Способ управления непосредственным преобразователем частоты Советский патент 1992 года по МПК H02M5/27 

ность выходного тока при работе на RL-на- грузку (для этой цели в инверторы вводят обратные диоды). Это, в свою очередь, приводит к появлению перенапряжений в схеме ключа и, как следствие, снижает надежность работы всей схемы преобразователя частоты.

Известен способ управления непосредственным преобразователем частоты, заключающийся в том, что параллельно силовым ключам включают RCD-демпфиру- ющие цепочки, которые одновременно с введением индуктивностей в коллекторные цепи ключей формируют траекторию переключения ключей, обеспечивая работу полу- проводниковых элементов ключей в безопасной области 2.

Однако введение демпфирующих цепочек неизбежно приводит к потерям энергии в них и, как следствие, к уменьшению обще- го КПД устройства, что вызывает необходимость решения ряда вопросов, связанных с ограничением нагрузки транзисторов за счет перезаряда L- и С-элементов схемы ключа и отводом накопленной в них энер- гии.

Возможно построение демпфирующих цепочек с малыми потерями, однако они отличаются сложностью схемы и большим количеством элементов, кроме того , слож- но обеспечить необходимые границы их работы по частоте и скважности.

Одной из важных задач при построении таких схем является уменьшение величины демпфирующей емкости до минимально возможного значения, определяемого параметрами полупроводникового прибора. Это позволяет уменьшить потери мощности и одновременно уменьшить величину зарядного тока данной емкости через сило- вой ключ преобразователя частоты.

Наиболее близким к предлагаемому является способ управления непосредственным преобразователем частоты, при котором формируют задержку импульсов управления не включение следующего по алгоритму работы ключа в каждой выходной фазе преобразователя, начиная с момента выключения предыдущего ключа независимо от величины тока в нем. Данный способ управления реализован в непосредствен- ном преобразователе частоты на ключах переменного тока, выполненных на основе включения полностью управляемого полупроводникового прибора в диагональ постоянного тока диодного моста и содержащих последовательные RLD- и параллельные RCD-демпферы З.

Однако выбор величины демпфирующей емкости при известном способе не учитывает реальных особенностей полупроводниковых элементов ключа, которые характеризуются временем рассасывания, в свою очередь, от тока, протекающего через полупроводниковые элементы ключа в момент выключения. Поэтому величина демпфирующей емкости должна быть выбрана из условия заряда ее током нагрузки в течение максимального времени задержки включения следующего по алгоритму работы ключа. Это время определяется как сумма времени рассасывания и спада тока полупроводникового элемента ключа. Чем больше эта сумма, тем больше величина емкости и, как следствие, больше потери энергии, связанные с перезарядом L- и С- элементов силового ключа преобразователя.

Цель изобретения - сокращение потерь энергии в преобразователе частоты путем уменьшения величины демпфирующей емкости параллельного RCD-демпфера при одновременном уменьшении зарядного тока этой емкости.

Поставленная цель достигается тем, что при способе управления непосредственным преобразователем частоты, выполненным по нулевой или мостовой схеме на полностью управляемых ключах с двусторонней проводимостью, содержащих последовательный RLD- и параллельный RCD-демпферы. а также устройство управления, обеспечивающее повторяющуюся последовательность импульсов управления полностью управляемыми ключами, причем полностью управляемый полупроводниковый элемент ключа включен к диагональ постоянного тока однофазного диодного моста, при котором формируют задержку импульсов управления на включение следующего по алгоритму работы ключа в каждой выходной фазе преобразователя, начиная с момента выключения предыдущего ключа независимо от величины тока в нем. в момент выключения ключа измеряют ток полностью управляемого полупроводникового элемента ключа, а задержку на включение следующего по алгоритму работы ключа вводят с момента достижения током выключаемого ключа нулевого значения. Кроме того, дополнительно измеряют величину тока нагрузки, напряжение между входами выключаемого и включаемого ключей, а величину указанной задержки устанавливают пропорционально отношению величины упомянутого напряжения к величине тока нагрузки в момент коммутации.

Ожидаемый от использования данного технического решения положительный эффект основан на уменьшении потерь в преобразователе частоты за счет уменьшения величины демпфирующей емкости параллельного RCD-демпфера при одновременном увеличении зарядного тока этой емкости. При этом величина задержки на включение следующего по алгоритму работы ключа уменьшается до минимума.

