СПОСОБ ИМПУЛЬСНОЙ РАДИОЛОКАЦИИ СИСТЕМОЙ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 1998 года по МПК G01S13/10 

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) обзора и картографирования земной поверхности.

Известны способы, являющиеся аналогом, включающие формирование, излучение, прием и когерентное накопление (имеются в заявке) простых импульсных радиосигналов без внутриимпульсной модуляции (Реутов А.П., Михайлов Б. А., Кондратенков Г. С., Бойко Б. В. Радиолокационные станции бокового обзора / Под ред. А.П.Реутова.-М.: Сов. радио, 1970, с.88-91).

Однако указанные способы имеют тот существенный недостаток, что для повышения разрешающей способности по дальности приходится укорачивать длительность зондирующего радиолокационного импульса. Поскольку пиковая мощность передатчика ограничена, то, следовательно, при заданной разрешающей способности РЛС это приводит к ограничению энергии импульса и соответственно к ограничению максимальной дальности обнаружения (Ширман Я.Д. Разрешение и сжатие сигналов.-М.: Сов. радио, 1974, с. 57, 91-92).

От этого недостатка свободен способ зондирования сложными ФМн сигналами, являющийся аналогом, включающий формирование, излучение, прием, и сжатие (имеются в заявке) сложного ФМн сигнала (Реутов А.П., Михайлов Б. А., Кондратенков Г. С., Бойко Б. В. Радиолокационные, станции бокового обзора / Под ред. А.П.Реутова.- М.: Сов. радио, 1970, с.88-94, 144; Кондратенков Г. С. , Потехин В. А., Реутов А.П., Феоктистов Ю.А. Радиолокационные станции обзора Земли / Под ред. Г.С.Кодратенкова.-М.: Радио и связь, 1983, с. 125-133).

Использование сжатия радиолокационного импульса позволяет получать в РЛС требуемую дальность обнаружения и высокую разрешающую способность по дальности. Кроме того, это позволяет повысить помехозащищенность РЛС.

При одинаковой пиковой мощности и длительности зондирующего сигнала без внутриимпульсной модуляции и ФМн сигналов, применение последнего обеспечивает в N раз большую разрешающую способность по дальности, где N - число элементов кода (Теоретические основы радиолокации / Под ред. Я.Д.Ширмана М.: Сов. радио, 1970, с. 378-393; Ширман Я.Д., Манжос В. Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех.- М.: Радио и связь, 1981, с. 135-146).

Однако этому способу присущ другой недостаток, заключающийся в наличии боковых лепестков (БЛ) в сжатом ФМн сигнале, которые создают искаженную картину, картографируемой местности. Если интенсивность БЛ принадлежащего сигналу, отраженного от одного участка местности, сравнима по интенсивности с основным пиком от другого участка, то это может привести к искажению карты местности, что эквивалентно наличию помех большой интенсивности. Указанный недостаток также может привести к неоднозначности отсчета (Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов.- М.: Сов. радио, 1970, с. 78).

Минимально возможный уровень БЛ, равный 1/N, где N -число элементов кода, имеют ФМн сигналы на основе кодов Баркера. Однако неизвестны коды Баркера с числом элементов N>13 (Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы: Теория и применение / Пер. с англ.; Под ред. В.С.Кельзона.- М.: Сов. радио, 1971, с. 264-266). Весовая обработка ФМн сигнала для подавления БЛ в сжатом сигнале не применима.

Известен способ зондирования сложными сигналами с непрерывной фазовой функцией, являющийся аналогом и включающий в себя формирование, излучение и прием (имеются в заявке) сложного сигнала с непрерывной фазовой функцией с последующим сжатием его в фильтре подавления БЛ, т. е. с реализацией весовой обработки сигнала (там же, с. 191-243).

