Способ управления вентильным преобразователем Советский патент 1992 года по МПК H02M7/12 

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в системах прямого цифрового управления вентильными преобразователями, в частности в приводах постоянного тока с вентильными поеобразователями.

Качество управления преобразователем при применении предлагаемого способа повышается за счет линеаризации регулировочной характеристики преобразователя совместно с нагрузкой в режиме прерывистых и непрерывных токов,

Известны способы и устройства, обеспечивающие линеаризацию регулиро- гочной характеристики вентильного преобразователя, основанные на использовании следующих принципов линеаризации естественной характеристики звена вентильный преобразователь-нагрузка (ВП-Н): линеаризация в функции тока с запаздыванием на период дискретности ВП, линеаризация в функции интеграла от напряжения на вентиле в интервале отсутствия тока (бестоковой паузы); линеаризация в функции сигнала задания на входе устройства управления ВП и ЭДС нагрузки.

Зависимость тока нагрузки и напряжения на вентиле от несимметрии амплитуд и фаз источника питания ВП снижает точность линеаризации характеристик звена ВП-Н, а импульсный характер этих величин усложняет практическую реализацию этих способов в конкретных устройствах.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является способ управления ВП, заключающийся в том, что формируют сигнал задания, измеряют ЭДС нагрузки, формируют сигнал управления преобразователем в режиме прерывистого тока как однопараметриче- скую нелинейную функцию алгебраической суммы модулей сигнала задания и сигнала ЭДС, причем знак суммы является логиче w

ы ю

Јь

ел

4

ской функцией знаков сигнала задания и сигнала ЭДС.

В качестве однопараметрической нелинейной функции в способе используется компенсирующая нелинейная зависимость, обратная нелинейной зависимости тока нагрузки ВП от сигнала управления (угла управления) преобразователя при ЭДС нагрузки, равной 0. Логической функцией является функция ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ знаков сигнала задания и сигнала ЭДС нагрузки.

Повышение точности достигнуто за счет компенсации нелинейности звена ВП-Н как в области непрерывных, так и в области прерывистых токов и малой инструментальной погрешности. В известном способе формируют уставку тока, измеряют ЭДС нагрузки, формируют сигнал управления преобразователем, пропорциональный углу управления, сравнивают сигнал управления с опорным сигналом и в моменты равенства формируют импульсы управления ВП. Точность способа достигается тем, что задают граничное значение тока уставки и для токов уставки, превышающих граничное значение, определяют сигнал управления из функциональной зависимости для режима непрерывного тока (РЫТ), а для токов уставки, меньших граничного значения, определяют сигнал управления из функциональной зависимости для режима прерывистого тока (РПТ),

Недостатком известного способа является то, что в области прерывистых токов не учитывается зависимость компенсирующей нелинейности от изменения параметров нагрузки в ходе эксплуатации при замене кон- плекта ВП-Н на комплект с другими характеристиками (числом фаз, сопротивлением и индуктивностью нагрузки), что приводит к потере точности при стыковке характеристик режимов непрерывного и прерывистого тока.

Цель изобретения - повышение точности управления звеном ВП-Н за счет уменьшения чувствительности компенсирующей нелинейности к изменению параметров этого звена.

Поставленная цель достигается тем, что согласно способу сигнал управления преобразователем v пропорционален углу управления V, который для токов уставки I г определяется из выражения

fhp О, Ен) VH(, Ен) + (KHI).

где v(, Ен)-значение сигнала управления вРНТ,

(M-tflp (КН1)-Ш(1,0), fH(l,0)-значение сигнала управления в РНТ

при Ен 0, причем угол v°p (KHI)-определяется из нормированного уравнения

JЈ ..„.(,-вН

n esm p-Q exp ctflOH,

а угловая длительность Я определяется уравнением

&4 + A-9)-sin(;)enp-9)exp(. Actg9)0,

где Ен - абсолютное значение ЭДС нагрузки;

Em - амплитуда ЭДС ВП; 0 arctg( LH/RH) - угол нагрузки; Кн 2л: /(mcos 0) - нормирующий коэффициент;

RH,U - сопротивление и индуктивность нагрузки;

ш0 частота сети; m - число фаз преобразователя.