На фиг.1 дана общая схема непосредственного преобразователя частоты, включенного по нулевой схеме (а), и схема полностью управляемых ключей переменного тока на запираемом тиристоре (б) и транзисторе (в): на фиг. 2 - часть схемы двух- фазно-однофазного непосредственного преобразователя частоты при переключении тока нагрузки с фазы на фазу; на фиг.З - временные диаграммы сигналов управления и токов полностью управляемых ключей, а также напряжений и токов емкости демпфера RCD; на фиг.4 - схема, реализующая данный способ управления; на фиг. 5 - диаграммы сигналов управления и токов преобразователя с учетом напряжения входной сети UAS; на фиг.6 - пример схемы, реализующей предложенный способ управления с использованием датчиков напряжения сети и тока нагрузки; на фиг.7 - диаграммы, поясняющие принцип работы схемы.

Рассмотрим реализацию предложенного способа управления, используя схему непосредственного преобразователя частоты (фиг.1). Непосредственный преобразователь частоты содержит полностью управляемые ключи 1-9 переменного тока, датчики 10-12 напряжения сети, датчики 13-15 тока нагрузки ZA-ZC. выводы А. В, С для подключения питающей сети (фиг 1а). Полностью управляемые ключи 1-9 выполнены по схеме включения полностью управляемого полупроводникового прибора (запираемого тиристора 16 или транзистора 17) в диагональ постоянного тока однофазного диодного моста 18-21 (фиг. 16, в), причем полностью управляемый полупроводниковый прибор снабжен как последовательным 22-24 RLD-, так и параллельным 25-27 RCD- демпферами, а также содержит датчик 28 анодного тока тиристора 16 или коллекторного тока транзистора 17 соответственно.

Сущность предлагаемого способа состоит в том, что в момент выключения силового ключа 1-9 измеряют с помощью датчика 28 ток полностью управляемого полупроводникового элемента ключа, а задержку на включение следующего по алгоритму работы ключа данной выходной фазы преобразователя вводят с момента достижения этим током нулевого значения. Кроме того, измеряют величину тока.нагрузки ZA-ZC с

помощью датчиков 13-15 тока нагрузки и линейное напряжение между входами выключаемого и включаемого ключей с помощью датчиков 10-12 напряжения и

величину указанной задержки устанавливают пропорционально отношению величины упомянутого напряжения к величине тока нагрузки в момент коммутации.

Рассмотрим реализацию способа на

примере переключения тока нагрузки в двухфазно-однофазном непосредственном преобразователе частоты (фиг.2), силовые ключи которого собраны на основе запираемых тиристоров.

Пусть до момента времени to ток нагрузки (1к1, фиг.З) проходит запираемый тири- стор 16 ключа 1(фиг.2). В момент ьтиристор 16 выключается (Uynp.i). Так как выключение тиристора (или транзистора) происходит не

мгновенно, то ток через него продолжает протекать в течение времени рассасывания до момента tafrpec , t3-to) и спадает до нуля в течение времени спада (tc t4-t3). Поэтому на интервале времени to. t3 в запираемом

тиристоре 16 ключа 1 ток не изменяется и спадает на интервале t3, t4. Начиная с момента времени и (фиг.З) с задержкой ts - , т.е. в момент времени ts, импульс управления подается на тиристор 16 кг-с-j

2 (Uynp. 2) и ток нагрузки переходит в ключ 2. На интервале времени ts, ts ток нагрузки замыкается через демпфирующую емкость 27 (фиг.2) ключа 1, заряжая ее током нагрузки до напряжения (предполагая, что ток в

полупроводниковом элементе уменьшается линейно)

Uc-(|+tJ

(1)

Поэтому минимально возможная вели- 0 чина демпфирующей емкости определяется из условия заряда ее максимально допустимым током нагрузки до максимального напряжения сети. Если ток нагрузки изменяется (соответственно IH и на э фиг.З), то и время рассасывания неосновных носителей в полупроводниковом элементе ключа также изменяется. В этом случае

t pac. - tl - to

tc -tc-ta-ti,

0 где t pec время рассасывания при токе Ik,.

t c - время спада, которое практически не изменяется в зависимости от тока через полупроводниковый элемент ключа.

В этом случае время t 3 - t3 - t2 -1 на включение следующего ключа 2 отсчитывается с момента t2, а импульс управления на включение ключа 2 подается в момент и

(Uynp.2. фИГ.З).

