Цифровой фильтр Советский патент 1988 года по МПК H03H17/00 

Вход РФ

7

(Л

ВшодРФ

-о

19

fv Выход ПФ

- ,ь

4; со j; ел

со СХ)

Фиг.1

I Изобретение откосится к радиотех- .и может быть использовано в многозвенных фильтрах.

Цель изобретения - упрощение пере стройки центральной частоты.

На фиг. 1 изображена электрическая структурная схема цифрового фильра; на фиг. 2 - граф цифрового фильтР.

Цифровой фильтр содержит первый 1, шестой 2, второй 3, третий 4, седмой 5, четвертый 6 и пятый 7 суммато piii, первый 8, второй 9, третий 10 и четвертый 11 элементы задержки, первый 12, третий 13, четвертый 14 и второй 15 умножители, первый 16 и второй 17 входы и первый 18 и второй 19 выходы.

Цифровой фильтр работает следую- цфм образом.

: Если цифровой фильтр используют В1качестве режекторного фильтра, то н низких частотах, где изменение сигналов в пределах одного или даже дзух периодов квантования весьма незначительно, коэффициенты передачи первого В, второго 9, третьего 10 и четвертого 14 элементов задержки мож н|) приближенно считать равными еди- нйце. Значение сигнала на выходе шестого сумматора 2 будет в основном определяться коэффициентом.передачи по следующим ветвям: первьв1 сумматор 1 - первый элемент 8 задержки - вто- . сумматор 3 - второй элемент 9 за дфржки - третий сумматор 4 третий 3jiieMeHT 10 задержки - четвертый эле- 11 задержки - четвертый сумма- 6; третий сумматор 4 - четвертый сумматор 6; шестой сумматор 2 - пер- вЫй умножитель 12 - второй сумматор 3 - второй элемент 9 задержки - третий сумматор 4 - третий элемент 10 задержки - второй умножитель 15 шестой сумматор 2.

Элементарное суммирование по вышеуказанным ветвям дает общий коэффициент передачи, примерно равный единице .

На высоких частотах (близких к половине частоты квантования) коэффициенты первого 8, второго 9, третьего 10 и четвертого 11 элементов за- держки устремляются к минус единице. Суммирование коэффициентов передач по вьппеуказанным ветвям и в этом случае дает общий коэффициент, значение которого примерно равно единице .

На средних частотах за счет фазового сдвига в первом 8, втором 9, третьем 10 и четвёртом 11 элементах задержки увеличивается глубина частотно-зависимых обратных отрицательных связей, обусловленных ветвями: второй умножитель 15 - седьмой сумматор 5 - четвертый умножитель 14 - третий сумматор 4, второй умножитель 15 - седьмой сумматор 5 - четвертый умножитель 14 - первый сумматор 1, второй умножитель 15 - седьмой сумматор 5 - третий умножитель 13 - третий сумматор 4, второй умножитель 15 седьмой сумматор 5 - третий умножитель 13 - шестой cyiviMHTop 2 - пер- вьй умножитель 12 - второй сумматор 3, В результате на средних частотах происходит ослабление коэффициента передачи фильтра, а на некоторой частоте, ijoTopart определяется значениями коэффициентов первого 12 и второго 15 умножителей он становится равным нулю. Крутизна АЧХ фильтра определяется степенью компенсации отсчетов на выходе четвертого сумматора 6 с помощью изменения величин коэффициентов третьего 13 и четвертого 14 умножнт-злей, которые определяют высоту режекции. Таким образом, выход четвертого сумматора б является выходом режекторного фильтра.

I

Если цифровой фильтр использовать

в качестве полосового фильтра с учетом вьш1еизложеннь Х приближений, то коэффициент передачи как на низких, так и на высоких частотах (бпнзки- к половине частоты квантования) будет в основном определяться по четы- .рем ветвяьЕ: первый сумматор 1 - пер,- вый элемент 8 задержки - второй сумматор 3 - второй элемент 9 задержки - третий сумматор 4 - третий элемент 10 задержки - четвертый элемент 11 задержки - пятьш сумматор 7; первый вход 16 - третий сумматор 4 - пятый сумматор 7 второй вход 17 - третий . сумматор 4 - третий элемент 10 задержки - четвертый элемент 11 задержки - пятый сумматор 7-, первый сумматор 1 - первый элемент 8 задержки второй сумматор 3 - второй элемент 9 задержки - третий,сумматор 4 - пятый сумматор 7. Элементарное суммирование по вьшгеуказанным ветвям как на низких, так и на высоких частотах

