Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокации, радиосвязи и радионавигации для пространственной обработки сигналов в приемных антенных решетках.
В настоящее время для обработки сигналов в адаптивных антенных решетках (ААР) все чаще применяются многоканальные системы [1-4]. В многоканальных антенных системах обработка сигналов осуществляется в два этапа. На первом этапе формируется ряд параллельных каналов с заданными характеристиками, как правило, основной канал, согласованный с направлением прихода полезного сигнала, и ряд компенсационных. Затем выходные сигналы компенсационных каналов вычитаются из сигнала основного канала с оптимальными весовыми коэффициентами, значения которых подбираются автоматически в адаптивном процессоре, так называемом многоканальном адаптивном компенсаторе помех. При этом подавление мешающих сигналов должно осуществляться только по боковым лепесткам и должно быть существенно ограничено или полностью отсутствовать в области главного луча [5]. Это возможно, если компенсационные приемные каналы имеют разностные диаграммы направленности (ДН). Известны ААР с компенсационными каналами, имеющими разностные ДН [6].
Существенней недостаток устройств подобного типа состоит в недостаточном ограничении подавления сигналов в области главного луча. Это объясняется тем, что упомянутые устройства имеют разностные ДН с "острым" нулем. Вследствие этого уровень сигналов в разностных каналах АР в пределах главного луча достаточно велик, что приводит к срабатыванию автокомпенсаторов ААР по сигналам в главном луче и подавлению сигналов в области главного луча. Поэтому встает задача формирования разностных ДН, позволяющих расширить область защиты главного луча от подавления или искажения.
Принятое за прототип устройство включает в себя (N+1) излучателей, к каждому из которых последовательно подсоединены усилитель, узкополосный фильтр с центральной частотой f0 и переменная линия задержки (ЛЗ). Выходы всех ЛЗ соединены со входами сумматора, а, кроме того, выход первой ЛЗ соединен с положительным входом вычитающих элементов (ВЭ), отрицательный вход каждого из которых раздельно соединен с выходом одной из оставшихся ЛЗ, начиная со второй. Выходы ВЭ раздельно соединены с N входами декоррелятора-преобразователя, а выход сумматора соединен с дополнительным (N+1)-м входом декоррелятора-преобразователя и с основным входом многоканального адаптивного компенсатора помех, m компенсационных входов которого раздельно соединены с m выходами декоррелятора-преобразователя. Выход многоканального адаптивного компенсатора помех является выходом всего устройства. В дальнейшем для удобства изложения сущности изобретения многоканальный адаптивный компенсатор помех будем называть устройством (блоком) подавления помех, а одноканальный компенсатор - просто компенсатором (либо одноканальным компенсатором).
Как указано в [4], такое построение антенной системы позволяет подавлять любые m помех, приходящих с заранее неизвестных направлений, когда m не превышает N - числа компенсационных каналов.
Такие устройства обладают следующим недостатком: при воздействии помех по главному лучу АР происходит подавление сигналов в главном луче, что приводит к искажению и потере полезной информации, поскольку главный луч АР имеет конечную угловую ширину, а разностные ДН имеют нулевое значение только в одной точке (в одном направлении).
Целью изобретения является повышение эффективности защиты от подавления полезных сигналов и от потери полезной информации в главном луче антенной решетки за счет расширения зоны защиты полезных сигналов.
Дополнительной целью изобретения является расширение функциональных возможностей за счет осуществления изменения зоны защиты полезных сигналов в зависимости от помеховой обстановки.
Поставленная цель достигается тем, что в известное устройство, содержащее (N+1) каналов, каждый из которых включает в себя последовательно соединенные излучатель, усилитель, узкополосный фильтр с центральной частотой f0 и переменную ЛЗ, сумматор, ВЭ, декоррелятор и блок подавления помех, причем каждый выход переменной ЛЗ подключен к соответствующему входу сумматора, выходы декоррелятора и выход сумматора подключены к соответствующим входам блока подавления помех, при этом декоррелятор выполнен в виде декоррелятора-преобразователя, один из входов которого подключен к выходу сумматора, дополнительно введено (2N-l)·(l+1)/2 ВЭ, включенных покаскадно параллельно в каждом каскаде, выходы ВЭ каждого каскада, кроме последнего l-го подключены ко входам ВЭ следующего каскада, при этом выход первого ВЭ предыдущего каскада подключен к положительному входу первого ВЭ следующего каскада, выход р-го ВЭ предыдущего каскада подключен к положительному входу (p-1)-го ВЭ следующего каскада и к отрицательному входу р-го ВЭ следующего каскада, а выход последнего (N-j)-го ВЭ предыдущего j-го каскада подключен к отрицательному входу ВЭ следующего каскада, причем выходы (N-l-1) дополнительно включенных ВЭ последнего l-го каскада подключены раздельно к соответствующим входам декоррелятора-преобразователя, выход первой переменной ЛЗ подключен к положительному входу первого ВЭ, выход q-й ЛЗ подключен к положительному входу q-го ВЭ, а выход N-й ЛЗ подключен к отрицательному входу N-го ВЭ.
