшей мере к двум расположенным в одном месте и соединенным одна с другими единицами оборудования UE.

Термин «узел сети связи» или «сетевой узел» может относиться к фиксированной точке связи для оборудования UE в конкретной беспроводной или проводной сети связи. В случае сети радиосвязи (беспроводной) сетевой узел может быть реализован в виде узла сети радио доступа (Radio Access Network (RAN)), называемого базовой приемопередающей станцией (base transceiver station (BTS)) в терминах технологии связи второго поколения (2G), узлом NodeB в терминах технологии связи третьего поколения (3G), развитым узлом NodeB (evolved NodeB (eNodeB)) в терминах технологии связи четвертого поколения (4G) и узлом gNB в терминах технологий связи пятого поколения (Новое радио) (5G New Radio (NR)). Узел сети RAN может обслуживать различные ячейки, такие как макро ячейка, микро ячейка, пико ячейка, фемто ячейка и/или ячейки других типов. Макро ячейка может охватывать относительно большую географическую область (например, радиусом по меньшей мере несколько километров). Микро ячейка может охватывать географическую область радиусом меньше двух километров, например. Пико ячейка может охватывать относительно небольшую географическую область, такую как, например, офисы, торговые центры, железнодорожные станции, фондовые биржи и т.п. Фемто ячейка может охватывать еще меньшую географическую область (например, один дом). Соответственно, узел сети RAN, обслуживающий макро ячейку, может называться макро узлом, узел сети RAN, обслуживающий микро ячейку, может называться микро узлом, и т.д.

В соответствии с описываемыми здесь вариантами термин «I/Q-разбалансировка» может обозначать помехи между каналом I (синфазным) и каналом Q (квадратурным) в аппаратуре связи, вызываемые разбалансировкой коэффициентов усиления между каналом I и каналом Q channel и наличием погрешности квадратуры между каналом I и каналом Q. Такая I/Q-разбалансировка возникает особенно часто, когда для связи используются высокие частоты, такие как частоты миллиметрового диапазона длин волн, когда происходит обработка широкополосного сигнала, или когда в аппаратуре связи применяются недорогие (низкокачественные) компоненты.

На проблеме усовершенствования оценки и компенсации I/Q-разбалансировки сосредоточены многочисленные исследования. Однако большинство таких исследований посвящены оценке и компенсации I/Q-разбалансировки в тракте приемника (RX), и намного меньшее количество исследований направлено на проблемы в тракте передатчика (TX). Более того, обычно рекомендуется использовать внешнюю аппаратуру, такую как детектор огибающей, для оценки I/Q-разбалансировки. В случае частотно-зависимой I/Q-разбалансировки, дополнительно рекомендуется оценивать ее с использованием либо нескольких тональных сигналов, либо пилотных OFDM-сигналов в качестве опорного сигнала. В таком случае оценивают I/Q-разбалансировку в частотной области (на индивидуальных частотах). Такой подход плохо совместим, например, с цифровым алгоритмом предыскажений (DPD), применяемым во временной области для улучшения линейности усилителей мощности.

Имеются также два способа оценки и компенсации I/Q-разбалансировки с использованием OFDM-сигнала в дуплексном режиме с разделением времени (TDD). Однако эти существующие способы предусматривают осуществление в два этапа. Существуют различные способы, согласно которым, как правило, сначала оценивают и калибруют тракт передатчика TX. И затем, поле того, как будет компенсирована I/Q-разбалансировка в тракте передатчика TX, оценивают и компенсируют I/Q-разбалансировку в тракте приемника RX. Более того, эти существующие способы также используют дополнительную внешнюю аппаратуру, такую как детектор огибающей, что недоступно для регулярной передачи данных в системе радиосвязи.

Очень ограниченное число работ ассоциированы с одновременной калибровкой передатчика TX/приемника RX (в терминах оценки и компенсации I/Q-разбалансировки) в соответствии с закольцованным приемопередатчиком. Однако большинство таких способов, содержащих одновременную оценку и компенсацию I/Q-разбалансировки в передатчике TX и в приемнике RX в закольцованном приемопередатчике, относится к дуплексным системам связи с разделением по частоте (FDD), где имеет место сдвиг частоты между трактом передатчика TX и трактом приемника RX. Таким образом, применение таких способов в системах связи в режиме TDD также требует использования дополнительной внешней аппаратуры, такой как внешний преобразователь частоты вниз.