Подавление БЛ достигается за счет соответствующего рассогласования характеристик согласованного фильтра (СФ). Отказ от согласованной фильтрации неизбежно приводит к возникновению потерь и как следствие ухудшению отношения сигнал/шум на выходе фильтра, расширению главного пика, а значит ухудшению разрешающей способности по дальности (Ширман Я. Д., Манжос В. Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех.- М.: Радио и связь, 1981, с.123). Последнее является недостатком указанного способа радиолокации. Другим недостатком являются достаточно жесткие требования к точности формирования таких сигналов и высокие требования к устройствам их сжатия (Кочемасов В. Н., Белов Л.А., Оконешников В. С. Формирование сигналов с линейной частотной модуляцией. -М.: Радио и связь, 1993, с. 27-36). Задачу одновременного измерения дальности и скорости можно решить, если в качестве зондирующего использовать сигнал, состоящий из ряда ЛЧМ сигналов, начальные значения фазы и частоты, скорость ЧМ и длительность которых в общем случае не одинаковы и законы их изменения являются случайными. Однако недостатком таких сигналов являются высокие требования, предъявляемые к узлам, согласовывающим фазы отдельных дискрет друг с другом (Кочемасов В. Н., Кряжев В.П., Оконешников В. С. ЛЧМ сигналы с внутриимпульсной фазовой манипуляцией // Радиотехника, 1980, т. 35, N 2, с. 57-60).

Известен способ зондирования системой сложных ФМн сигналов, являющийся прототипом и позволяющий обеспечить подавление дальностных БЛ сжатого сложного сигнала, заключающийся в том, что формируют, излучают, принимают, сжимают в согласованных фильтрах, а затем когерентно суммируют (имеются в заявке) ФМн сигналы, имеющие разнополярные знаки и величины БЛ, расположенных на одинаковом удалении от главного пика (Литюк В. И., Плекин В. Я., Овсеенко А. В. Системы радиолокационных фазоманипулированных сигналов // Известия ВУЗов СССР "Радиоэлектроника", 1991, т. 34, N 4, с. 37- 42; Патент РФ, N 1538710 кл. G 01 S 13/00. Устройство для зондирования и приема сложных фазоманипулированных сигналов на основе кодов Баркера / В.И.Литюк, А. В. Овсеенко, 1993). Данный способ позволяет полностью подавить дальностные БЛ в применяемой системе сложных ФМн сигналов на всей плоскости (τ, F) за исключением области τ = 0 . Отметим, что данный способ носит название компенсационного и позволяет сохранить разрешающую способность по дальности, определяемую длительностью дискрета системы ФМн сигналов.

Однако недостатком данного способа является необходимость поддержания одинаковых значений начальных фаз для всей системы сжатых ФМн сигналов с целью обеспечения условий компенсации дальностных БЛ, - что приводит к высоким требованиям к устройствам измерения и коррекции начальных фаз каждого ФМн сигнала системы.

Технический результат заключается в устранении требования одинаковости начальных фаз системы фазоманипулированных сигналов прb их обработке с одновременным повышением разрешающей способности по дальности.

Технический результат достигается тем, что в способе импульсной радиолокации системой фазоманипулированных сигналов, включающем в себя формирование, излучение, прием системы фазоманипулированных сигналов, каждый дискрет излучаемого фазоманипулированного сигнала с размерностью кода N каждого из системы фазоманипулированных сигналов, состоящей из 2N сигналов, имеет внутридискретную частотную модуляцию, закон изменения которой определяется знаком кода фазоманипулированного сигнала, законы изменения частоты внутридискретной частотной модуляции ортогональны или квазиортогональны, причем диапазон изменения этих частот у всех дискрет одинаковый и все сигналы системы имеют одинаковую несущую частоту, а при приеме каждый дискрет со своим законом внутридискретной частотной модуляции фазоманипулированного сигнала с размерностью кода N обрабатывается в системе согласованных фильтров, каждый из которых согласован с законом изменения частоты соответствующего дискрета фазоманипулированного сигнала, на выходе согласованных фильтров выделяют огибающие обработанных соответствующих дискрет и которые получают соответствующий знак кода дискрета фазоманипулированного сигнала, причем последовательность огибающих, знаки которых соответствуют коду соответствующего фазоманипулированного сигнала, обрабатывают в соответствующем согласованном фильтре фазоманипулированного сигнала системы фазоманипулированных сигналов, результаты обработки сигналов в которых суммируют на временном интервале, длительность которого определяется длительностью обрабатываемой системы, состоящей из 2N фазоманипулированных сигналов с внутридискретной частотной модуляцией, причем система фазоманипулированных сигналов с внутридискретной частотной модуляцией состоит из 2N фазоманипулированных сигналов, каждый из которых имеет размерность кода N, и каждый сигнал из группы N фазоманипулированных сигналов на интервале длительностью N ортогонален каждому другому фазоманипулированному сигналу из группы, состоящей из N ортогональных фазоманипулированных сигналов, и ему также соответствует инверсный фазоманипулированный сигнал другой группы, состоящей также из N ортогональных фазоманипулированных сигналов.