Компенсация нелинейности по предлагаемому способу заключается в том, что характеристика преобразователя в режиме непрерывного тока определяется как нели- нейная двухпараметрическая зависимость, обратная зависимости тока преобразователя от ЭДС нагрузки и угла управления, прямая зависимость имеет вид для относительных значений тока и без учета коммутационного падения напряжения

где I - icp - абсолютная величина тока; Rn

Ен Ј Em - абсолютная величина ЭДС нагрузки.

С учетом коммутационного падения напряжения

VKdetf H l - r,

1(2)

ГД6 Kdc 1 + m Шо Тф/2 п постоянная вРе- мени фазы трансформатора;

1Г -: sin - sin (vr + -) -Ј-граничное

значение тока преобразователя;

Vr - граничное значение угла управле- ния, определяемое из уравнения

osefsin + -el sinlveg-eM-o,

2 71

где Dr ехр(- - ctg ©).

Абсолютное значение граничного тока

, Em. Ir - -р- 1г.

Для режима прерывистого тока прямая зависимость тока от угла управления может быть записана в виде

™Г . - /л М cl™

icp (3)

не содержащей в явном виде зависимости icp от угла нагрузки 0.

Известно эквивалентное (3) выражение

icp fco59|cosp-9l-co5 + A-G) + + 5;«09 «Q-eKO-l)-(,

где Я-угловая длительность импульса тока, которое содержит явную зависимость от ©. Переменная л удовлетворяет уравнению

Ј - cos Э sin (v - 0 + А) - Е - cos 0 sin (г1 - 0) D

При определении обратной зависимости для компенсирующей нелинейности в режиме непрерывного тока РНТ угол управления преобразователем в соответствии с (1)

dl и

ч If , Em Em(5)

V --arcsmпри U Ir ;

го

k

m

где Km -r sin -, I - ток уставки, Kdc 1, что

не снижает общности предлагаемого решения

Нелинейная зависимость (5) является функцией суммы двух переменных, что существенно упрощает табличную компенсацию. От угла нагрузки 0 выражение (5) не зависит. Компенсация нелинейности в РНТ совпадает с принятой в известном способе. При переходе в режим прерывистого тока с щественно обеспечить стыковку обратной нелинейности (5) с компенсирующей нелинейностью, получаемой из (3) или (4) для режима прерывистого тока (РПТ).

В способе-прототипе это сделано с использованием явной зависимости

л /- 1 агс51И

получаемой из (3) что приводит к двухпара- метрической обратной нелинейности, для

0

5

0

5

0

5

0

5

0

5

которой граничное значение угла управления v сильно зависит от ЭДС е и угла нагрузки 0, а коэффициент передачи зависит от 0 и от Ј . При наладке и эксплуа- тации зависимости от угла нагрузки 0 имеет определяющее значение, так как зависимость граничного значения vr от Е учитывается в выражении (5), а слабой зависимостью коэффициента передачи от Ј в режиме прерывистого тока можно пренебречь.

Важно обеспечить гладкое сопряжение характеристик звена ВП-Н в РНТ и РПТ, так как отсутствие такого сопряжения приводит к потере точности из-за скачков коэффициента передачи.

На фиг. 1 изображена нелинейная зависимость тока якоря от угла управления I т(г)дяя режимов непрерывного и прерывистого токов; на фиг 2 аб - зависимости граничного тока от tg 0 для нормированной iro f (0) и ненормированной кривых ir f( 0)м зависимости нормированного Кд/ и ненормированного коэффициентов передачи от угла 0 ; на фиг. 3 - зависимости сигнала управления преобразователем от кода управления и кода ЭДС; на фиг. 4 - схема устройства, реализующего предложенный способ. Кривые 1 и 2 представляют нелинейность (5) для двух значений ЭДС нагрузки к . Кривые 3 и 4 соответствуют различным значениям угла нагрузки при Ј О, а кривые 5 и 6 - при ь Q.

Из фиг. 1 видно, что при изменении ©существенно изменяется и коэффициент передачи Kitt д /dv в режиме прерывистого тока. Изменение Ј не оказывает существенного влияния на коэффициент передачи во всяком случае при Ј 0,5, и на изменение граничного тока. Грацией двух режимов является горизонтальная прямая lr const при Ј 0. Однако ордината этой прямой зависит от угла нафузки ©, также как и коэффициент Kiv Учет этой зависимости возможен или путем использования семейства кривых вида (3), (4) или путем использования одной кривой, нормированной таким образом, что зависимость lr и Мот угла нагрузки учитывается нормирующим множителем.