Кроме того, поставленная цель достигается тем, что в антенную решетку введено (2N-l+1)·(l-1)/2 первых управляемых переключателей (П) на два направления по числу ВЭ, за исключением ВЭ последнего каскада, (N-1) вторых управляемых П, из них (N-l) П на (l+1) направление, а каждый последующий из вторых П, начиная с (N-l+1)-го, имеет на один вход меньше, чем предыдущий, при этом вход каждого из первых П подключен к выходу соответствующего ВЭ, один из выходов каждого из первых П, например, нереально замкнутый, подключен ко входу соответствующего ВЭ следующего каскада, другие выходы каждого из первых П, за исключением последнего N-го П первого каскада, подключены раздельно к соответствующим входам соответствующих вторых П, причем указанные выходы первых по порядку первых П каждого каскада подключены раздельно к соответствующим входам первого из вторых П, указанные выходы S-х по порядку первых П каждого каскада подключены раздельно к соответствующим входам S-го дополнительного введенного из вторых П, за исключением N-го из первых П первого каскада, выход которого, наряду с каждым из выходов вторых П, подключены раздельно к соответствующим входам декоррелятора-преобразователя.
Аналогичное включение ВЭ и П в известных технических решениях не обнаружено, что подтверждает существенность отличия предлагаемого технического решения.
Сущность изобретения будет более понятной из следующего описания и прилагаемых к нему чертежей, на которых изображено следующее:
на фиг.1 - функциональная схема прототипа;
на фиг.2 - схема блока подавления помех;
на фиг.3 - схема одноканального компенсатора (на этом же чертеже показаны условные обозначения компенсатора в других чертежах);
на фиг.4 - схема декоррелятора-преобразователя;
на фиг.5 - схема коррелятора-сумматора;
на фиг.6 - схема предложенного устройства;
на фиг.7 - схема предложенного устройства с регулированием зоны защиты полезных сигналов;
на фиг.8 - разностная ДН с "острым" нулем (ДН сигналов на выходах нулевого каскада вычитающих элементов) - штрихпунктирная кривая;
- разностная ДН с "плоским" нулем (ДН сигналов на выходах первого каскада вычитающих элементов) - пунктирная кривая,
- суммарная ДН пятиэлементной линейной АР - кривая 1;
на фиг.9 -
- разностная ДН с "плоским" нулем (ДН сигналов на выходах первого каскада вычитающих элементов) - пунктирная кривая,
- разностная ДН с "плоским" нулем (ДН сигналов на выходах второго каскада вычитающих элементов) - сплошная кривая,
- разностная ДН с "плоским" нулей (ДН сигналов на выходах третьего каскада вычитающих элементов - штрихпунктирная кривая,
- суммарная ДН пятиэлементной линейной АР - кривая 1.
На фигурах и в тексте приняты следующие обозначения:
1 - излучатели;
2 - усилители;
3 - узкополосные фильтры;
4 - переменные линии задержки;
5, 14, 16 - сумматоры;
6 - вычитающие элементы;
7 - декоррелятор-преобразователь;
8 - блок подавления помех;
9 - управляемые переключатели на два направления;
10 - управляемые переключатели на несколько направлений;
11 - коррелятор-сумматор;
12, 13, 15 - одноканальные компенсаторы;
17, 18 - комплексные перемножители;
19 - интегратор;
кроме того, буквами на этих чертежах обозначено:
О - основное вход;
К - компенсационный вход;
С - сигнальный выход;
ВК - взвешенный компенсационный выход.