В предлагаемом способе сжатие каждого из 2N сложных сигналов, каждый из которых состоит из N=2²⁺ⁱ дискрет, где i=0,1,2,..., причем каждый отдельный дискрет в зависимости от знака кода имеет свой закон внутридискретной частотной модуляции (ЧМ), производится в соответствующих параллельно соединенных согласованных фильтрах с законами внутридискретной ЧМ отдельных дискрет (СФД), выходы которых соединены с узлами выделения огибающих сжатых сигналов и соединены через устройство суммирования (вычитания) с соответствующими величинами и знаками весовых коэффициентов на своих входах с входом согласованного фильтра одиночного фазоманипулированного сигнала (СФОФМнС). Этот СФОФМнС имеет перестраиваемые коэффициенты, соответствующие закону фазовой манипуляции каждого ФМн сигнала из системы, состоящей из 2N сигналов. При этом весовые коэффициенты в этом СФОФМнС устанавливаются в соответствии с кодом принимаемого на соответствующем временном интервале ФМн сигнала. Сжатый ФМн сигнал поступает на согласованный фильтр пачки фазоманипулированных сигналов (СФПФМнС), состоящей из 2N сигналов, где происходит синхронное суммирование этих 2N сигналов.

В результате обработки в СФД каждого дискрета каждого сигнала из системы ФМн сигналов на выходе суммирующего (вычитающего) устройства образуется сигнал в виде последовательности огибающих сжатых сложных сигналов, которыми модулируются отдельные дискреты. Месторасположение пиков огибающих сжатых сигналов и их знаки соответствуют коду принимаемого ФМн сигнала. В результате обработки пачки из 2N импульсов таких сигналов соответствующим образом настраиваемым СФ ФМн сигнала получаются на его выходе 2N сжатых ФМн сигналов, основные пики которых находятся в фазе, а БЛ - в противофазе. Последнее обстоятельство позволяет при суммировании всей пачки, состоящей из 2N обработанных указанным образом сигналов, получить компенсацию БЛ за пределами центральной области, длительность которой равна длительности двух дискретов, а главный пик сжатого импульса расположен в середине центральной области. Очевидно, что автокорреляционные функции (АКФ) каждого ФМн сигнала из системы, состоящей из 2N сложных ФМн сигналов, должны обладать свойствами, позволяющими получать указанный результат.

Известно, что к таким системам ФМн сигналов могут быть отнесены сигналы, синтезированные, на основе модифицированных матриц Адамара (ММА) которые называют Н-матрицами. В качестве первообразных для рассматриваемой системы ФМн сигналов примем матрицу 4-го порядка (N=4), описывающую бинарные ФМн сигналы. При этом АКФ ФМн сигналов на основе кодов, описываемых этими матрицами, будут иметь вид:

где
k - целые значения t/τ_д в обе стороны от главного пика; t - текущее время; τ_д - длительность дискрета; d_i= ±1 - символ, соответствующий моменту времени τ_дn , в который может производиться манипуляция фазы.

Как показано в работе "Исследование и разработка цифровых методов обработки широкополосных сигналов: Синтез широкополосных сигналов и методов их обработки". Технический отчет о НИР/ТРТУ; N ГР 01.9.40001150; Инв. N 02.9.40003121. Таганрог, 1994, 80 с. , свойствами, позволяющими получать системы ФМн сигналов, у которых тела неопределенности (ТН) обладают взаимодополняющими свойствами, являются системы сигналов, синтезированные на основе модифицированных матриц Адамара. Отметим, что по определению (Холл М. Комбинаторика /Пер. с англ.; Под ред. А.О.Гельфонда и В. Е. Тараканова.-М.:. Мир, 1970, 424 с.) матрицей Адамара порядка N называется (N<Х>N) - матрица Н, элементами которой являются +1 и -1, такая, что
HH^T = NI,
где
знак T означает транспонирование, I - единичная матрица порядка N.

