Изобретение относится к способу и устройству для шифрования и дешифрования речи при передаче речевых сигналов, присутствующих в составе систем для передачи речевых сигналов, оснащенных устройством предварительной обработки, предназначенным, во-первых, для преобразования речевого сигнала в цифровую форму и согласования передаваемого сигнала с заданным каналом передачи и/или, во-вторых, для преобразования принимаемого сигнала в цифровую форму и согласования принимаемого сигнала, преобразованного к нормированному виду, с усстройством воспроизведения речи.
Из уровня техники известны способы шифрования и дешифрования речи, заключающиеся в следующем:
1) преобразовании речевых сигналов в цифровую форму, кодировании цифровых значений и передаче кодированных значений в виде цифровых данных с помощью модема;
2) хранении последовательности речевого сигнала, делении последовательности на меньшие временные интервалы, передаче этих субпоследовательностей в ином порядке следования по сравнению с первоначальным;
3) делении передаваемого спектрального диапазона сигналов на поддиапазоны, передаче сигнала, формируемого в процессе взаимной перестановки поддиапазонов спектра;
4) инверсии спектра частот, т.е. взаимной перестановке высоких и низких частот передаваемого низкочастотного спектра с постоянной или переменной точкой деления (способ зеркальной частоты);
5) комбинации способов 2 - 4.
Известные способы обладают следующими принципиальными недостатками.
1) Передача цифровых данных, как правило, производится по тем же каналам, что и передача незашифрованной речи. Поскольку эти каналы имеют лишь ограниченную ширину полосы частот, то необходимо осуществлять сжатие данных. После восстановления этих (сжатых) данных на приемной стороне невозможно идентифицировать говорящего с достаточной степенью надежности.
2) С учетом физиологических особенностей изменение количества и временной длительности подынтервалов возможно только в узких пределах, поэтому передаваемые сигналы легко поддаются расшифровке.
Переходы между взаимно переставленными подынтервалами обычно не удается восстановить без фазовых искажений на приемной стороне, так что снижение качества передаваемого сигнала по сравнению с незашифрованным сигналом становится более заметным.
Для этого способа характерна в принципе заметная задержка между окончанием речи и началом передачи сигнала, что при передаче по каналам определенных типов создает для говорящего помехи в виде местных эхоэффектов.
3) С учетом физиологических особенностей количество и ширина полосы частот спектральных подынтервалов жестко ограничены, вследствие чего передаваемые сигналы легко поддаются расшифровке. Неизбежные случаи перекрытия полос частот у фильтров, необходимых для формирования и восстановления подспектров, приводят к ухудшению качества передачи.
4) При сравнительно незначительных технических затратах возможна расшифровка передаваемого сигнала. Остаточная разборчивость зашифрованного сигнала высока; подготовленные соответствующим образом слушатели могут прослушивать передачи даже без каких-либо вспомогательных технических средств.
5) Возможность комбинировать различные способы в целом повышает надежность защиты от дешифрования, однако в результате таких комбинаций суммируются все отрицательные характеристики, как, например, ухудшение отношения сигнал/шум и ограничение числа каналов передачи до нескольких простых совокупностей.
В соответствии с этим в основу изобретения положена задача создания способа и устройства для шифрования и дешифрования речи при передаче речевых сигналов, причем как способ, так и устройство могут быть реализованы в компактном исполнении типа модуля (также имеющего в дальнейшем возможность расширения) и по сравнению с известным способом, известными устройствами обеспечивают существенно более высокую надежность в отношении прослушивания и расшифровки третьими лицами.
С учетом этой задачи к шифрованию речи предъявляются следующие дополнительные требования:
- высокая разборчивость речи,
- хорошее распознавание говорящего,
- незначительное отличие качества передачи по сравнению с режимом работы открытым текстом,
- достаточная "прозрачность" принципа действия и удобство обслуживания для пользователя,
- автоматическое распознавание зашифрованных сигналов на приемной стороне,
- возможность применения в аналоговых радиосетях и в телефонии,
- выдерживание имеющейся в наличии заданной полосы пропускания канала передачи.