Предложенное устройство (фиг.6) состоит из (N+1) облучателей 1, к каждому из которых последовательно подсоединены усилитель 2, узкополосный фильтр 3 с центральной частотой f0 и переменная ЛЗ 4. Выходы всех ЛЗ 4 соединены со входами первого сумматора 5, а кроме того, выход первой переменной ЛЗ 4 подключен к положительному входу первого ВЭ 6, выход q-й ЛЗ 4 подключен к положительному входу q-го ВЭ 6 и отрицательному входу (q-1)-го ВЭ 6, а выход N-й ЛЗ 4 подключен к отрицательному входу N-го ВЭ 6. Кроме того, еще (2N-l)·(l+1)/2 ВЭ 6 включены покаскадно параллельно в каждом каскаде, выходы ВЭ 6 каждого каскада, кроме последнего l-го, подключены ко входам ВЭ 6 следующего каскада. Выход первого ВЭ 6 каждого из предыдущих каскадов подключен к положительному входу первого ВЭ 6 следующего каскада, выход р-го ВЭ 6 предыдущего каскада подключен к положительному входу (р-1)-го ВЭ 6 следующего каскада и к отрицательному входу р-го ВЭ 6 следующего каскада, а выход последнего (N-j)-го ВЭ 6 предыдущего j-го каскада подключен к отрицательному входу последнего (N-j-1)-го ВЭ 6 следующего каскада, а выходы (N-l-1) дополнительно включенных ВЭ 6 последнего, l-го, каскада подключены раздельно к соответствующим входам декоррелятора-преобразователя 7. Выходы декоррелятора-преобразователя 7 и выход сумматора 5 подключены к соответствующим входам блока подавления помех 8, один из входов декоррелятора-преобразователя 7 подключен к выходу сумматора 5, а выход блока подавления помех 8 является выходом всего устройства.
Кроме того, предложенное устройство может дополнительно содержать (фиг.7) (2N-l+1)·(l-1)/2 П 9 на два направления по числу ВЭ 6, за исключением ВЭ 6 последнего каскада, (N-1) вторых управляемых П 10, из них (N-l) П 10 на (l+1) направление, а каждый последующий из П 10, начиная с (N-l+1)-го, имеет на один вход меньше, чем предыдущие, при этом вход каждого из П 9 подключен к выходу соответствующего ВЭ 6, один из выходов каждого из П 9, например, нормально замкнутый, подключен ко входу соответствующего ВЭ следующего каскада, другие выходы каждого из П 9, за исключением последнего N-го П 9 первого каскада, подключены раздельно к соответствующим входам соответствующих П 10, причем указанные выхода первых по порядку первых П 9 каждого каскада подключены раздельно к соответствующим входам первого из П 10, указанные выходы S-х по порядку П 9 каждого каскада подключены раздельно к соответствующим входам - S-го П 10, за исключением N-го из П 9 первого каскада, выход которого, наряду c каждым из выходов вторых П 10, подключены раздельно к соответствующим входам декоррелятора-преобразователя 7.
Декоррелятор-преобразователь 7 (см. фиг.4) конструктивно выполнен так же, как в прототипе, и включает в себя m параллельных каналов, по числу ожидаемых помех, первый из которых содержит коррелятор-сумматор 11, второй канал - последовательно соединенные коррелятор-сумматор 11 и компенсатор 12, основной вход которого соединен с выходом коррелятора-сумматора 11. Все остальные каналы содержат последовательно соединенные коррелятор-сумматор 11 и два компенсатора 12, причем в каждом канале основной вход первого компенсатора 12 соединен с выходом коррелятора-сумматора 11, а основной вход второго компенсатора 12 - с сигнальным выходом первого компенсатора 12. i-е (i=1÷N) входы всех корреляторов-сумматоров 11 соединены между собой и являются i-м входом декоррелятора-преобразователя 7 (на фиг.7 эти входы обозначены y1, y2, ..., yN), а (N+1)-й вход р-го коррелятора-сумматора 11 (p=2÷m) соединен с выходом (p-1)-го канала. Основной вход первого блока 11 является дополнительным входом декоррелятора-преобразователя 7.
Компенсационный вход первого компенсатора 12 р-го канала соединен с выходом (p-1)-го канала, а компенсационный вход второго компенсатора 12 р-го канала соединен с выходом (р-2)-го канала. Выходом первого канала (первым выходом декоррелятора-преобразователя 7) является выход блока 11, выходом второго канала - сигнальный выход первого компенсатора 12, а выходом каждого из оставшихся каналов - сигнальный выход второго компенсатора 12 данного канала.
Коррелятор-сумматор 11 (фиг.5) конструктивно выполнен так же, как в прототипе, и состоит из параллельно соединенных компенсаторов 13, взвешенные компенсационные выходы которых соединены c входами сумматора 14, выход которого является выходом блока 11. Компенсационные входы компенсаторов 13 являются первыми N входами блока 11 (y1, y2, ..., yN), а основные входы соединены вместе и являются (N+1)-м входом блока 11.
Блок подавления помех 8 (фиг.2) конструктивно выполнен так же, как в прототипе, и включает в себя m последовательно соединенных компенсаторов 15, причем сигнальный выход каждого предыдущего компенсатора 15, за исключением последнего, соединен с основным входом последующего компенсатора 15, компенсационные входы всех компенсаторов 15 являются m компенсационными входами блока подавления помех 8, основной вход первого компенсатора 15 является основным входом блока подавления помех 8, а сигнальный выход последнего компенсатора 15 - его выходом.