Последнее равенство эквивалентно утверждению, что любые две строки Н ортогональны. Перестановка строк или столбцов H, равно как и умножение строк или столбцов на -1, сохраняет это свойство. Также будем полагать, что матрицы Адамара H₁ и H₂ эквивалентны если:
H₂=PH₁Q,
где
P и Q - мономинальные матрицы перестановок с элементами +1 и -1, т.е. P и Q имеют точно по одному ненулевому элементу в каждой строке и в каждом столбце и этот ненулевой элемент равен +1 или -1. Матрица P осуществляет перестановку и меняет знаки у строк, а Q - у столбцов.

Приводимые в указанном отсчете системы кодов позволяют получать системы ФМн сигналов с требуемыми свойствами. Однако прямое использование указанных кодов для построения систем ФМн сигналов с взаимодополняющими свойствами требует наличия информации о начальных фазах каждого принимаемого сигнала из системы и обеспечения достижения равенства начальных фаз всех сигналов системы (Литюк В. И. , Плекин В. Я., Овсеенко А. В. Системы радиолокационных фазоманипулированных сигналов // Известия ВУЗов СССР "Радиоэлектроника", 1991, т. 34, N 4, с. 37-42). Использование указанных кодов позволяет получать АКФ для каждого сигнала, которые могут быть описаны выражением:

В результате обработки такой системы сигналов получается сжатый пик, величина которого пропорциональна N², и взаимокомпенсируются боковые лепестки сжатых сигналов. Однако данный способ обладает тем недостатком, что величина главного пика ТН системы ФМн сигналов (суммарное ТН) зависит от частоты и носит "гребенчатый" характер по оси частот.

Для ликвидации указанного недостатка в предлагаемом способе используется внутридискретная ЧМ. При этом закон ЧМ каждого дискрета определяется знаком кода. При этом эти законы ЧМ должны выбираться таким образом, чтобы обеспечить условие ортогональности (квазиортогональности) друг другу. В этом случае обеспечивается слабая зависимость величины главного пика сжатого ФМн сигнала от частоты. Суммарное ТН приобретает "сплошной" характер вдоль оси частот в области τ = 0 АКФ системы ФМн сигналов.

Кроме того, за счет введения внутридискретной ЧМ в предлагаемом способе удается получить более высокую разрешающую способность по дальности по сравнению с компенсационным способом подавления дальностных БЛ при использовании систем ФМн сигналов без внутридискретной ЧМ.

Помимо использования кодов, позволяющих получить системы ФМн сигналов с изменениями фазы Оπ (D-коды), могут быть использованы системы ФМн сигналов со скачками фазы 0, π/2, π, 3π/2 (E-коды). При этом АКФ системы E-кодов аналогична АКФ системы В-кодов. АКФ ФМн сигналов на основе D-кодов имеют нулевые значения для четных номеров БЛ. При использовании ортогональных (квазиортогональных) законов внутридискретной ЧМ появляются нескомпенсированные БЛ в тех областях суммарного ТН, где АКФ ФМн сигналов имели нулевые значения БЛ. Для компенсации этих БЛ в суммарном ТН используется система ФМн сигналов с инверсными значениями кодов, полученных на основе модернизированной матрицы Адамара. Таким образом, получается аналогичная система, состоящая из N ФМн сигналов, значения кода которой инверсны модифицированной матрицы Адамара. Обработка этой системы осуществляется аналогичным образом. При этом главный пик сжатого сигнала в суммарном ТН всей системы пропорционален величине 2N².

В качестве примера можно предложить следующие системы кодов:
- на основе матрицы H₄, которую обозначим H_4/8

- на основе матрицы H₈, которую обозначим H_8/16

Могут быть использованы и другие системы сигналов на основе матриц H₄, H₈, а также матриц более высокого порядка.

АКФ для кодов матрицы H_4/8 будет:

АКФ для кодов матрицы H_8/16 будет:

Аналогичным образом могут быть получены АКФ для других систем кодов (в частности, для E-кодов).

В отличие от способа зондирования пространства сигналом без внутриимпульсной модуляции данный способ позволяет получать разрешающую способность по дальности, определяемую не длительностью излучаемого сигнала, а параметрами внутридискретной модуляции.