Предлагаемый согласно изобретению способ шифрования и дешифрования речи при передаче речевых сигналов отличается тем, что
на передающей стороне
преобразованный в цифровую форму речевой сигнал с помощью первого комплексного входного фильтра, полоса пропускания которого соответствует полосе пропускания канала передачи, преобразуется в комплексный сигнал, модулируемый по фазе с помощью управляемого псевдослучайными числами ключевого сигнала,
фазомодулированный речевой сигнал вместе с пилот-сигналом, также модулированным по фазе методом псевдослучайного распределения, комбинируется путем суммирования в передаваемый зашифрованный полезный сигнал и
полезный сигнал вместе с преамбулой, которая служит для синхронизации и коррекции полезного сигнала на приемной стороне, в виде комплексного сигнала в определенной последовательности проходит через первый комплексный выходной фильтр, формирующий реальный выходной сигнал, который после цифроаналогового преобразования выдается на устройство преобразования передаваемых сигналов к нормированному виду, и что
на приемной стороне
цифровой принимаемый сигнал с помощью второго комплексного входного фильтра, полоса пропускания которого соответствует полосе пропускания канала передачи, преобразуется в комплексный сигнал,
по этому комплексному сигналу во время фазы распознавания преамбулы реализуется, во-первых, тактовая синхронизация пилот-сигнала, выработанного на приемной стороне и модулированного по фазе методом случайного распределения, инициализируемого преамбулой, и, во-вторых, расчет коэффициентов коррекции для корректирующего устройства на приемной стороне, а затем инициализируется фаза дешифрования полезного сигнала,
зашифрованный полезный сигнал отделяется от наложенного на него на передающей стороне фазомодулированного пилот-сигнала за счет объединения с синхронизированным пилот-сигналом, выработанным на приемной стороне и
выделенный таким образом фазомодулированный зашифрованный цифровой речевой сигнал дешифруется за счет обратной фазовой демодуляции с помощью сформированного на приемной стороне ключевого сигнала, тактовое управление которым осуществляется посредством преамбулы, и в виде комплексного сигнала проходит через второй комплексный выходной фильтр, формирующий реальный выходной сигнал, который после цифроаналогового преобразования выдается на устройство преобразования принимаемых сигналов к нормированному виду.
Одной из отличительных особенностей предлагаемого согласно изобретению способа является то, что после преобразования входных сигналов в цифровую форму как на передающей, так и на приемной стороне производится комплексная фильтрация предпочтительно с помощью фильтра Хильберта, в результате которой из реального сигнала формируется комплексный сигнал, частота дискретизации которого понижается, причем полоса пропускания соответствующего комплексного фильтра соответствует пониженной частоте дискретизации. Все последующие основные операции реализуются затем по комплексным сигналам с пониженной тактовой частотой.
Частота дискретизации комплексного сигнала на выходе предпочтительно как на передающей, так и на приемной стороне повышается посредством введения нулей в поток данных. Соответствующий последовательно подключенный комплексный фильтр, предпочтительно также фильтр Хильберта, выполняет функцию интерполяционного фильтра и выделяет реальный сигнал с частотной дискретизации, согласованной с полосой пропускания канала передачи.