Для определения нормирующего множителя представим (4) в виде

icp cos 0ido (v,E),

Ј. Jlj

и далее, положив Ј 0, имеем

ido (у , 0) COS (l - 0) -

- cos (v + А - ©) + tg 0 sin (v - 0) (D - 1). Учитывая, что icp IRn/Em, можно записать

-Ки1 м«Д.

Сцл

-т

Смысл такого представления в том, что ido (v, Е) очень слабо зависит от угла нагрузки 0 и может использоваться в качестве нормированной кривой для определения Vnp по значениям уставки I. От угла нагрузки и фазности ВП зависит только нормирующий множитель Кн. Слабая зависимость нормированной кривой от угла нагрузки иллюстрируется кривыми фиг. 2. На фиг. 2а, б видно, что для нормированных кривых.отно- сительное изменение этих параметров не превышает 10% даже при больших изменениях 0, для ненормированных кривых соответствующие изменения на порядок выше. Практически нормированную характеристику ido( v , Q можно считать независимой от изменения угла 0. Чувствительность характеристики ВП в РПТ к изменению угла нагрузки и фазности определяется только нормирующим множителем Кн. При значительных изменениях гл и 0, вызванных заменой комплекта ВП-Н выбором коэффициента

Гладкое сопряжение кривых при использовании предлагаемого способа требует табличного задания кривой поправки Afnp (Кн) для РПТ, которая вычисляется из

5 выражения (6). В итоге предлагаемый способ использует следующие табличные зависимости для определения угла управления v по заданной уставке тока I и измеренному значению ЭДС нагрузки Ен

10 в РНТ угол управления при I lr

HU.E«)efr-Ј-apcsin

R.I Е

4 -

Em -E

(7)

К

т

в РПТ при I г

20

Vnp (I , Ен) VH (I , Ен) + Avhp ()y

Дгц,(Кн1)1Яр(К„1) -i(l.O)

(8)

где VH (I , 0) - значение угла управления, рассчитанное для РЫТ при Ен 0.

25Значение угла v°p (KJ) определяется из

трансцедентного уравнения

Сущность изобретения: в соответствии со способом управления преобразователем сравнивают уставку тока с граничным значением, и, если уставка меньше граничного значения, то угол управления преобразователем формируют с использованием зависимости, нормированной в функции параметров звена вентильный преобразователь - двигатель. 4 ил.

Кн

2 я Rn m cos 0 Em

при наладке устраняется основная составляющая этой зависимости. Оставшаяся составляющая определяется изменением cos© при нагреве в ходе эксплуатации. Пои этом активное сопротивление звена ВП-Н меняется не более чем на 20-30%. Поскольку полное сопротивление нагрузки ZH RH/COS 0, И при

m Em

постоянных m и Em чувствительность Кн к изменению RH определяется производной

dZM с}

RH

jf-F R2 JFT C050оки с Кил|Хн4-Кн

Соответственно при изменении A RH/RH даже на 30% изменение в несколько раз меньше и его можно не компенсировать.

Точность предлагаемого способа повышается не только за счет малой чувствитель- ности нормированной кривой (6), но и за счет обеспечения ее гладкого сопряжения с нелинейностью (5) в РЫТ. Это достигается благодаря тому, что обеспечить гладкое сопряжение единственной кривой (6) с кривыми семейства (5) можно значительно точнее, чем сопрягать два семейства кривых.

KHI COS ( - 0) - COS (fnp +Я - 0) +

+ tg0sin()(D-l). (9)

а угловая длительность тока А - из трансцендентного уравнения:

Sin (Vnp + А - 0) Sin (Vnp - ©)

exp(-Actg0).(10)

Выражения (9), (10) получены из полных выражений для среднего тока и угловой длительности тока, в которых принято Ен/Ет 0.

В соответствии со способом при формировании сигнала управления преобразова- телем V Kvf значение угла управления в РЫТ определяется выражением (5). При цифровой реализации устройства входными

переменными являются код установки тока Р

Ny Ki и код ЭДС нагрузки Nfc(CEH/Em.

tm

Максимальное значение тока определяем из (1) при глпш л/2 - л/m и е 00, откуда

5

т - Acpmnax

-tn го

7

тг- -xrSm- К RH fr w

m

RH

Максимальное значение ЭДС ЕНтах КтЕт. После подстановки нетрудно получить

Nymax KiKml K Km.