Компенсаторы 12, 13, 15 выполнены также, как в прототипе (см. фиг.3), и состоят из двухвходового сумматора 16, первый вход которого является основным входом компенсатора, а второй соединен с выходом первого комплексного перемножителя 17, первый вход которого является компенсационным входом компенсатора и соединен с первым входом второго комплексного перемножителя 18, второй вход которого соединен с выходом двухвходового сумматора 16, являющимся сигнальным выходом компенсатора, а выход второго перемножителя 18 соединен через интегратор 19 со вторым входом первого перемножителя 17. Взвешенным компенсационным выходом компенсатора является выход первого перемножителя 17.
Управляемые переключатели 9 и 10 могут быть выполнены на pin-диодах [7].
Все элементы предложенного устройства конструктивно могут быть выполнены известным образом, так как сами по себе являются широко известными. При аналоговом исполнении предложенного устройства в качестве перемножителя 18 может использоваться преобразователь частоты или фазовый детектор, в которых разностная составляющая содержит необходимый для комплексно-сопряженного преобразования поворот фазы сигнала. Комплексный перемножитель 17 может быть выполнен, например, в виде балансного смесителя или балансного модулятора. Если обработка сигналов в предложенном устройстве происходит на промежуточной частоте fпр, то в качестве интегратора может быть взят узкополосный кварцевый фильтр с центральной частотой fпр, если же обработка ведется на нулевой частоте, то в качестве интегратора может быть взят низкочастотный фильтр.
Дополнительно введенные (2N-l)(l+1)/2 ВЭ и (2N-l+1)(l-1)/2N-1 П не усложняют устройства, так как они по конструкции значительно проще, чем входящие в компенсаторы перемножители и интеграторы [4, 7].
Принцип работы предложенного устройства заключается в следующем. Колебания с излучателей 1 усиливаются в блоках 2 и проходят через узкополосные фильтры 3. Далее эти сигналы поступают на переменные ЛЗ 4, времена задержки в которых подбираются такими, чтобы направление приема антенной системы совпадало с направлением прихода полезного сигнала [4]. Изменяя задержки в ЛЗ 4, можно менять направление приема.
Полезный сигнал от точечного источника с частотой fc имеет плоский фронт волны, поэтому, если ЛЗ 4 настроены на прием с данного направления, то сигналы Т0, Т1, ..., ТN на выходах ЛЗ 4 будут включать в себя полезный сигнал S0 с одинаковой амплитудой и фазой и помеховые колебания:
где Bi - комплексная огибающая помехового колебания в i-м излучателе, являющегося суммой колебаний от всех m мешающих источников.
В предложенном устройстве (см. фиг.6) формируется основной канал (сигнал Zc) и m компенсационных (сигналы Z1, Z2, ..., Zm) для вычитания помеховых колебаний из сигнала основного канала.
С выходов ЛЗ 4 сигналы Т0, Т1, ..., ТN поступают на первый сумматор 5, на выходе которого образуется сигнал y=T0+T1+...+TN и на ВЭ 6 нулевого каскада, на выходах которых образуются N разностных сигналов 
.
Из (1) можно найти, что
На выходах ВЭ 6 первого каскада образуются N-1 разностных сигналов 
.
Из (2) можно найти, что
Рассуждая аналогично, можно показать, что
и так далее.
Как видно из (2÷5), на выходах компенсационных каналов полезный сигнал отсутствует, что позволяет, как известно, [9] подавлять помехи без ослабления полезного сигнала.
Как будет показано ниже, сигналы 
в декорреляторе-преобразователе 7 преобразуются в m некоррелированных сигналов Zi, которые затем в блоке подавления помех 8 вычитаются из сигнала Z0=y0 основного канала с оптимальными весовыми коэффициентами.
Для лучшего понимания нижеизложенного материала рассмотрим работу одноканального автокомпенсатора [8] (см. фиг.3).
Пусть на основном входе компенсатора присутствует сигнал y(t), а на компенсационном x(t), и эти сигналы комплексны. Тогда на выходе компенсатора сигнал U(t) записывается следующим образом:
где w(t) - комплексный весовой коэффициент в компенсационном канале (на втором входе первого перемножителя 17). В дальнейшем обозначение зависимости от времени t для краткости записи будем опускать.
Как известно, [9], в данной схеме весовой коэффициент изменяется таким образом, чтобы минилизировать мощность 
шумов на выходе компенсатора. Переходные процессы в схеме представляются следующим уравнением:
где κ и τ - коэффициент передачи и постоянная времени интегратора соответственно.