Предлагаемое согласно изобретению устройство для шифрования и дешифрования речи в составе аппаратуры для передачи речевых сигналов, оснащенной устройством предварительной обработки, предназначенным, во-первых, для преобразования речевого сигнала в цифровую форму и согласования передаваемого сигнала с заданным каналом передачи и/или, во-вторых, для преобразования принимаемого сигнала в цифровую форму и согласования принимаемого сигнала, преобразованного к нормированному виду, с устройством воспроизведения речи, отличается тем, что
на передающей стороне
генератор ключевых сигналов, управляемый генератором (псевдо)случайных чисел, воздействует на цифровой фазовый модулятор, который осуществляет фазовую модуляцию цифрового речевого сигнала,
фазомодулированный речевой сигнал вместе с пилот-сигналом, также фазомодулированным методом случайного распределения и выработанным генератором пилот-сигналов, комбинируются в полезный сигнал,
генератор преамбулы формирует служащую для синхронизации и коррекции полезного сигнала на приемной стороне преамбулу, которая вместе с полезным сигналом с помощью переключателя, работающего с определенной последовательностью тактов, последовательно выводится на устройство предварительной обработки для преобразования передаваемых сигналов к нормированному виду, и что
на приемной стороне
имеется цифровой корректирующий фильтр, предназначенный для коррекции канала передачи цифрового принимаемого сигнала, причем коэффициенты коррекции для этого фильтра рассчитываются и задаются во время приема преамбулы,
предусмотрено устройство для детектирования преамбулы в пределах принимаемого полезного сигнала, которое в зависимости от определенного участка преамбулы выдает вычислительному устройству более высокого уровня команду на расчет фильтрационных коэффициентов для корректирующего фильтра и затем инициализирует операцию дешифрования полезного сигнала посредством активации блока тактовой синхронизации, который, во-первых, за счет комплексного перемножения принимаемого демодулированного пилот-сигнала с выработанным на приемной стороне пилот-сигналом формирует управляющий сигнал для коррекции частоты дискретизации и, во-вторых, при управлении от генератора (псевдо)случайных чисел, который также инициализируется тактовой синхронизацией, из выработанного генератором пилот-сигналов на приемной стороне пилот-сигнала формирует с помощью модулятора фазомодулированный пилот-сигнал, который объединяется с откорректированным полезным сигналом и затем в виде фазомодулированного речевого сигнала в фазовом демодуляторе под управлением синхронизированного генератора случайных чисел на приемной стороне преобразуется в демодулированный цифровой речевой сигнал, выдаваемый на устройство предварительной обработки для преобразования в звуковой сигнал.
Предпочтительные модификации и усовершенствованные варианты выполнения предлагаемых по изобретению способа, устройства для шифрования и дешифрования речи приведены в зависимых пунктах формулы изобретения и очевидны для специалиста в данной области техники из нижеследующего описания изобретения, в частности из примеров выполнения и чертежей, пояснения к которым, обозначения и пояснения к блок-схемам и т.п., так же как и текст описания, следует рассматривать как раскрытие сущности изобретения.
На чертежах показаны:
фиг. 1 - блок-схема предлагаемого согласно изобретению модуля для шифрования и дешифрования речи, называемого в дальнейшем "ШД-модуль";
фиг. 2 - принцип шифрования с произвольно выбранной временной характеристикой;
фиг. 3 - функциональная блок-схема передающей части ШД-модуля;
фиг. 4 - принцип дешифрования без реальной временной шкалы;
фиг. 5 - функциональная блок-схема приемной части ШД-модуля;
фиг. 6 - блок-схема обработки сигналов на передающей части ШД-модуля;
фиг. 7 - структурная схема входного (первого) комплексного фильтра, предпочтительно фильтра Хильберта;
фиг. 8 - частотная характеристика входного (первого) комплексного фильтра согласно фиг. 7;
фиг. 9 - структурная схема первого выходного комплексного фильтра, предпочтительно фильтра Хильберта, в передающей части ШД-модуля;
фиг. 10 - частотная характеристика первого выходного комплексного фильтра, предпочтительно фильтра Хильберта, согласно фиг. 9;
фиг. 11 - блок-схема обработки сигналов на приемной стороне в фазе распознавания преамбулы (открытый текст);
фиг. 12 - блок-схема обработки сигналов на приемной стороне в фазе дешифрования;
фиг. 13 - рабочая и функциональная схемы последовательности операций обработки сигналов на передающей стороне согласно блок-схеме по фиг. 6;
фиг. 14 - рабочая и функциональная схемы последовательности операций обработки сигналов на приемной стороне согласно блок-схемам по фиг. 11 и 12.
Для лучшего понимания сущности изобретения пример выполнения предлагаемого согласно изобретению ШД-модуля в части его структурной схемы и/или принципа функционирования описан ниже в нескольких отдельных разделах.
1. Структурная схема ШД-модуля.
ШД-модуль содержит в основном произвольную процессорную систему для цифровой обработки сигналов и необходимые для работы периферийные устройства, сопряженные с используемыми в настоящее время схемами реализации алгоритмов обработки сигналов. На представленной на фиг. 1 блок-схеме изображены основные элементы и узлы для цифровой обработки сигналов. Такие функции, как электропитание, генерирование тактовых импульсов, дискретные входы и аналоговые каскады на входе и выходе на чертеже не показаны.