Рассматриваемые здесь примеры вариантов предлагают техническое решение, которое позволяет уменьшить или даже исключить указанные выше недостатки, свойственные известной технике. В частности, предлагаемое здесь техническое решение содержит использование адаптивного фильтра в закольцованной архитектуре аппаратуры связи для оценки и компенсации комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX. Комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX оценивают с использованием опорного сигнала и двух разных фазовых сдвигов между сигналом гетеродина (LO) передатчика TX и сигналом RX LO. Полученные в результате две оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX далее используют для вычисления вкладов, внесенных передатчиком TX и приемником RX по отдельности в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX. Такой способ делает возможной оценку комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX без необходимости использовать дополнительную внешнюю аппаратуру. Вычисленные вклады могут быть затем использованы для компенсации самой комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области.

На Фиг. 1 представлена упрощенная блок схема аппаратуры 100 связи согласно одному из примеров вариантов. Эта аппаратура 100 связи может быть реализована в качестве части оборудования UE или сетевого узла, как обсуждается выше. Как показано на Фиг. 1, аппаратура 100 связи содержит передатчик (TX) 102, приемник (RX) 104, контур фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ (PLL)) 106 и закольцованный ВЧ-тракт 108. Предположим, что каждое устройство - и передатчик TX 102, и приемник RX 104, содержит канал I (синфазный) и канал Q (квадратурный). Предположим далее, что имеет место комбинированная частотно-зависимая I/Q-разбалансировка передатчика TX/приемника RX, создаваемая, например, цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП (digital-to-analog converter (DAC))), фильтром нижних частот (ФНЧ (low-pass filter (LPF)) и преобразователем частоты вверх, входящими в канал I и канал Q передатчика TX 102, и аналого-цифровым преобразователем (АЦП (analog-to-digital converter (ADC))), фильтром ФНЧ и преобразователем частоты вниз, входящими в канал I и канал Q приемника RX 104. Как также показано на Фиг. 1, передатчик TX 102 содержит адаптивный фильтр 110, конфигурированный для определения вкладов 112, вносимых каждым устройством - передатчиком TX 102 и приемником RX 104, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX во временной области, как будет обсуждаться далее более подробно. Следует отметить, что закольцованный ВЧ-тракт 108 используется в аппаратуре 100 связи только в целях оценки и компенсации вкладов 112, а это означает, что закольцованный ВЧ-тракт 108 может быть исключен из аппаратуры 100 связи после завершения оценки процедуры оценки и компенсации. Более того, число, расположение и соединения конструктивных элементов, составляющих аппаратуру 100 связи, показанную на Фиг. 1, не предназначены служить какими-либо ограничениями для настоящего изобретения, а просто используются для представления общей идеи того, как эти конструктивные элементы могут быть реализованы в аппаратуре 100 связи. Также следует отметить, что контур ФАПЧ 106, закольцованный ВЧ-тракт 108, адаптивный фильтр 110 и типичные другие элементы передатчика TX 102 и приемника RX 104, например, такие как преобразователи ЦАП/АЦП (DAC/ADC), ФНЧ, преобразователи частоты вверх и вниз хорошо известны в технике, по каковой причине подробное описание этих элементов здесь опущено.

На Фиг. 2 показана логическая схема способа 200 для оценки I/Q-разбалансировки согласно одному из примеров вариантов. Способ 200 как таковой описывает калибровку аппаратуры 100 связи, направленную на оценку и компенсацию вкладов 112, вносимых передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX. Как показано на Фиг. 2, способ 200 начинается с этапа S202, на котором передатчик TX 102 генерирует опорный сигнал. В некоторых вариантах этап S202 может содержать генерацию опорного сигнала в виде псевдо-шумового сигнала или сигнала с ортогональным частотным уплотнением (OFDM). После или параллельно этапу S202, контур ФАПЧ 106 генерирует сигнал TX LO для передатчика TX 102 и сигнал RX LO для приемника RX 104 на этапе S204 способа 200. Далее, способ 200 переходит к этапу S206, на котором передатчик TX 102 получает сигнал TX RF посредством квадратурного смешивания опорного сигнала с сигналом TX LO. Далее, способ 200 переходит к этапу S208, на котором сигнал TX RF распространяется к приемнику RX 104 по закольцованному ВЧ-тракту 108. Следует отметить, что сигнал TX RF выходит из закольцованного ВЧ-тракта 108 в качестве сигнала RX RF. Сигнал RX RF затем используется на этапе S210, на котором приемник RX 104 получает представление опорного сигнала посредством квадратурного смешивания сигнала RX RF с сигналом RX LO. Это представление опорного сигнала содержит сам опорный сигнал как таковой плюс шумовая составляющая, обусловленная комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировкой передатчика TX/приемника RX. Согласно способу 200, этапы S202-S210 осуществляют последовательно при первом фазовом сдвиге и отличном от него втором фазовом сдвиге между сигналом TX LO и сигналом RX LO. В предпочтительном варианте второй фазовый сдвиг отличается от первого фазового сдвига на 90 градусов; эта величина разности фаз позволяет получить наивысшую точность оценки и компенсации I/Q-разбалансировки в соответствии со способом 200.