Если предположить, что во втором случае при токе lid lki/2 система управления не следит за током ключа 1. э время рассасывания также уменьшается пропорционально, то импульс управления на включение ключа 2 необходимо подавать в момент ts и, следовательно, время задержки в выражении (1) можно определить как т э ts t2. поэтому при той же емкости конденсатор заряжается до большего напряжения Uc. что приводит к необходимости увеличения величины демпфирующей емкости и, следовательно, к увеличению потерь в демпфирующей цепи.

На фиг.4 представлен пример схемы управления, позволяющей осуществить способ управления ключами 1 и 2 (фиг.2). Сигнал с датчика 28 тока полупроводникового элемента ключа 1 сравнивается с помощью компаратора 29 с нулевым уровнем и далее поступает на вход триггера 30. На второй вход этого триггера поступает сигнал с системы управления без задержки Uynp.1. Аналогичный процесс происходит в канале управления вторым ключом схемы. Сигналы управления Uynp.1 и Uynp.2, поступающие на вторые входы триггеров 30. устанавливают последние в нулевое состояние, запрещая таким образом одновременное появление сигналов управления на обоих ключах. Как только на выходе компаратора 29 появляется отрицательный перепад (т.е. ток через полупроводниковый элемент падает до нуля), триггер 30 изменяет свое состояние на противоположное (высокий уровень), разрешая таким образом прохождение сигнала через логический элемент 31. Таким образом, на выходах логических элементов 31 схемы формируются сигналы управления Uynp.1 и Uynp.2 с переменной задержкой между ними, которая зависит от времени рассасывания носителей заряда полупроводниковых элементов ключей 1 и 2 при их выключении.

Если за время задержки включения следующего по алгоритму работы ключа 2 конденсатор 27 (фиг.2) демпферной емкости ключа 1 зарядится до величины меньшей, чем напряжение UAB. то в момент включения ключа 2 он начинает заряжаться до величины напряжения UAB и,следовательно,через ключ 2 протекает зарядный ток по цепи диоды 18 и 19 силового ключа 1 - индуктивность 24 - демпферный диод 26- емкость 27 ключа 1 - диоды 20 или 21- индуктивность 24 - тиристор 16 - диоды 18 и 19 силового ключа 2, величина которого в ключе 2 суммируется с током нагрузки. Поэтому, если величину

0

5

0

5

указанной задержки регулировать так, что напряжение демпферной емкости Uc - UAB в каждый момент коммутации, то ток доза- ряда этой емкости практически равен нулю.

Поясним это на примере диаграмм, приведенных на фиг.5. Пусть рассмотренная выше задержка вводится с момента времени to. К моменту времени включения ключа 2 напряжение на демпфирующей емкости достигает уровня напряжения UAB. В следующий момент коммутации при том же токе нагрузки и большем напряжении сети UAB для того, чтобы конденсатор 27 ключа 2 (фиг.2) зарядился до этого напряжения, величина задержки на включение ключа 1 должна быть увеличена tai -14 - tz, что больше, чем Хз. В противном случае конденсатор 27 ключа 2 дозаряжается до напряжения UAB от питающей сети, что вызывает увеличение тока через ключ 1 (ток Icj. фиг.5).

Таким образом, если величину задержки Ь регулировать в зависимости от напряжения питающей сети и тока, протекающего в нагрузке, то можно уменьшить ток заряда демпфирующей емкости от питающей сети до минимальной величины. Это подтверждается формулой (1), из которой следует (без учета заряда Uc во время спада )к)

30

ис ;

Uc

(2)

5

0

5

0

5

Из выражения (2) следует, что t3 необходимо устанавливать пропорционально отношению величины напряжения сети к величине тока нагрузки в момент коммутации. При этом напряжение на демпфирующем конденсаторе к моменту включения следующего по алгоритму работы ключа всегда будет равно линейному напряжению питающей сети, что исключает протекание зарядного тока от питающей сети.

Практически данное предложение, определяемое выражением (2), может быть реализовано схемой, приведенной на фиг.4, путем введения в нее между точками а и б устройства 32 задержки, которое регулирует эту задержку в зависимости от тока нагрузки и напряжения сети в момент коммутации. Возможный вариант реализации такого устройства приведен на фиг.6.

Сигнал с выхода компаратора 29 запускает своим задним фронтом ждущий генератор 33 пилообразного напряжения, сигнал с выхода которого сравнивается с суммой сигналов датчика 11 напряжения и датчика 13 тока нагрузки (фиг.2), приведенных в соответствие масштабирующими усилителями 34 и 35, соответственно посредством компаратора 36. Сигнал с выхода компаратора 36 (фиг.6) поступает далее

на вход триггера 30 (фиг.4), а также срывает генерацию ждущего генератора 33 пилообразного напряжения. Таким образом, задержка заднего фронта с выхода компаратора 36 в момент коммутации пропорциональна отношению величины напряжения к величине тока нагрузки, что позволяет исключить броски зарядного тока демпфирующей емкости выключаемого ключа.