Представим I и Ен в виде Ч

Т 1Л V

1 чт ыо

NUvwnv ЛИ

Ь-Е-к

о ; I-H m

ц™х vrМЈтау т

Подставляя эти выражения в (5) и учитывая, что V К V, получаем для сигнала управления

Ч+Мб

J (11)

vKarcsm

N

где Nmax Nymax .

Аргументом нелинейной зависимости является алгебраическая сумма кодов Ny и М. Для уменьшения объема таблицы при табличной реализации целесообразно использовать модули сигналов Ny и NЈ, представив сумму аргументов в (11) в виде

NA

I Ny +qs Nr

(12)

где qs 1, здл sgnNc; qs -1,

sgnNy sgnNt.

Семейство кривых (11) приведено на фиг. 3 (непрерывные линии при Ny Nyr и прерывистые при Ny Nyr). При реализации способа сравнивается текущее значение кода управления Ny, соответствующего уставке тока I с граничным значением Nyr, соответствующим граничному значению тока при Ј 0:

™

-mm

и при Nya Nyr код угла определяется из табличной зависимости, аргумент которой вычисляется в соответствии с (12). Этот случай соответствует коду управления Nya и сигналу V2 на фиг. 2. При Nyi Nyr необходимо вычислить поправку, используя нормированные зависимости (8, 9), Значение сигнала управления Vi РПТ определяется как сумма кодов угла Vi, определенного по табличной зависимости для РНТ, и кода поправки AVnp, определенного по нормированной табличной зависимости (6), аргументом которой является код Мв(Муг)- Nyi)/cos 0, что .равносильно умножению уставки I на Кн. Такое определение аргумента относительно граничного значения, а не относительно нуля уставки, обеспечивает гладкое сопряжение табличных зависимостей в РНТ и РПТ, что также повышает точность способа при его практической реализации.

.Устройство, реализующее способ (фиг. 4), состоит из вычислителя 3, элемента 4

задержки, триггера 6, дешифратора 7, элемента 8 совпадения, двухканального коммутатора 11, элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 13.

С информационных входов 12 и 14 на

входы элемента 13 поступают знаки кодов Ny и N . Выход элемента 13 соединен ,с шиной данных вычислителя, на которую также поступают абсолютное значение кода

0 ЭДС |Ng,|c информационных входов 1, а также абсолютное значение кода управления |Ny| с информационных входов 2. С входа 5 синхронизации синхронизирующие импульсы поступают на вход прерываний

5 вычислителя 3 и через элемент 4 задержки на управляющий вход счетчика 10. На информационные входы счетчика 10 поступает сигнал управления V с шины данных вычислителя 3, информационные выходы счетчика

0 10 соединены с входами дешифратора 7, а счетный вход счетчика соединен с выходом схемы 8 совпадения, входы которой соединены с выходом счетчика 6 и входами 9 тактовой частоты. Выход дешифратора 7

5 соединен с входами сброса триггера 6 и первым входом двухканального коммутатора, второй вход которого соединен с инфор- мационным входом 12 устройства. Вычислитель устройства может быть реали0 зован на элементах одного из серийных микропроцессорных комплектов, например, серии К580. Остальные элементы устройства реализованы на ИМС серии К155. При реализации способа устройство ра5 ботает следующим образом.

В память вычислителя 3 занесены две зависимости

NA

0

дО°

IW

к-Им;)

arcsm

N

max(13)

np - ч «j,

Первое из выражений (13) используется как в РНТ, так и в РПТ, Адрес NA формиру- 5 ется вычислителем 3 программно в соответствии с выражением

NA INy I +qs lNfe|.

0Причем значению q$ 1 соответствует

логическая 1 на выходе элемента 13, а qs -1 - логический О на выходе этого элемента. Далее вычислитель 3 определяет режим тока ВП, сравнивая Ny,

5 пропорциональное уставке тока I с Nyr, пропорциональным граничному току г. При Ny2 Nyr имеет место РНТ и сигнал управления преобразователем, равный Ун, определяется таблично по первому из выражений

системы (13). При Nyi Nyr определяется iV, как и в РНТ, производится вычисление нормированного аргумента Ny° (Nyr - Nyi)/cos© и обращение к таблице для вычисления поправки f(Ny°). Далее вычислитель 3 определяет сумму vnp - Vu + , являющуюся сигналом управления ВП в РПТ.