Для стационарного состояния, когда 
, из (7) можно найти, что
где черта сверху обозначает усреднение по времени. Отсюда следует, что на выходе первого перемножителя 17 взвешенный компенсационный сигнал Uкомп. будет равен
а на выходе компенсатора будем иметь:
На примере двухэлементной АР, подключенной к входам компенсатора, можно показать, что выражение (10) определяет минимум шума на выходе такой системы.
Как показано в [9], выходное напряжение U при этом некоррелировано с напряжением Uкомп. в компенсационном канале, что можно также видеть непосредственно из (10).
Рассмотрим теперь процесс преобразования N компенсационных сигналов y1, y2, ..., yN в m некоррелированных компенсационных сигналов Z1, Z2, ..., Zm (см. фиг.4 и 5).
Из (9) и фиг.5 следует, что на выходе блока 11 образуются сигналы:
где i -номер канала декоррелятора-преобразователя 7.
Далее на сигнальном выходе первого компенсатора 12 i-го канала с помощью (10) сигнал можно записать следующим образом:
И, наконец, на сигнальном выходе второго компенсатора i-го канала декоррелятора-преобразователя 7 сигнал будет равен:
Таким образом, на выходах декоррелятора-преобразователя 7 образуются сигналы
Если для удобства ввести в рассмотрение нормированный корреляционный вектор 
и вектор y=(y1, y2; ..., yN) сигналов на входах блока 7, то из выражений (11), (12) и (13) сигналы Z1, Z2, ..., Zm на выходах блока 7 можно записать в форме, позволяющей наиболее наглядно показать некоррелированность сигналов Zi между собой:
где знак "+" означает комплексное сопряжение и транспонирование, Мн - корреляционная матрица с нормированными элементами 
а коэффициенты αi-1 и βi-2, как следует из (11-I3), определяются следующими выражениями:
где М - корреляционная матрица с ненормированными элементами 
. Очевидно, что выражения (16) не изменятся, если в них заменить матрицу М на матрицу Мн.
Покажем теперь, что сигналы Zi на выходах блока 7 некоррелированы между собой. Для этого можно непосредственно вычислить произведение 
, основываясь на формулах (15) и (16). Однако, предположим, что коэффициенты αi-1 и βi-2 нам неизвестны, и найдем их из условия некоррелированности сигналов Zi. Имеем
где учтено, что 
. Домножим слева вектор из (15) на вектор (MFj-1)T+ и учтем (17).
В результате получим для коэффициента αj-1 выражение, в точности совпадающее с (16). Затем домножим слева вектор Fj из (15) на вектор (MFj-2)+ и, учитывая (17), придем для коэффициента βi-2 к выражению (16). Отсюда следует, что сигналы Zi некоррелированы между собой.
Последовательный процесс вычитания помеховых колебаний из суммарного сигнала на выходе сумматора 5 осуществляется в блоке подавления помех 8 следующим образом (см. фиг.2).
На основной вход блока 8 поступает сигнал Z0=y0, представляющий собой в соответствии с (2) смесь полезного сигнала S0 и мешающих сигналов Bi. На компенсационные входы этого блока поступают сигналы Zi.
Важно отметить, что, как следует из (2÷5), сигналы yi, а, следовательно, и сигналы Zi не содержат полезный сигнал S0. Поэтому при вычитании помеховых колебаний Zi из суммарного колебания Z0 полезный сигнал сохраняется и остается равным в соответствии с (2) NS0, то есть остается таким же, как в антенной решетке, настроенной на полезный сигнал.
Некоррелированность сигналов Zi позволяет реализовать процесс вычитания помех последовательно. На выходе первого компенсатора 15 сигнал, как это можно увидеть из (10), запишется следующим образом:
Аналогично, на выходе второго компенсатора сигнал с учетом некоррелированности Z1 и Z2 равен
И, наконец, сигнал на выходе последнего m-го компенсатора, который является выходным сигналом ААР, запишется следующим образом:
Так как сигналы Zi(i=1÷m) некоррелированы между собой и содержат только помеховые колебания, то на выходе ААР обеспечивается минимально возможное значение мощности сигналов Zi, а, следовательно, и мощности мешающих сигналов Bi в излучателях решетки. При этом полезный сигнал S0 остается постоянным и не ослабляется в процессе адаптации антенной решетки.