В отличие от способа весовой обработки с целью подавления БЛ данный способ отличается тем, что компенсация БЛ в сжатом сигнале, за исключением центральной области, равной 2τ_д , не сопровождается ухудшением разрешающей способности по дальности, которая определяется параметрами внутридискретной ЧМ.

В отличие от способа зондирования системой ФМн сигналов без внутридискретной ЧМ предложенный способ отличается тем, что не требует наличия информации о начальной фазе каждого сигнала всей системы ФМн сигналов и имеет слабую зависимость значения максимума сжатого сигнала от расстройки по частоте, а разрешающая способность определяется не длительностью дискрета, а его базой. Отметим, что в предлагаемом, способе добиться понижения уровня БЛ в центральной области длительностью 2τ_д в районе τ = 0 можно получить известными способами весовой обработки.

Проведенный анализ предложенного способа зондирования пространства и сравнение его с аналогами и прототипом позволяет сделать вывод о том, что предлагаемый способ соответствует критериям "новизна", "изобретательский уровень", "промышленная применимость".

На фиг. 1 приведена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ; на фиг. 2 - временные диаграммы кодов, формируемых блоком цифрового формирователя фазоманипулированного сигнала; на фиг.3 - временные диаграммы в виде квадратурных составляющих фазоманипулированного сигнала на выходе блока модуляции; на фиг.4 - временные диаграммы в виде квадратурных составляющих фазоманипулированного сигнала на выходе блока образования цифровых квадратурных составляющих 4; на фиг.5 - временные диаграммы на выходе сумматора (вычитателя) 9; на фиг.6 - временные диаграммы на выходе согласованного фильтра одиночного фазоманипулированного сигнала 10; на фиг. 7 - результирующий отклик обработки пачки, состоящей из восьми сложных сигналов на выходе устройства; на фиг.8 - результирующий отклик обработки пачки из восьми сложных сигналов имеющих "положительный" доплеровский сдвиг (цель приближаются); на фиг. 9 - результирующий отклик обработки пачки из восьми сложных сигналов имеющих "отрицательный" доплеровский сдвиг (цель удаляется).

Устройство, реализующее предложенный способ (фиг.1), содержит: антенну (А) 1, выход которой через антенный переключатель (АП) 2 соединен с входом радиоприемного устройства (РПрУ) 3, выход которого соединен с входом блока образования цифровых квадратурных составляющих (БОЦКС) 4, выход которого соединен с соответствующими входами друх параллельно соединенных каналов, каждый из которых состоит из последовательно соединенных согласованных фильтров дискрет (СФД) 5 и 6, выходы которых соединены через блоки выделения огибающей (БВО) 7 и 8 с входами сумматора (вычитателя) 9, выход которого соединен с согласованным фильтром одиночного фазоманипулированного сигнала (СФОФМнС) 10, состоящего из цифровой линии задержки (ЦЛЗ) 11 с N отводами, каждый из которых через соответствующий блок перестраиваемого весового коэффициента (БПВК) 12 соединен с соответствующим входом сумматора 13 (Σ13) , выход которого является выходом СФОФМнС 10, и который соединен с согласованным фильтром пачки фазоманипулированных сигналов (СФПФМнС) 14, который состоит из трехвходового сумматора 15 (Σ15) , один из входов которого соединен с выходом СФОФМнС 10, к которому также подключена по входу цифровая линия задержки (ЦЛЗ) 16 с временем задержки, равным 2N периодов повторения, выход которой соединен со вторым входом Σ15 , выход которого соединен с выходом устройства и соединен с входом цифровой линии задержки (ЦЛЗ) 17 с временем задержки, равным периоду повторения, выход которой соединен с третьим входом Σ15 , причем управляющие входы всех БПВК 12 соединены с соответствующими выходами блока цифрового формирования фазоманипулированного сигнала (БЦФФМнС) 18, соединенного по управляющему входу с соответствующим выходом блока синхронизации (БС) 19, второй выход которого соединен с управляющим входом АП 2, второй вход которого соединен с выходом радиопередающего устройства (РПУ) 20, соединенного по входу через блок модуляции (БМ) 21 с выходом БЦФФМнС 18, причем БС 19 соединен с соответствующими выходами БОЦКС 4, с блоками СФД 5 и СФД 6, БВО 7 и БВО 8, ЦЛЗ 11, ЦЛЗ 16, ЦЛЗ 17 (не показаны).