После повторения этапов S202-S210 для двух разных значений фазовых сдвигов осуществление способа 200 продолжается. В частности, он переходит к этапу S212, на котором адаптивный фильтр 110 получает первую оценку комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области на основе опорного сигнала и представления опорного сигнала в случае первого фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO. Затем, на этапе S214, адаптивный фильтр 110 получает вторую оценку комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области на основе опорного сигнала и представления опорного сингала в случае второго фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO. Следует отметить, что этапы S212 и S214 могут быть осуществлены адаптивным фильтром 110 параллельно, если это потребуется. Далее, на этапе S216, адаптивный фильтр 110 использует первую и вторую оценки для определения вкладов 112, внесенных передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX во временной области. Осуществление способа 200 может завершиться на этапе S218, на котором осуществляется компенсация найденных вкладов. Посредством способа 200, можно оценить и компенсировать комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX в аппаратуре 100 связи без необходимости использовать дополнительную внешнюю аппаратуру (например, такую как детектор огибающей).

В одном из примеров вариантов этапы S212 и S214 способа 200 осуществляются с использованием одного из следующих алгоритмов - алгоритма минимальной среднеквадратической ошибки (LMS), алгоритма LMS с нормировкой, алгоритма LMS с утечкой или рекурсивного алгоритма наименьших квадратов. Каждый из этих нескольких алгоритмов может быть использован в зависимости от конкретного приложения.

В одном из примеров вариантов этап S218 способа 200 осуществляется с использованием КИХ-фильтра для предкомпенсации в передатчике TX 102 и КИХ-фильтра для посткомпенсации в приемнике RX 104. В таком случае термин «предкомпенсация» означает, что соответствующий фильтр расположен прежде источника I/Q-разбалансировки (например, прежде ЦАП и преобразователя частоты вверх) в передатчике TX 102, тогда как термин «посткомпенсация» означает, что соответствующий фильтр расположен после источника I/Q-разбалансировки (например, после преобразователя частоты вниз и АЦП) в приемнике RX 104. Каждый из этих фильтров - КИХ-фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации, имеет свою собственную длину, предварительно заданную на основе требуемой точности компенсации вклада в I/Q-разбалансировку и/или требуемого объема вычислительных ресурсов, которые необходимо использовать для компенсации вклада в I/Q-разбалансировку. С использованием таких КИХ-фильтров компенсация вкладов, вносимых каждым устройством - передатчиком TX 102 и приемником RX 104, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX, может быть осуществлена более эффективно. Более того, выбирая длину фильтра таким образом, можно получить приемлемый компромисс между точностью компенсации вклада в I/Q-разбалансировку и объемом вычислительных ресурсов, используемых для такой компенсации.

В одном из примеров вариантов найденные вклады 112, вносимые передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, компенсируют одновременно на этапе S218. Таким способом можно уменьшить затраты времени, число измерений и объем вычислений, которые требуются для компенсации I/Q-разбалансировки в аппаратуре 100 связи.

В одном из примеров вариантов найденные вклады 112, вносимые передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, компенсируют на этапе S218, когда аппаратура 100 связи работает в режиме TDD. Такая возможность использования способа 200 в режиме TDD означает, что этот способ может быть также использован в режиме FDD. Следует отметить, что противоположное неверно, т.е. возможность осуществления оценки и компенсации I/Q-разбалансировки в режиме FDD не означает возможности делать то же самое в режиме TDD. Таким образом, способ 200 является более гибким в использовании по сравнению с существующими способами для оценки и компенсации I/Q-разбалансировки.

В одном из примеров вариантов, когда аппаратура связи 100 далее содержит нелинейный усилитель мощности в передатчике TX 102 и модуль цифрового процессора сигнала (DSP), способ 200 содержит следующие дополнительные этапы, в ходе которых сигнал TX RF, полученный на этапе S206, усиливают с использованием нелинейного усилителя мощности, а нелинейные искажения, возникающие в усиленном сигнале TX RF, уменьшают посредством DPD-алгоритма, выполняемого модулем процессора DSP. Используя оценку и компенсацию I/Q-разбалансировки в сочетании с DPD-алгоритмом, можно улучшить характеристики способа 200. Следует также отметить, что модуль процессора DSP может быть реализован с использованием центрального процессора CPU, процессора общего назначения, специализированного процессора, микроконтроллера, микропроцессора, специализированной интегральной схемы (application specific integrated circuit (ASIC)), программируемой пользователем вентильной матрицы (field programmable gate array (FPGA)), цифрового процессора сигнала (digital signal processor (DSP)), комплексного программируемого логического устройства и т.п. В некоторых вариантах, модуль процессора DSP может быть реализован в виде какой-либо комбинации перечисленных выше устройств, например, в виде двух или более микропроцессоров.