Важно отметить, что подавление мешающих сигналов должно осуществляться только по боковым лепесткам (БЛ) и должно быть существенно ограничено или полностью отсутствовать в области главного луча [5]. Это возможно, если компенсационные приемные каналы имеют разностные ДН. Однако, используемые в прототипе разностные ДН в недостаточной мере ограничивают подавление сигналов в области главного луча. Предлагаемое устройство позволяет расширить область защиты главного луча от подавления или искажения. Указанный положительный эффект достигается тем, что в предлагаемом устройстве на ДН разностных каналов накладываются дополнительные ограничения, а именно, равенства нулю не только значений, но и производных разностных ДН в точке максимума главного луча АР.
На фиг.6 изображена структурная схема предлокенного устройства. Для определенности рассмотрим линейную эквидистантную АР. Пусть направление на источник сигнала составляет угол θ с осью АР. ДН каналов АР (по напряжению) определяются выражением [11]
где f(θ) - ДН одного элемента АР;
- весовые множители, приписываемые сигналам соответствующих элементов АР в предлагаемом устройстве (p=1÷N);
- волновое число;
λ - длина волны;
d - расстояние между соседними элементами АР;
æ - нормирующий множитель.
В матричной форме выражение (21) для ДН р-го канала АР можно представить как скалярное произведение весового вектора 
и вектора пробного сигнала 
[12]:
где 
Для разностной ДН по определению 
тогда из (21,22) получаем
Весовой вектор 
для разностной ДН ортогонален вектору сигнала 
. Весовые векторы, удовлетворяющие условию (23), из (N+1) компонент имеют N независимых. Таким образом, число независимых векторов , которым отвечают независимые разностные ДН, не может превышать N.
Сигналы на выходах нулевого каскада ВЭ (фиг.6) имеют вид:
или
где ψ=κdcosθ для рассматриваемого случая синфазного возбуждения [13].
Из выражения (24) видно, что сигнал 
на выходе р-го ВЭ нулевого каскада можно получить, присвоив компонентам 
весового вектора нулевые значения за исключением 
и 
При этом будет выполняться условие (23). Вводя для нулевого каскада ВЭ матрицу преобразования вида
связь между входными и выходными сигналами можно представить в виде:
Поскольку ранг матрицы 
равен N, компоненты 
вектора сигнала 
линейно независимы. Амплитудная ДН по напряжению каждого из сигналов на выходе нулевого каскада ВЭ (штрихпунктирная кривая) приведена на фиг.8. Для сравнения на фиг.8 приведена суммарная ДН пятиэлементной АР (кривая 1):
Для определенности на фиг.8 и 9 принято 
.
Из фиг.2 видно, что рассматриваемые разностные ДН (штрихпунктирная кривая) имеют значения, равные нулю в области главного луча только в одной точке. В ряде применений (например, в системах подавления помех и мешающих отражений) это может приводить к подавлению или искажению сигналов, принимаемых в пределах главного луча суммарной ДН ФАР. Уменьшения степени подавления сигналов в главном луче можно достичь, используя ДН с "плоским" нулем, например, типа приведенной на фиг.8 (пунктирная кривая). Для формирования таких разностных ДН требуется наложить дополнительные условия, например, равенства нулю всех производных по 0 до κ-го порядка включительно:
Можно показать исходя из выражений (21) и (22), что эти условия эквивалентны наложению на коэффициенты весового вектора условий
где 
Условия (23) и (29) означают, что по крайней мере κ+1 весовых коэффициентов 
выражаются через линейные комбинации остальных. Компоненты весового вектора 
являются линейно зависимыми, а число линейно независимых компонентов составляет N-κ. Значит, линейно независимых разностных ДН АР, удовлетворяющих κ+1 условиям 
и (28), для АР из (N+1) элементов может быть не более.
Пример реализации (N-2) линейно независимых разностных ДН АР, удовлетворяющих условиям (23) и (28), приведен на фиг.6. Сигналы на выходах дополнительно включенных ВЭ первого каскада предложенного устройства имеют вид 
или 
, следовательно, из выражения (25)
получаем
Из фиг.6 видно, что сигнал 
на выходе р-го ВЭ первого каскада можно получить присвоением компонентам 
весового вектора 
нулевых значений, за исключением Wp=1, Wp+1=-2, Wp+2=1, то есть условия (23) и (28) для этих сигналов выполняются. Следовательно, в матричной форме сигналы 
можно представить как компоненты вектора сигнала 
образованного произведением вектора сигнала 
, образованного произведением вектора сигнала 
на трехдиагональную матрицу
состоящую из (N+1) столбцов и (N-1) строк:
Поскольку ранг матрицы 
равен (N-1), компоненты 
вектора сигнала 
линейно независимы. Амплитудная ДН по напряжению каждого из каналов 
приведена на фиг.8 (пунктирная кривая).