Предлагаемый способ позволяет уменьшить потери энергии в демпфирующей емкости ключа за счет уменьшения ее величины до минимальной, а также устранить ток дозаряда емкости демпфера от питающей сети, что позволяет уменьшить установленную мощность силовых ключей, преобразователя частоты и повысить надежность устройства в целом,

Формула изобретения 1. Способ управлен. з непосредственным преобразователем частоты, выполненным по нулевой или мостовой схеме на полностью управляемых ключах с двусторонней проводимостью, содержащих последовательный RLO- и параллельный RCD-демпферы, а также устройство управления, обеспечивающее повторяющуюся последовательность лмпульсов управления полностью управляемыми ключами, причем

полностью управляемый полупроводниковый элемент ключа включен в диагональ постоянного тока однофазного диодного моста, заключающийся в том, что формируют задержку импульсов управления на включение следующего по алгоритму работы ключа в каждой выходной фазе преобразователя, начиная с момента выключения предыдущего ключа, отличающийся

тем, что, с целью сокращения потерь энергии в преобразователе частоты путем уменьшения величины демпфирующей емкости параллельного RCD-демпфера при одновременном уменьшении зарядного тока этой

емкости, в момент выключения ключа измеряют ток полностью управляемого полупроводникового элемента ключа, а задержку на включение следующего по алгоритму работы ключа вводят с момента достижения током выключаемого ключа нулевого значения.

2. Способ по п. 1,отличающийся тем, что дополнительно измеряют величину фазного тока нагрузки и линейное напряжение между входами выключаемого и включаемого ключей, а величину указанной задержки устанавливают пропорционально отношению величины упомянутого напряжения к величине тока нагрузки в момент

коммутации.

«)

Изобретение относится к г реобрэзо- вательной технике, а именно к способам управления непосредственным преобразователем частоты. Цель изобретения - сокращение потерь энергии в преобразователе частоты за счет уменьшения величины демпфирующей емкости параллельного RCDИзобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано при построении непосредственных преобразователей частоты, предназначенных, на- пример, для частотно управляемых электроприводов или автономных систем электроснабжения. Известен способ управления непосредственными преобразователями частоты, выполненными на полностью управляемых ключах на основе включения полупроводникового прибора в диагональ постоянного тодемпфера при одновременном уменьшении зарядного тока этой емкости. Способ реализуется в непосредственном преобразователе частоты, выполненном на основе ключей переменного тока, в которых полностью управляемый полупроводниковый элемент включен в диагональ постоянного тока диодного моста и содержит параллельный RCD-демпфер. Предлагаемый способ управления учитывает время рассасывания полностью управляемого элемента в момент коммутации силовых ключей преобразователя. В этот момент измеряют ток полностью управляемого полупроводникового элемента ключа, который выключается. а задержку на включение следующего по алгоритму работы ключа вводят с момента достижения током выключаемого ключа нулевого значения. Дополнительно измеряют также величину фазного тока нагрузки и линейное напряжение между входами выключаемого и включаемого ключей, а величину указанной задержки устанавливают пропорционально отношению величины упомянутого напряжения к величине тока нагрузки в момент коммутации. 1 з.п. ф-лы, 7 ил. ка однофазного диодного моста, заключающийся в том, что формируют задержку импульсов управления на включение следующего по алгоритму работы ключа в каждой выходной фазе преобразователя, начиная с момента выключения предыдущего ключа этой фазы независимо от величины тока в нем 1J. Однако в непосредственных преобразователях частоты при введении паузы на включение силового ключа не обеспечивается как, например, в инверторах непрерывЈ 1 О SJ S сх

rz

и

г ngiiL

yPt VX)/,

w гэ

К

5-i--

Фи. I.

3

,1

fc 25

-и

tfУ

Ј

.ХРс ц

6

ъРЧ

17

U у пр.

fl о

ГР

КС-

i V0i

II- ff: -I

г/

в

i V0i

с

5

ИГ . I

I,гз

ГУ

2V

ьН

8

/

-f ff: -I

I ,.I

lt)4Л

tfyp«

Vui S

Иль °

Фи, 6.

t

&,.

А

Фиг.