Рассмотрим теперь, как вычислять вклады 112, вносимые передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX. С этой целью предположим, что адаптивный фильтр 110 использует алгоритм ошибки LMS, а модуль процессора DSP использует DPD-алгоритм. Первую оценку комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX выполняют при первом фазовом сдвиге между сигналом TX LO и сигналом RX LO, например, равном нулю. Пусть обозначает опорный сигнал, тогда I/Q-разбалансировку в передатчике TX 102 определяют по формуле:

,

где обозначает сигнал, комплексно сопряженный относительно сигнала . Оценка комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX, получаемая посредством адаптивного фильтра 110 при первом фазовом сдвиге, равна:

.

Тогда сигнал TX RF после источника I/Q-разбалансировки в передатчике TX 102 получают как:

.

Выходной сигнал закольцованного ВЧ-тракта 108, т.е. сигнал RX RF, получают как:

,

где обозначает I/Q-разбалансировку в приемнике RX 104. Таким образом, в случае компенсации I/Q-разбалансировки должно выполняться следующее соотношение:

.

Затем контур ФАПЧ 106 устанавливает второй фазовый сдвиг между сигналом TX LO и сигналом RX LO. В этом случае, сигнал TX RF после источника I/Q-разбалансировки в передатчике TX 102 получают как:

,

где обозначает передаточную функцию высокочастотного (RF) фазовращателя. Как отмечено ранее, контур ФАПЧ 106 устанавливает фазовый сдвиг между сигналом TX LO и сигналом RX LO, и эта операция контура ФАПЧ 106 эквивалентна операции некоторого ВЧ-фазовращателя с передаточной функцией

Следовательно, сигнал RX RF, передаваемый с выхода закольцованного ВЧ-тракта 108, получают как:

Выходной сигнал должен быть выровнен с опорным сигналом следующим образом:

Таким образом, в случае компенсации I/Q-разбалансировки при втором фазовом сдвиге должно выполняться следующее соотношение:

В результате можно получить следующую систему уравнений:

Результаты этих двух измерений (т.е. при первом и втором фазовых сдвигах между сигналом TX LO и сигналом RX LO) делают возможным вычислить по отдельности вклады 112, вносимые передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, а именно:

Здесь необходимо учитывать следующие замечания. Во-первых, как было отмечено ранее, наилучшая точность вычислений обеспечивается, когда разность между первым и вторым фазовыми сдвигами равна 90 градусов. Во-вторых, в присутствии нелинейного усилителя мощности уровень компенсации I/Q-разбалансировки ограничен уровнем нелинейных составляющих после работы DPD-алгоритма. С другой стороны, присутствие I/Q-разбалансировки ведет к появлению дополнительных составляющих нелинейных искажений (вследствие возникновения комплексно-сопряженных составляющих в спектре сигнала). Поэтому одновременная работа DPD-алгоритма и компенсации I/Q-разбалансировки является правильной.

На Фиг. 3 показаны топологии передатчика TX 102 и приемника RX 104, входящих в аппаратуру 100 связи, согласно одному из примеров вариантов. Как показано на Фиг. 3, передатчик TX 102 в аппаратуре 100 связи содержит ЦАП 302, преобразователь 304, частоты вверх, нелинейный усилитель 308 мощности, переключатель 310, КИХ-фильтр 312 для предкомпенсации, сумматор 314, антенну 316 и адаптивный фильтр 110. Приемник RX 104 в аппаратуре 100 связи содержит преобразователь 318 частоты вниз, АЦП 320, переключатель 322 и КИХ-фильтр 324 для посткомпенсации. Источники I/Q-разбалансировки в передатчике TX 102 и в приемнике RX 104 схематично обозначены на Фиг. 3 как “TX IQimb” и “RX IQimb”, соответственно. Более того, как следует из Фиг. 3, аппаратура 100 связи также содержит модуль 326 с процессором DSP, конфигурированный для осуществления DPD-алгоритма. Адаптивный фильтр 110 реализован в виде адаптивного КИХ-фильтра (adaptive FIR (AFIR)), конфигурированного для использования полученных выше математических выражений для с целью компенсации вкладов 112, вносимых передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX.