По своей структуре ШД-модуль по фиг. 1 соответствует реализованному на практике и работоспособному прототипу, который отчасти еще используется для испытаний и дальнейшего совершенствования разработки алгоритмов. На самой блок-схеме представлен вариант выполнения для серийного производства. Описываемый вариант выполнения изобретения ни в коей мере нельзя рассматривать как единственно возможный. Напротив, и это очевидно специалисту, любая часть и любой узел как на передающей, так и на приемной стороне могут быть подвергнуты модификации и изменению, не выходя за рамки изложенной в описании технической теории.
Основным узлом обработки сигналов является процессор 1 обработки сигналов, в состав которого по меньшей мере в компоновке, используемой в прототипе, входит процессор типа ADSP-21msp55 фирмы Analog Devices. Этот процессор 1 сигналов уже имеет в своем составе аналого-цифровой преобразователь 2 и цифроаналоговый преобразователь 3 с разрешающей способностью примерно 16 бит при частоте дискретизации 8 кГц. Далее, в модуль встроены два раздельных блока 4 и 5 ОЗУ, причем блок 4 (емкость 1k x 16) предназначен для хранения данных, а блок 5 (емкость 2k x 24) предназначен для хранения программ. Внутренняя организация ЗУ соответствует гарвардской архитектуре, поэтому при выполнении каждого цикла команд наряду с выборкой кода операции возможен также доступ к данным. Для всех без исключения операций, выполняемых процессором, необходим циклический характер. Вследствие этого производительность обработки составляет 13 млн. команд в секунду (целые числа).
Для серийного производства предусмотрена модификация этого процессора (ADSP-21msp56) с масочным программированием, которая со стороны памяти программ дополнительно имеет блок 6 ПЗУ с емкостью 2k x 24 бит.
Для работы в дуплексном режиме необходимо использование дополнительной пары АЦ/ЦА-преобразователей 8 и 9, реализуемой с помощью блока 7 преобразователей типа AD28msp02, содержащего идентичные процессору 1 сигналов преобразователи в отдельном корпусе. Передача данных между блоком 7 преобразователей и процессором 1 сигналов осуществляется через последовательные интерфейсы, обладающие большим быстродействием.
В качестве внешней памяти служит ЭСППЗУ 10, в которое записаны загружаемые части программ и редко изменяемые переменные, как, например, ключ (подробное описание см. ниже). Емкость памяти составляет в данном случае 8k x 8 (при серийном производстве) и 32k x 8 (в прототипе), как показано на фиг. 1.
По дискретным входным сигналам (не показано) процессор 1 сигналов может производить опрос состояния речевой клавиши, логических схем автоматической регулировки громкости радиоустройства 11, а также двухпозиционного криптопереключателя.
Рабочий процесс, который подробно представлен в разделе "Обработка сигналов", кратко может быть сформулирован следующим образом. После подачи рабочего напряжения сначала формируется сигнал "Сброс" (установка в состояние "0") длительностью несколько миллисекунд. Затем процессор 1 сигналов загружает свой внутренний блок 5 ОЗУ для хранения программ содержимым из внешнего ЭСППЗУ 10 и запускает программы. Испытанный к настоящему времени прототип ШД-модуля должен сначала еще разместить всю требуемую к определенному моменту времени программу в этом блоке ОЗУ (2k-команды). Представленная на фиг. 1 серийная конфигурация ШД-модуля уже дополнительно содержит набор 2k-команд, размещенных в ПЗУ 6.
Внешнее ЭСППЗУ 10 может также работать как адресуемая память данных, что позволяет считывать и изменять переменные параметры, например ключ.
Структурная схема процесса выполнения программы формируется по времени прерывания от аналоговых интерфейсов, которые работают автономно на специфицированной частоте преобразования 8 кГц и соответственно по завершении преобразования выдают сигнал прерывания.
2. Обработка сигналов.
Все функции ШД-модуля реализуются посредством цифровой обработки сигналов.
Вначале поясняется принцип обработки сигналов.
На фиг. 3 представлена функциональная блок-схема передающей части ШД-модуля.