дает общий коэфс1)ициент передачи, примерно равный нулю. Это обусловлено тем, что на инвертирующем и неинвер- ткрующем входах пятого сумматора 7 на рассматриваемых частотах отсчеты сигнала приближенно равны по амплитуде и практически скомпенсируют друг друга,

При рассмотрении средних частот подъе -) АЧХ для полосового фильтра будет определяться теми же частотно- зависимыми обратными связями, что и в случае режекторного фильтра. Крутизна АЧХ полосового фильтра опреде-

пф 21-2Z +Z

1 -2od(2A+B) (2А Л) +2А+В-1) (.2A-B) + (1 -2В) Z

г

Q j

ляется степенью компенсации отсчетов на выходе пятого сумматора 7 с помощью изменения неличин коэффициентов третьего 13 и четвертого 14 умножителей. Центральная частота при этом регулируется с помощью двух идентичных первого 12 и второго 15 умножителей.

Таким образом, выход пятого сумматора 7 является выходом полосового фильтра.

Передаточные функции цифрового фильтра, найденные с помощью графа (фиг. 2) в Z-штоскости имеют вид:

-4

Изобретение относится к радиотехнике и м.б. использовано в многозвенных фильтрах. Цель изобретения - упрощение перестройки центральной частоты. Цифровой фильтр содержит пять су 4маторов 1,3,4,6,7, два элемента 8,9 задержки, четыре умножителя 12,15,13,14, входы 16,17, выходы 18,19, Для достижения цели введены еще два сумматора 2,5 и JjBa элемента 10,11 задержки. Цифровой фильтр может быть использован в качестве режектор- ного фильтра либо полосового фильтра. Переход от одного вида фильтра к другому осуществляется путем выбора соответствунядего входа и выхода устройства. 2 ил.

l-AciZ +2Z -4ftLZ Vz

Ирф( ) 1-2oi(2A+ByZ- 4-2(2Aci42A+B-)Z

-2ciC2A-B)Zoi, - коэффициент умножения первого 12 и второго 15 умно- хштелей;

В - коэффициенты умножения

третьего 13 и четвертого 14 умножителей,

Формула изобретения

. Цифровой фильтр, содержащий последовательно соединенные первый тор, первьгй элемент задержки, второй сумматор, второй элемент задержки, i третий сумматор и четвертый сумматор, пятый сумматор, выход которого является первым выходом цифрового фильтра, первый умножитель, выход которого соединен с вторым входом второго сумматора, второй умножитель, выход которого соединен с вычитающим входом четвертого сумматора, третий умножитель, выход которого соединен с вто- рым суммирующим входом третьего сумматора, а также четвертый умножитель, отличающийся тем, что, с целью упрощения перестройки центральной частоты, в него введены последовательно соединенные третий элемент задержки, вход которого сое

динен с вычитающим входом пятого сумматора, и четвертый элемент задержки.

-2ciC2A-B)Z +(T-2B)Z5

0

5 0 5

0

выход которого соединен с третьим входом четвертого сумматора, с суммирующим входом пятого сумматора и первым вычитойощим входом первого сумматора, первый суммирующий вход которого соединен с вычитающим входом третьего сумматора и является первым входом цифрового фильтра, а второй вычитающий вход соединен с третьим суммирующим входом третьего сумматора и соединен с выходом четвертого умножителя, шестой сумматор, первый вычитающий вход которого соединен с вторьм суммирующим входом первого сумматора, с четвертым суммирующим входом третьего сумматора и является вторым входом цифрового фильтра, второй вычитаю.;ий вход - с выходом третьего умножителя, а выход соединен с входом первого умножителя, а также седьмой сумматор, суммируюгдий вход которого соединен с выходом второго умножителя, вычитающий вход соединен с пятым входом третьего сумматора и с выходом четвертого элемента задержки, а вьтход соединен с входами третьего и четвертого умножителей, при этом, выход четвертого сумматора является вторым выходом цифрового фильтра.

В код Л(Р

ffljfXffdPijo

2 ГI f/)( ---э.л9К)

(Pus. 2