В соответствии с Фиг. 3, аппаратура 100 связи работает следующим образом. Когда требуется оценить комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX (т.е. осуществить этапы S212-S216), переключатель 310 переводят в положение «Выкл.» (off), так что используется фильтр AFIR 110. Когда требуется компенсировать найденные вклады 112, вносимые передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX (т.е. осуществить этап S218), переключатель 310 переводят в положение «Вкл.» (on), так что используется КИХ-фильтр 312 для предкомпенсации. Следует отметить, что положение «on» переключателя 310 соответствует ситуации, когда аппаратура 100 связи используется для регулярной передачи данных через антенну 316. Независимо от положения переключателя 310, опорный сигнал поступает в сумматор 314, где его суммируют с сигналом предыскажений от модуля 326 с процессором DSP unit 326 с целью уменьшения нелинейных искажений, создаваемых усилителем 308. Затем опорный сигнал поступает от сумматора 314 через ЦАП 302 в преобразователь 304 частоты вверх. Этот преобразователь 304 осуществляет квадратурное смешивание опорного сигнала с сигналом TX LO, генерируемым контуром ФАПЧ 106, и получает тем самым сигнал TX RF. Далее, сигнал TX RF проходит по закольцованному ВЧ-тракту 108 к приемнику RX 104.

Более конкретно, закольцованный ВЧ-тракт 108 передает сигнал TX RF в качестве сигнала RX RF преобразователю 318 частоты вниз в приемнике RX 104. Этот преобразователь 318 частоты вниз осуществляет квадратурное смешивание сигнала RX RF с сигналом RX LO, генерируемым контуром ФАПЧ 106, тем самым получая представление опорного сигнала , т.е. опорный сигнал с некоторыми погрешностями, обусловленными комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировкой передатчика TX/приемника RX. Это представление опорного сигнала затем поступает в АЦП 320. Когда производится оценка комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX, т.е. переключатель 310 находится в положении «off», так что выходной сигнал АЦП 320, обозначенный как на Фиг. 3, оказывается выровнен с опорным сигналом (умноженным на комплексный коэффициент, который минимизирует квадратичную ошибку между входными отсчетами опорного сигнала и отсчетами выходного сигнала ). Специфицированный сигнал ошибки использует в модуле 326 с процессором DSP для обновления функции предыскажений с применением алгоритма LMS или LS. Специфицированный сигнал ошибки также используется для адаптации коэффициентов фильтра AFIR 110 в передатчике TX 102.

Как отмечено ранее, комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX следует оценивать дважды для разных фазовых сдвигов. Применение двух фазовых сдвигов между сигналом TX LO и сигналом RX LO эквивалентно реализации «фазовращателя». Используя две импульсные характеристики фильтра AFIR для двух фазовых сдвигов, вычисляют импульсные характеристики КИХ-фильтра 312 для предкомпенсации в передатчике TX 102 и КИХ-фильтра 324 для посткомпенсации в приемнике RX 104. Далее, вклады 112, вносимые передатчиком TX 102 и приемником RX 104 в комбинированную частотно-зависим I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, компенсируют одновременно, для чего оба переключателя 310 и 322 должны быть в положении “on”.

На Фиг. 4 показана логическая схема 400, поясняющая, как именно оценка и компенсация I/Q-разбалансировки могут быть использованы в сочетании с DPD-алгоритмом в соответствии со способом 200 согласно одному из примеров вариантов. Логическая схема 400 начинается с этапа S402, на котором DPD-алгоритм настраивается («обучается») на основе опорного сигнала, чтобы найти сигнал приемлемых предыскажений. Затем логическая схема 400 переходит к этапу S404, на котором комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX оценивают дважды при первом и втором фазовых сдвигах, как обсуждается выше (т.е. выполняются этапы S202-S216), и полученные в результате две оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX используются для вычисления импульсных характеристик КИХ-фильтра 312 для предкомпенсации и КИХ-фильтра 324 для посткомпенсации. После этого, логическая схема 400 переходит к этапу S406, в ходе которого DPD-алгоритм и компенсация I/Q-разбалансировки (т.е. этап S218 выполняется на основе вычисленных импульсных характеристик КИХ-фильтров 312, 324) используются совместно.