В результате сигнал управления формируется с задержкой относительно начала программы вычислителя, определяемого импульсами синхронизации с входа 5, формирующимися при переходе напряжения сети через ноль и поступающими на вход прерывания вычислителя. Для исключения возможного дополнительного запаздывания на период прерывания в устройстве предусмотрен элемент 4 задержки, который задерживает импульсы с входа 5 на время гз превышающее время выполнения программы вычислителя. Благодаря этому в каждом цикле работы устройства используется значение V, вычисленное в этом же цикле.

Этот сигнал V подается на преобразователь код - временной интервал реализован- ный на счетчике 10, дешифраторе 7, триггере 6 и элементе И 8. Преобразователь код - временной интервал осуществляет преобразование кода управления преобразователем в фазовый сдвиг импульсов управления ВП следующим образом. Импульсами с выхода элемента 4 задержки код V с выхода блока 3 вычислителя записывается в счетчик 10 и одновременно устанавливается триггер 6. Тем самым разрешается поступление импульсов тактовой частоты с входа 9 через элемент И 8 на вычитающий вход счетчика 10. Содержимое последнего начинает ступенчато-линейно уменьшаться, так как код V, записанный ч счетчик 10, через равные промежутки времени, определяемые периодом тактовой частоты, уменьшается на единицу и сравнивается с состоянием ноль. При достижении счетчиком этого состояния, т.е. состояния, при котором на всех его выходах присутствует уровень Лог. О, на выходе дешифратора 7 появляется выходной импульс, который сбрасывает триггер 6, запрещая тем самым поступление импульсов тактовой частоты на счетчик 10. Состояние последнего фиксируется на уровне 0. -Чем больше значение кода V, тем больше в результате фазовый сдвиг импульсов управления ВП. Максимальное значение V на выходе блока 3 вычислителя 2П - 1, где п - разрядность V и счетчика 10. Выходной импульс дешифратора 7 через двухканальный коммутатор 11, в зависимости от знака кода

задания Ny, подается либо на выпрямительную группу ВП через выход 15, либо на ин- верторную группу ВП через выход 16. Формула изобретения

Способ управления вентильным преобразователем, заключающимся в том, что формируют уставку тока .. измеряют ЭДС нагрузки Ен, формируют сигнал управления преобразователем, связанный пропорциональной зависимостью v Kv v с углом управления v , сравнивают его с опорным сигналом и в моменты равенства формируют импульсы управления вентильным преобразователем, причем граничное значение

тока уставки задают равным

Е„Гт . V , |, Л ЕЙ

Ci

где т - число фаз вентильного преобразователя,

Ец, Ет ЭДС нагрузки и амплитуда выходной ЭДС преобразователя

RH - сопротивление нагрузки, угол Vr определяют из уравнения

,

. п i-1 tnn

где D- ехр(- 2 Ctg 0) ;6 arcctg н

угол нагрузки:

Шо - частота сети; LH - индуктивность нагрузки, и для токов уставки I 1Г определяют угол управления VH v из таблично-задаваемой зависимости

М1.ЕнУ --агс5;

m

Ґ

m 5iri m

отличающийся тем, что. с целью повышения точности, угол управления Vnp УДЛЯ токов уставки I 1Г определяют из выражения

Vnp (I, Ен) VH (I, Ен) + Дипр (KJ).

где (КН1) определяется уравнением Д-fnp fH (I , 0),

RH

1 со5р;-9Ьс05Кр -8) ст

тсо50 Ј„ Р

+Ц8б{п(о;р-в)-(М,

где D ехр (- Я Ctg 0),

а угловая длительность тока Я определяется

уравнением

sin (и&р +А - 0) sin (ifiR - 0) - D

ja я

К

5

I

ю

Г

t

т; 5

-s

С--Й3

#

rt

Ф

Jf

D

JO

Г

и

Mo)

Фмг.Ъ

Элемент „исключающее ЧЛИ

Способ улраЬлеиия bwrmvibMwM преоороьоЬапюлем

3flЈJaSEELiJil.