Аналогично можно показать, что дополнение предложенного устройства вторым, третьим и так далее каскадами дополнительно введенных ВЭ 6 (фиг.6) позволит получить разностные ДН с еще более "плоским" нулем. Сигнал на выходе р-го ВЭ 6 j-го каскада будет иметь вид
а в матричной форме
Для j=2 и j=3 матрицы преобразования сигналов будут четырех- и пятидиагональными:
состоящими из (N-2) и (N-3) строк соответственно и из (N+1) столбцов каждая. Их ранги равны (N-2) и (N-3), поэтому сигналы на выходах ВЭ 6 соответствующих каскадов линейно независимы и, как легко проверить, удовлетворяют условиям (23), (28), (29). Для получения разностной ДН с еще большим количеством ограничений, предложенное устройство может включать дополнительно следующие каскады ВЭ 6 вплоть до (N-1)-го. ДН такого разностного канала АР в точке 
будет иметь нулевое значение и равные нулю производные до (N-1)-го порядка включительно.
На фиг.9 приведены ДН разностных каналов предложенного устройства для разного числа каскадов: l=1 - пунктирная кривая, l=2 - сплошная кривая 2, l=3 - штрихпунктирная кривая.
Расчеты показывают, что максимальный уровень разностных ДН с "острым" нулем (сигналов на выходах нулевого каскада ВЭ) в пределах главного луча АР по уровню 3 дБ составляет - 19 дБ.
Максимальные уровни ДН с "плоским" нулем в том же секторе углов (сигналов на выходах первого, второго и третьего каскадов дополнительно введенных ВЭ) составляют - 31 дБ, - 43 дБ, - 57 дБ соответственно.
Таким образом, в предложенном устройстве достигнут положительный эффект, заключающийся в повышении эффективности защиты от подавления полезных сигналов и потери полезной информации в главном луче антенной решетки за счет расширения зоны защиты полезных сигналов.
Важно отметить, что наложение дополнительных условий на ДН разностных каналов АР с целью создания более "плоского" нуля этих ДН приводит, как указано выше, к уменьшению числа линейно независимых разностных каналов АР. Как известно число эффективно подавляемых ААР помех равно числу линейно независимых разностных каналов ААР. В связи с этим для достижения максимального уровня защиты сигналов в главном луче ДН АР в случае воздействия небольшого числа мощных помех целесообразно иметь АР с большим числом каскадов ВЭ l, в то же время при воздействии большого числа помех эффективного подавления их в области БЛ можно добиться при организации в ААР линейно независимых разностных каналов, число которых будет не меньше числа помех, что приводит к ограничению числа используемых каскадов ВЭ l предложенного устройства.
Поэтому предложенное устройство (фиг.7) содержит П 9 и 10, с помощью которых может осуществляться подключение ко входам декоррелятора-преобразователя 7 выходов ВЭ 6 любого из каскадов.
Таким образом, в предложенном устройстве достигнут также положительный эффект, заключающийся в расширении функциональных возможностей за счет изменения зоны защиты полезных сигналов в зависимости от помеховой обстановки.
В базовом объекте для подавления помех используется ряд компенсационных каналов, причем для формирования каждого из них применяется дополнительная антенная решетка. Каждая решетка ориентирована в пространстве так, что она перекрывает своей ДН определенную область пространства. Сигналы, принятые основным и любым из компенсационных каналов, поступают на автоматический компенсатор, на выходе которого происходит подавление помех.
К преимуществам заявляемого объекта по сравнению с базовым можно отнести следующее. В базовом объекте необходимо наличие вспомогательных антенн и соответствующих фидерных линий в каждом вспомогательном канале, в то время как в предложенном устройстве основной и все вспомогательные каналы сформированы на базе одной антенной решетки. Необходимо отметить также, что в базовом объекте качество подавления помех существенно ухудшается, когда в область пространства, защищаемую любой из вспомогательных антенн, попадает несколько источников помех, так как каждый из вспомогательных каналов может эффективно подавлять только одну помеху. В предложенном устройстве характеристики вспомогательных каналов автоматически зависят от помеховой обстановки (см. выражения (15) и (16)). Это приводит к эффективному подавлению всех помех, независимо от расположения в пространстве.
Источники информации
I. Special Issue on Adaptive Antennas. - IEEE Trans, 1976, v AP-24, №5, p.573-768.
2. Mayhan J.T. Adaptive Nulling with Multiple-Beam Antennas. - IEEE Trans, 1978, v. FP-26, №2, p.267-273.
3. Левшин В.П., Стручев В.Ф. Адаптивные фазированные антенные решетки с ограниченным числом степеней управления. Зарубежная радиоэлектроника, 1982, №1, с.31-42.