На Фиг. 5 показаны зависимости величины погрешности (error value magnitude (EVM)) средней выходной мощности нелинейного усилителя мощности 308, входящего в передатчик TX, где эту погрешность получают на тестовой платформе с использованием способа 200 в соответствии с логической схемой 400. Другими словами, эти зависимости показывают результаты совместного применения оценки и компенсации I/Q-разбалансировки и цифровых предыскажений нелинейности усилителя мощности. На Фиг. 5, “IQ on/off” означает, что способ 200 используется/не используется, и “DPD on/off” означает, что DPD-алгоритм используется/не используется. Как можно видеть, наилучшие результаты, т.е. наибольшее уменьшение величины погрешности EVM, достигается, когда способ 200 используется совместно с DPD-алгоритмом (см. зависимость, соответствующую “IQ on, DPD on”, на Фиг. 5). В то же время, способ 200, используемый без DPD-алгоритма, также позволяет значительно уменьшить погрешность EVM.

На Фиг. 6A и 6B показывают спектральную площадь мощности остаточной I/Q-разбалансировки сигнала на выходе передатчика TX и приемника RX, соответственно, каковые спектральные плотности являются результатом использования способа 200 без учета нелинейности усилителя мощности 308. Для того, чтобы отличить сигнал I/Q-разбалансировки, обусловленный источником (ами), присутствующим в каждом устройстве - передатчике TX 102 и приемнике RX 104, от опорного сигнала, представленного OFDM-сигналом, опорный сигнал сдвигают по частоте в область положительных частот. Сигнал I/Q-разбалансировки представлен в виде взвешенного комплексно-сопряженного сигнала относительно опорного сигнала. Таким образом, опорный сигнал (показан серой сплошной линией) и сигнал I/Q-разбалансировки (показан с использованием черной штриховой линии) расположены в разных частотных диапазонах. Сигнал остаточной I/Q-разбалансировки, полученный с использованием способа 200, показан на Фиг. 6A и 6B с использованием черной сплошной линии. Как можно видеть, способ 200 почти исключает сигнал I/Q-разбалансировки (см. величины нормированной среднеквадратической ошибки (normalized mean-square error (NMSE)) для случаев с компенсацией I/Q-разбалансировки, осуществляемой с использованием способа 200, и без такой компенсации). Следует также отметить, что такие оценки (т.е. величины ошибки NMSE) не могут быть получены в присутствии нелинейного усилителя мощности 308, поскольку нелинейные искажения, создаваемые усилителем мощности 308, не позволяют отличать сигнал остаточной I/Q-разбалансировки от фона (т.е. ошибка опорного сигнала будет обусловлена главным образом этими нелинейными искажениями).

Следует отметить, что один или несколько этапов или операций способа 200 и логической схемы 400 могут быть реализованы различными средствами, такими как аппаратура, встроенное программное обеспечение и/или загружаемое программное обеспечения. В качестве одного из примеров, один или несколько этапов или операций, описанных выше, могут быть реализованы посредством компьютерного кода, выполняемых процессором команд, структур данных, программных модулей и других подходящих представлений данных. Кроме того, компьютерный код, реализующий этап (ы) или операцию (ии), описанные выше, может быть сохранен на соответствующем носителе данных и выполнен посредством по меньшей мере одного процессора в компьютерном устройстве. Этот носитель данных может быть реализован в виде какого-либо читаемого компьютером носителя для хранения данных, конфигурированного таким образом, чтобы его мог читать по меньшей мере один процессор для выполнения компьютерного кода. Такой читаемый компьютером носитель для хранения данных может содержать и энергозависимый, и энергонезависимый носитель, съемный и несъемный носитель. В качестве примера, а не ограничений, такой читаемый компьютером носитель данных содержит носитель, реализованный с использованием способа или технологии, подходящей для хранения информации. Более подробно, к практическим примерам таких читаемых компьютером носителей относятся, не ограничиваясь носителями для доставки информации, ЗУПВ (RAM), ПЗУ (ROM), ЭСППЗУ (EEPROM), устройства флэш-памяти или устройства на основе других технологий памяти, CD-ROM, универсальные цифровые диски (digital versatile discs (DVD)), голографические носители или другие запоминающие устройства на основе оптических дисков, магнитные ленты, магнитные кассеты, запоминающие устройства на основе магнитных дисков и других магнитные запоминающие устройства.

Хотя здесь описаны примеры вариантов настоящего изобретения, следует отметить, что в эти варианты настоящего изобретения могут быть внесены разнообразные изменения и модификации, не отклоняясь от объема юридической защиты, определяемого прилагаемой Формулой изобретения. В прилагаемой Формуле изобретения слово «содержащий» не исключает другие элементы или операции, а неопределенный артикль “a” или “an” не исключает множественного числа. Простой факт, что между разными зависимыми пунктами Формулы изобретения имеются взаимные ссылки на какие-то меры или средства, не означает, что комбинация этих мер или средств не может быть применена с пользой.