На передающей стороне генератор 23 ключевых сигналов формирует ключевой сигнал, с помощью которого производится шифрование входного сигнала микрофона, т. е. речевого сигнала. При нажатии тангенты (не показана) непосредственно перед передачей зашифрованного речевого сигнала передается так называемая преамбула, формируемая генератором 24 преамбулы, как показано на фиг. 2 в виде трех отдельных диаграмм с временной зависимостью.
Преамбула служит для синхронизации другого генератора 43 ключевых сигналов (см. фиг. 5) и для настройки корректирующего устройства 40 на приемной стороне.
Если должна быть обеспечена возможность подключения ("вмешательства") к происходящему разговору, то преамбула передается периодически через определенные интервалы времени, в частности у испытываемого в настоящее время прототипа через каждые 5 c. На время посылки преамбулы (в настоящее время около 200 миллисекунд) зашифрованный речевой сигнал блокируется.
Генератор 20 пилот-сигналов формирует специальный пилот-сигнал, который суммируется с зашифрованным речевым сигналом и на приемной стороне служит для синхронизации частоты дискретизации, как более подробно описано ниже. Представленное двумя раздельными блоками 22a, 22b устройство предварительной обработки осуществляет предварительное преобразование аналогового входного сигнала к нормированному виду и преобразование его в цифровой сигнал или соответственно осуществляет окончательную обработку зашифрованного речевого сигнала на передающей стороне и согласование с соответствующим передающим устройством или с каналом передачи. Более подробно эти операции описаны ниже.
Передаваемый зашифрованный сигнал, как показано на фиг. 4, начинается с преамбулы. По этой причине анализ принимаемого сигнала на приемной стороне всегда происходит в том случае, если приемное устройство не работает в режиме дешифрования. Во время этой фазы принимаемый сигнал многократно повторяется ШД-модулем без каких-либо изменений. При распознавании конца преамбулы по этому распознаванию инициируется процесс дешифрования, т.е. запускается генератор 43 ключевых сигналов на приемной стороне и поступающий полезный сигнал дешифруется ("речевой сигнал" на фиг. 4).
На фиг. 5 показана функциональная блок-схема приемной части ШД-модуля. Принимаемый сигнал поступает на функциональный блок 44, задача которого состоит в распознавании и анализе принимаемого сигнала. В случае приема преамбулы с его помощью в первую очередь определяются характеристики канала передачи, а из них определяются коэффициенты фильтрации для корректирующего устройства 51 на приемной стороне.
К моменту обнаружения конца преамбулы согласование корректирующего устройства с каналом передачи уже завершено. Подробное описание такой операции начальной синхронизации и согласования приемного фильтра цифрового приемника представлено в публикации DE-Cl-4108806 ([4]). Одновременно с этим на приемной стороне запускается генератор 43 ключевых сигналов для дешифрования полезного сигнала. Блок 55 синхронизации частоты дискретизации обрабатывает пилот-сигнал, наложенный на полезный сигнал, и отделяют его от полезного сигнала. После этого выдается дешифрованный полезный сигнал.
Более подробно изобретение поясняется с помощью нижеследующего описания передающей, соответственно приемной частей.
На фиг. 6 представлена подробная блок-схема обработки сигналов на передающей части при шифровании. Отдельные функциональные блоки более детально поясняются в последующих разделах описания. Все функции обработки сигналов, для наглядности представленные в словесной форме на блок-схеме на фиг. 13, реализуются с помощью процессора 1 сигналов (см. фиг. 1). Двойные линии и стрелки на фиг. 6 обозначают аналитические сигналы. Реальные сигналы представлены простыми линиям и стрелками.
Принципиально различают три типа обработки сигналов: аналоговая обработка сигналов в аналоговом устройстве 22 предварительной обработки, цифровая обработка сигналов на тактовой частоте 8 кГц и цифровая обработка сигналов на тактовой частоте 2,667 кГц (8/3 кГц). Соответствующие сигналы, представленные на фиг. 6, отличаются по параметрическим обозначениям: t - аналоговый, v - цифровой, тактовая частота 8 кГц, и n - цифровой, тактовая частота 2,667 кГц.
Режим работы открытым текстом реализуется посредством цепи простой обратной связи на цифровых входах аналогового устройства 22 предварительной обработки.