Устройство, реализующее предлагаемый способ и изображенное на фиг.1, работает следующим образом. В момент времени t=t₀, АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть первым сигналом будет сигнал имеющий код 1,1,-1,1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг. 2а изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг. 3а изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁= 4τ_д , соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂≥t₁ на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной вгибающей принимаемого сигнала (фиг. 4а). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями:


где
M - определяет количество отсчетов квадратурных составляющих на одном дискрете, а N - определяет полосу обрабатываемого дискрета. Обычно полагают M≤N.

Эти два закона описывают сигналы, полные фазовые функции которых являются кубическими параболами с противоположными законами изменения частоты. Подобные виды ЧМ могут рассматриваться как квазиортогональные.

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5а показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал, поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 , являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6а. Этот сигнал поступает на вход сумматора Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и на вход ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п.

В момент времени t=t₀+T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть вторым сигналом будет сигнал имеющий код -1,1,1,1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом, сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство.

На фиг.2б изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3б изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂+T_п≥t₁+T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4б). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффек, т не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5б показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которого является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющимся выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6б. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и на вход ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанным в ЦЛЗ 17 сигналом, и результат записывается в ЦЛЗ 17.

В момент времени t=t₀+2T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть третьим сигналом будет сигнал имеющий код -1,-1, 1,-1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д. За длительность этого временного интервала, равного τ_д, в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг. 2в изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3в изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+2T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂+2T_п≥t₁+2T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4в). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5в показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал, поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛ3 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 , являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6в. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.

В момент времени t=t₀+3T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть четвертым сигналом будет сигнал имеющий код 1,-1,-1,-1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д,. За длительность этого временного интервала, равного τ_д., в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2г изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг. 3г изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+3T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂+3T_п≥t₁+3T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4г). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5г показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 , являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг. 6г. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.

В момент времени t=t₀+4T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал. с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть пятым сигналом будет сигнал имеющий код 1,1,1,-1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2д изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3д изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+4T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂+4T_п≥t₁+4T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг. 4д). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5д показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6д. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.

В момент времени t=t₀+5T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть шестым сигналом будет сигнал имеющий код 1,-1,1,1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2е изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3е изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₂+5T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂+5T_п≥t₁+5T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4е). Эти квадратурные составляющие, представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемый сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным, для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5е показан сигнал, получающийся на выходе, сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6е. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15, поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.

В момент времени t=t₀+6T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть седьмым сигналом будет сигнал, имеющий код -1, -1, - 1, 1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого, временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг. 2ж изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг. 3ж изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+6T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂+6T_п≥t₁+6T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4ж). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5ж показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6ж. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15, поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.

В момент времени t=t₀+7T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть восьмым сигналом будет сигнал, имеющий код -1,1, -1, - 1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18, сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2з изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3з изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+7Т_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.

Пусть в момент времени t=t₂+7T_п≥t₁+7T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4з). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают, на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5. и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5з показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал, поступает на СФОФМнС 10 и записывается, в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6з. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки равным, T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами и результат записывается в ЦЛЗ 17. На выходе устройства появится отклик, изображенный на фиг.7.

С момента времени t= t₀+8T_п работа устройства повторяется аналогично тому, как она осуществлялась, начиная с момента времени t=t₀. При этом сигнал, который был записан в ЦЛЗ 16 8T_п назад, поступит в противофазе на соответствующий вход сумматора 15 и этим самым вычитается из результирующего сигнала, находящегося в ЦЛЗ 17. В тот же самый момент времени сигнал с аналогичным законом фазовой манипуляции, поступит на другой вход Σ15 , что обеспечит режим работы устройства "скользящее окно". При этом отклик сигнала на выходе устройства останется таким же, каким он изображен на фиг. 7. Далее работа устройства повторяется, т.е. каждый код повторяется через 8T_п.

В случае работы с другими кодами (например, восьмиразрядными) значения кодов будут повторяться через 16T_п, а СФОФМнС 10 должен быть согласован с восьмиразрядным кодом. Аналогичным образом требуется изменять характеристики устройства при смене видов кодов.