Изобретение относится в основном к обработке сигналов и, в частности, к способу оценки и компенсации синфазной и квадратурной (In-phase and Quadrature (I/Q)) разбалансировки (In-phase and Quadrature (I/Q)), а также к соответствующей аппаратуре связи. Техническим результатом изобретения является возможность оценки и компенсации I/Q-разбалансировки в аппаратуре связи. Способ оценки синфазной и квадратурной разбалансировки (I/Q) в аппаратуре связи осуществляется с использованием адаптивного фильтра в закольцованной архитектуре аппаратуры связи для оценки и компенсации комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX. Эту комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX оценивают с использованием опорного сигнала и двух разных фазовых сдвигов между сигналом гетеродина (LO) передатчика TX и сигналом RX LO приемника. Полученные в результате две оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX используются для вычисления вкладов, вносимых по отдельности передатчиком TX и приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX. Вычисленные величины вкладов могут быть затем использованы для компенсации комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области. 3 н. и 15 з.п. ф-лы, 7 ил.

1. Аппаратура (100) связи, содержащая:

передатчик (TX) (102);

приемник (RX) (104); и

контур (106) фазовой автоподстройки частоты, конфигурированный для:

генерации сигнала гетеродина (local oscillator (LO)) передатчика TX и сигнала RX LO гетеродина приемника, и

последовательного создания первого фазового сдвига и отличного от него второго фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO,

в которой передатчик TX конфигурирован для:

генерации опорного сигнала, и

получения высокочастотного сигнала (RF) передатчика TX посредством квадратурного смешивания опорного сигнала с сигналом TX LO,

в которой аппаратура (100) связи дополнительно содержит закольцованный ВЧ-тракт (108), конфигурированный для передачи сигнала TX RF приемнику RX в качестве сигнала RX RF,

в которой приемник RX конфигурирован для получения представления опорного сигнала посредством квадратурного смешивания сигнала RX RF с сигналом RX LO, и

в которой передатчик TX (102) содержит адаптивный фильтр (110), конфигурированный для того, чтобы:

на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае первого фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получить первую оценку комбинированной частотно-зависимой синфазной и квадратурной разбалансировки (In-phase and Quadrature (I/Q)) (I/Q-разбалансировки) передатчика TX/приемника RX во временной области,

на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае второго фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получить вторую оценку комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области, и

на основе первой и второй оценок, определить вклад, вносимый каждым устройством - передатчиком TX и приемником RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX во временной области.

2. Аппаратура (100) связи по п. 1, в которой передатчик TX (102) конфигурирован для генерации опорного сигнала в виде псевдошумового сигнала или сигнала с ортогональным частотным уплотнением (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing (OFDM)).

3. Аппаратура (100) связи по п. 1 или 2, в которой адаптивный фильтр (110) конфигурирован для получения первой оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX и второй оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX с использованием одного из следующих алгоритмов - алгоритма минимальной среднеквадратической ошибки (Least-Mean-Square (LMS)), алгоритма LMS с нормировкой, алгоритма LMS с утечкой или рекурсивного алгоритма наименьших квадратов.

4. Аппаратура (100) связи по какому-либо одному из пп. 1-3, в которой второй фазовый сдвиг отличается от первого фазового сдвига на 90 градусов.

5. Аппаратура (100) связи по какому-либо одному из пп. 1-4, в которой передатчик TX (102) дополнительно содержит фильтр с конечной импульсной характеристикой (finite impulse response (FIR)) (КИХ) для предкомпенсации, конфигурированный для компенсации найденного вклада, вносимого передатчиком TX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX, и в которой приемник RX (104) содержит КИХ-фильтр для посткомпенсации, конфигурированный для компенсации найденного вклада, вносимого приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX.

6. Аппаратура (100) связи по п. 5, в которой каждый из фильтров - КИХ-фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации, имеет длину, предварительно заданную на основе требуемой точности компенсации вклада в I/Q-разбалансировку и/или требуемого объема вычислительных ресурсов, которые должны быть использованы для компенсации вклада в I/Q-разбалансировку.

7. Аппаратура (100) связи по п. 5 или 6, в которой КИХ-фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации конфигурированы для одновременной компенсации найденных вкладов, вносимых передатчиком TX и приемником RX, соответственно, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX.

8. Аппаратура (100) связи по какому-либо одному из пп. 5-7, в которой КИХ-фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации конфигурированы для компенсации найденных вкладов, вносимых передатчиком TX и приемником RX, соответственно, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, когда аппаратура связи работает в дуплексном режиме с разделением времени.