Здесь следует подчеркнуть, что существующий в настоящее время прототип предлагаемого согласно изобретению ШД-модуля может найти применение в современных аналоговых каналах передачи.
Аналоговое устройство 22 предварительной обработки на приемной стороне решает задачу согласования уровня сигнала, дискретизации аналогового входного сигнала c(t) и преобразования в цифровой сигнал c(v).
Аналого-цифровая преобразующая часть аналогового устройства 22 предварительной обработки (подробно не показана) состоит из двух входных аналоговых усилителей и одного АЦП.
Аналого-цифровая преобразующая часть аналогового устройства 22 предварительной обработки, установленная в прошедшем испытания прототипе ШД-модуля, имеет следующие параметры:
Частота дискретизации - 8 кГц
Длина слова - 16 бит
Прореживающий цифровой фильтр:
Диапазон пропускания - 0-3,7 кГц
Пульсация - ±0,2 дБ
Затухание в полосе задерживания - 65 дБ
Подробное описание схемы и функции аналогового устройства 22 предварительной обработки приведено в указанных в приложении публикациях [1] и [2], которые использованы при дальнейшем пояснении изобретения.
Преобразованный в цифровую форму входной сигнал c(v) поступает на первый входной комплексный фильтр 30 для подавления нижней боковой полосы частот. Этот фильтр 30 ограничивает, кроме того, ширину полосы частот входного сигнала (цифрового речевого сигнала) до уровня, соответствующего таковой канала передачи, т.е. до 2,667 кГц в данном варианте выполнения устройства. Первый входной комплексный фильтр 30 из реального входного сигнала формирует комплексный выходной сигнал, состоящий из реальной и мнимой составляющих, между которыми имеется сдвиг фаз на 90o при любой произвольной частоте (аналитический сигнал). Одновременно подавляются спектральные составляющие, выходящие за пределы рабочей ширины полосы частот канала передачи. Первый входной комплексный фильтр (а также входной комплексный фильтр на приемной стороне; см. ниже) предпочтительно и, в частности, в предлагаемой согласно изобретению модификации представляет собой фильтр Хильберта высшего порядка.
Этот первый входной фильтр Хильберта 30 является рекурсивным фильтром, передаточная функция которого задается выражением
Структура этого фильтра подробно показана на фиг. 7.
Как уже упоминалось, сигнал, поступающий на вход фильтра Хильберта 30, представляет собой дискретизированный реальный принимаемый сигнал c(v). Рекурсивная часть этого фильтра работает только с реальными коэффициентами bi, так что здесь необходимы также только реальные операции. Для трансверсальной части используются комплексные коэффициенты ai.
Первый фильтр Хильберта 30 разработан на основе конструкции эллиптического фильтра нижних частот. За счет трансформации в диапазоне частот фильтр нижних частот преобразуется в полосно-пропускающий фильтр Хильберта.
Частотная характеристика фильтра Хильберта 30, реализованного в прототипе изобретения, показана на фиг. 8.
Выходной сигнал d(v) с ограниченной полосой частот первого входного фильтра (фильтра Хильберта) воздействует на функциональный блок, обозначенный как блок 31 понижения частоты дискретизации, в котором тактовая частота дискретизации понижается в определенное, предпочтительно в целое число раз, в частности в данном случае в 3 раза до значения 2,667 кГц. Благодаря соответствующему выбору параметров первого входного фильтра Хильберта 30 удается исключить эффект наложения спектров (Aliasing).
Комбинация фильтра Хильберта 30 с блоком 31 понижения частоты дискретизации приводит к тому, что произвольно выбранная полоса частот несет полезную информацию в полном объеме при полосе пропускания 2,667 кГц.
Для понижения частоты дискретизации в принципе обрабатывается только каждое третье выходное значение сигнала c(v) на входе фильтра Хильберта 30. На практике это реализуется за счет того, что трансверсальная часть фильтра Хильберта 30 работает при частоте 8/3 кГц. Это означает, что значения на выходе фильтра определяются лишь каждым третьим тактом тактовой частоты дискретизации, равной 8 кГц, которые затем обрабатываются далее.