В том случае, если сигнал отражается от движущейся цели, то имеет место доплеровское смещение принимаемого сигнала. При этом работа устройства вне зависимости от используемых кодов аналогична описанному ранее. На фиг.8 приведен отклик сигнала имеющего "положительный" (цель приближается) доплеровский сдвиг, а на фиг.9 - "отрицательный" (цель удаляется) доплеровский сдвиг. Из фиг.8, 9 видно, что, несмотря на наличие доплеровского сдвига отраженного сигнала, боковые лепестки также полностью компенсируются, что свидетельствует о "ножевидном" характере ТН данной системы сигналов в точке τ = 0 на плоскости (τ, F). Фиг.8 и 9, как и фиг.2-7, были получены путем моделирования на ЦВМ описанного алгоритма обработки с соответствующими сигналами.

Проведение технико-экономического сравнения предложенного способа с прототипом показывает, что предложенный способ позволяет увеличить разрешающую способность по дальности с одновременной полной компенсацией боковых лепестков в области, занимаемой боковыми лепестками отдельных сжатых сложных сигналов. Также видно, что по сравнению с прототипом предложенный способ при его применении в задачах картографирования земной поверхности позволяет получать изображение земной поверхности, в котором слабо сказываются доплеровские искажения, вносимые движением носителя. Кроме того, сравнение предлагаемого способа с прототипом показывает, что снимается требование одинаковости начальных фаз для всей системы обрабатываемых сигналов, что позволяет устранить ряд узлов, обеспечивающих измерение начальных фаз и их корректировку.

Способ импульсной радиолокации системой фазоманипулированных сигналов предназначен для использования в радиолокационных станциях обзора и картографирования земной поверхности. Другой возможной областью применения является синхронная связь с применением сложных сигналов. Технический результат изобретения заключается в устранении требования одинаковости начальных фаз системы фазоманипулированных сигналов при их обработке с одновременным повышением разрешающей способности по дальности. Технический результат достигается тем, что формируют, излучают, принимают, сжимают в согласованных фильтрах отдельные дискреты с соответствующей частотной модуляцией, образующие сложный фазоманипулированный сигнал, который сжимают в соответствующем согласованном фильтре и когерентно суммируют с системой других сигналов, имеющих разнополярные боковые лепестки на одинаковом удалении от главного пика. 9 ил.

Способ импульсной радиолокации, заключающийся в том, что формируют последовательность фазоманипулированных сигналов, излучают, принимают, отличающийся тем, что каждый дискрет излучаемого фазоманипулированного сигнала размерностью кода N каждого из последовательности фазоманипулированных сигналов, состоящей из 2 N сигналов, подвергают внутридискретной частотной модуляции, закон изменения которой определяется знаком кода фазоманипулированного сигнала, законы изменения частоты внутридискретной частотной модуляции ортогональны или квазиортогональны, диапазон изменения этих частот у всех дискрет одинаковый и все сигналы последовательности имеют одинаковую несущую частоту, а при приеме каждый дискрет со своим законом внутридискретной частотной модуляции фазоманипулированного сигнала с размерностью кода N обрабатывают в системе согласованных фильтров, каждый из которых согласован с законом изменения частоты соответствующего дискрета фазоманипулированного сигнала, на выходе согласованных фильтров выделяют огибающие дискрет, которым соответствует знак кода дискрета соответствующего фазоманипулированного сигнала, причем последовательность огибающих, знаки которых соответствуют коду соответствующего фазоманипулированного сигнала, подвергают фильтрации в соответствующем согласованном фильтре фазоманипулированного сигнала, сигналы, получаемые на выходах всех согласованных фильтров фазоманипулированных сигналов соответствующим образом, задерживают и синхронно суммируют на временном интервале, длительность которого определяется периодом повторения обрабатываемой последовательности, состоящей из 2 N фазоманипулированных сигналов с внутридискретной частотной модуляцией, состоящей из двух групп по N фазоманипулированных сигналов в каждой группе, причем каждому фазоманипулированному сигналу из группы из N фазоманипулированных сигналов соответствует инверсный фазоманипулированный сигнал другой группы, состоящей из N фазоманипулированных сигналов, причем фазоманипулированные сигналы в каждой группе, состоящей из N фазоманипулированных сигналов, ортогональны друг другу.