9. Аппаратура (100) связи по какому-либо одному из пп. 1-8, в которой передатчик TX (102) дополнительно содержит нелинейный усилитель мощности, конфигурированный для усиления сигнала TX RF, и в которой аппаратура (100) связи дополнительно содержит модуль цифрового процессора сигнала, конфигурированный для уменьшения нелинейных искажений, появляющихся в усиленном сигнале TX RF, с использованием цифрового алгоритма предварительных искажений.

10. Способ (200) оценки синфазной и квадратурной разбалансировки (I/Q) в аппаратуре связи, эта аппаратура связи содержит передатчик (TX), приемник (RX), контур фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) и высокочастотный (ВЧ) закольцованный тракт, соединяющий передатчик TX и приемник RX, в котором этот способ содержит:

(a) генерацию (S202), передатчиком TX, опорного сигнала;

(b) генерацию (S204), контуром ФАПЧ, сигнала гетеродина (LO) передатчика TX и сигнала RX LO;

(c) получение (S206), передатчиком TX, высокочастотного сигнала передатчика TX посредством квадратурного смешивания опорного сигнала с сигналом TX LO;

(d) передачу (S208) сигнала TX RF приемнику RX в качестве сигнала RX RF по закольцованному ВЧ-тракту; и

(e) получение (S210), приемником RX, представления опорного сигнала посредством квадратурного смешивания сигнала RX RF с сигналом RX LO,

в котором этапы (a)-(e) выполняют последовательно при первом фазовом сдвиге и при отличном от первого втором фазовом сдвиге между сигналом TX LO и сигналом RX LO, и

в котором этот способ дополнительно содержит:

(f) на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае первого фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получение (S212) первой оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области;

(g) на основе опорного сигнала и представления этого опорного сигнала в случае второго фазового сдвига между сигналом TX LO и сигналом RX LO, получение (S214) второй оценки комбинированной частотно-зависимой I/Q-разбалансировки передатчика TX/приемника RX во временной области; и

(h) на основе первой и второй оценок, определение (S216) вклада, вносимого каждым устройством - передатчиком TX и приемником RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX во временной области.

11. Способ (200) по п. 10, в котором этап (a) содержит генерацию опорного сигнала в виде псевдошумового сигнала или сигнала с ортогональным частотным уплотнением (OFDM).

12. Способ (200) по п. 10 или 11, в котором этапы (f) и (g) выполняют с использованием одного из алгоритмов - алгоритма минимальной среднеквадратической ошибки (LMS), алгоритма LMS с нормировкой, алгоритма LMS с утечкой или рекурсивного алгоритма наименьших квадратов.

13. Способ (200) по какому-либо одному из пп. 10-12, в котором второй фазовый сдвиг отличается от первого фазового сдвига на 90 градусов.

14. Способ (200) по какому-либо одному из пп. 10-13, дополнительно содержащий компенсацию (S218) найденных вкладов, вносимых каждым из устройств - передатчиком TX и приемником RX, в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX с использованием фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ) для предкомпенсации в передатчике TX и КИХ-фильтра для посткомпенсации в приемнике RX, каждый из фильтров - КИХ-фильтр для предкомпенсации и КИХ-фильтр для посткомпенсации, имеет длину, предварительно заданную на основе требуемой точности компенсации вклада в I/Q-разбалансировку и/или требуемого объема вычислительных ресурсов, которые должны быть использованы для компенсации вклада в I/Q-разбалансировку.

15. Способ (200) по п. 14, в котором найденные вклады, вносимые передатчиком TX и приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, компенсируют одновременно.

16. Способ (200) по п. 14 или 15, в котором найденные вклады, вносимые передатчиком TX и приемником RX в комбинированную частотно-зависимую I/Q-разбалансировку передатчика TX/приемника RX, компенсируют, когда аппаратура связи работает в дуплексном режиме с разделением времени.

17. Способ (200) по какому-либо одному из пп. 10-16, дополнительно содержащий:

усиление сигнала TX RF с использованием нелинейного усилителя мощности в передатчике TX; и

уменьшение нелинейных искажений, возникающих в усиленном сигнале TX RF, с использованием цифрового алгоритма предыскажений.

18. Читаемый компьютером носитель для хранения информации, при этом этот читаемый компьютером носитель для хранения информации содержит компьютерный код, при выполнении которого по меньшей мере одним процессором в аппаратуре связи эта аппаратура связи осуществляет способ по какому-либо одному из пп. 10-17.