4. Патент США №3876947, НКИ 325/367, 1975.
5. Теоретические основы радиолокации. Под ред. В.Е.Дулевича. М.: Сов. радио, 1978. с.472-473.
6. Самойленко В.И., Шишов Ю.Я. Управление фазированными антенными решетками. М.: Радио и связь, 1983, с.112.
7. Ильченко М.Е., Осипов В.Г. Электрически управляемые СВЧ-переключатели на полупроводниковых диодах (обзор). Радиоэлектроника, Изв. ВУЗов СССР, 1977, т.ХХ, №2, с.5-17.
8. Полов К.П. Адаптивный компенсатор помех. Радиотехника, 1979, т.34, №1. с.19-24.
9. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. М.: Радио и связь, 1981.
10. Корбанский И.Н. Антенны. М.: Энергия, 1973, с.83-85.
11. Смирнов В.И. Курс высшей математики М.: Наука, 1974, т.III, ч.1, с.45-46, 53.
12. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. М.: Энергия, 1975, с.29, 238.
13. Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ. М.: Высш. школа, 1981, с.240-242.
14. Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. И.С.Ковалева. М.: Сов. радио, 1974, с.238-240.
15. Хижа Г.С., Вендик И.Б., Серебрякова Е.A. СВЧ-фазовращатели и переключатели: Особенности создания на pin-диодах в интегральном исполнении. М.: Радио и связь, 1984, с.169.
16. Гутников B.C. Интегральная электроника в измерительных приборах. Л.: Энергия, 1974, с.94.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| АНТЕННАЯ РЕШЕТКА | 1988 |
|
SU1840504A1 |
| МНОГОЛУЧЕВАЯ АДАПТИВННАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА | 1983 |
|
SU1840570A1 |
| СПОСОБ КОГЕРЕНТНОЙ КОМПЕНСАЦИИ ПОМЕХ ПРИ ПРИЕМЕ ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ ВОЛНЫ АНТЕННОЙ РЕШЕТКОЙ СО СПАДАЮЩИМ АМПЛИТУДНЫМ РАСПРЕДЕЛЕНИЕМ | 2008 |
|
RU2368044C1 |
| СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ КОМПЕНСАЦИОННОЙ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ В ПЛОСКОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКЕ С ЭЛЕКТРОННЫМ УПРАВЛЕНИЕМ ЛУЧОМ | 2023 |
|
RU2810696C1 |
| АДАПТИВНАЯ АНТЕННАЯ СИСТЕМА | 1995 |
|
RU2099837C1 |
| САМОЛЕТНАЯ РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ | 1993 |
|
RU2037845C1 |
| СПОСОБ АДАПТИВНОЙ ГРУППОВОЙ КОМПЕНСАЦИИ ПОМЕХ СПУТНИКОВОМУ РЕТРАНСЛЯТОРУ СВЯЗИ С ГИБРИДНОЙ ЗЕРКАЛЬНОЙ АНТЕННОЙ В РЕАЛЬНОМ ВРЕМЕНИ | 2020 |
|
RU2763932C1 |
| СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ПРОСТРАНСТВЕННО-ВРЕМЕННОЙ РЕЖЕКЦИИ ПОМЕХ В АППАРАТУРЕ ПОТРЕБИТЕЛЕЙ ГЛОБАЛЬНЫХ НАВИГАЦИОННЫХ СПУТНИКОВЫХ СИСТЕМ | 2023 |
|
RU2804922C1 |
| УСТРОЙСТВО ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ | 1979 |
|
SU1840912A1 |
| АДАПТИВНАЯ АНТЕННАЯ РЕШЕТКА С СУММАРНО-РАЗНОСТНОЙ ДИАГРАММОЙ НАПРАВЛЕННОСТИ | 1990 |
|
RU2013834C1 |
Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокации, радиосвязи и радионавигации для пространственной обработки сигналов в приемных антенных решетках. Техническим результатом изобретения является повышение эффективности защиты от подавления полезных сигналов и от потери полезной информации в главном луче антенной решетки за счет расширения зоны защиты полезных сигналов. Принцип работы предложенного устройства заключается в следующем. Колебания с излучателей 1 усиливаются в блоках 2 и проходят через узкополосные фильтры 3. Далее эти сигналы поступают на переменные линии задержки 4, времена задержки в которых подбираются такими, чтобы направление приема антенной системы совпадало с направлением прихода полезного сигнала. Изменяя задержки в линиях задержки, можно менять направление приема. 1 з.п. ф-лы, 9 ил.
| IEEE Trans, АР-24, №5, 1976, фиг.2 р.650-662. |