Генератор 20 пилот-сигналов служит для формирования пилот-сигнала q(n), который на приемной стороне используется для синхронизации такта. Пилот-сигнал формируется в процессе описанной ниже фазовой модуляции пилот-сигнала.
Генератор 34 (псевдо)случайных чисел (см. фиг. 6) в качестве составной части генератора 23 ключевых сигналов предназначен для выработки равномерно распределенных чисел в диапазоне, например, от 1 до 64. Эти числа используются для выбора случайных значений из числового поля, содержащего 64 комплексных значения (см. "запись данных" на фиг. 6). Из выбранных значений формируются два ключевых сигнала zs(n), zp(n), из которых один [zs(n)] используется для фазовой модуляции полезного сигнала, а второй [zp(n)] используется для формирования пилот-сигнала q(n).
Генератор 34 случайных чисел, реализованный в предлагаемой согласно изобретению модификации, строится по принципу линейного сравнения. Случайные значения r(n) определяются по формуле
r(n) = (a • r(n-1) + c) mod m, где n = 1,2,... (2)
Начальное значение r(0) в общем случае не принимается во внимание, так как при надлежащем выборе постоянных значений "a" и "c" формируются все m возможных значений, прежде чем повторится случайная последовательность. Выработанные случайные числа равномерно распределены в диапазоне от 0 до (m-1).
В испытанной модификации прототипа было выбрано значение m = 232. Тем самым возможна реализация длинной последовательности. Кроме того, модульная функция уравнения (2) может быть затем реализована с небольшими затратами с помощью процессора 1 сигналов.
В соответствии с правилами Кнута (см. [6]) были выбраны константы a = 1664525 и c = 32767.
Чтобы получить равномерно распределенные случайные числа в интервале между 1 и 64, достаточно учитывать 6 бит соответствующего случайного значения r(n) и использовать в дальнейшем в качестве случайного числа. В рассматриваемом варианте 6 бит используется для генерирования случайных чисел для "скремблирования" (фазовая модуляция) полезного сигнала x(n) и 6 бит для генерирования случайных чисел для "скремблирования" (фазовая модуляция) пилот-сигнала p(n). Таким образом, генератор 34 случайных чисел вырабатывает в каждом такте по два случайных числа rs(n) и rp(n).
После каждой посылки преамбулы генератор 34 случайных чисел переустанавливается в исходное состояние с заданным начальным значением x(0).
Управляющие величины для фазовых модуляторов 32 и 33 представлены записью данных из 64 комплексных значений. Из этой записи генератор 34 случайных чисел выбирает значения и формирует таким образом случайный сигнал для фазовой модуляции.
В качестве записи данных используются 64 комплексных значения
ai= ej2πi/64 , где i = 1,2,...,64 (3)
Все управляющие или входные значения zs(n) и zp(n) имеют одинаковую амплитуду "l", но различные фазы. Ниже поясняется принцип действия фазовых модуляторов 32 и 33, управляемых случайными числами.
В передающей части ШД-модуля (фиг. 6) необходимо использование 2 фазовых модуляторов 32 и 33. Фазовый модулятор 33 служит для шифрования полезного сигнала x(n) с помощью ключевого сигнала zs(n), вырабатываемого генератором 34 случайных чисел. Другой фазовой модулятор 32 предназначен для формирования пилот-сигнала q(n) из пилот-сигнала p(n), вырабатываемого генератором пилот-сигналов, с помощью другого ключевого сигнала zp(n). Поскольку ключевые сигналы zs(n) и zp(n) представляют собой случайные последовательности комплексных значений с одинаковой амплитудой, но различными фазами, каждый фазовый модулятор 32 и 33 производит комплексное перемножение соответствующего значения входного сигнала со значением соответствующего ему ключевого сигнала.
Если значения аналитического сигнала на выходе фильтра обозначить через x(n), а значения соответствующего ему ключевого сигнала обозначить через zs(n), как изображено на фиг. 6, для значений фазомодулированного полезного сигнала справедливо следующее выражение:
y(n) = x(n)•zs(n) (4)
Фазомодулированный полезный сигнал y(n) имеет характер шумового сигнала. Содержащаяся в полезном сигнале информация полностью распределяется по полосе частот шириной 2,667 кГц.
Следует отметить, что выполняемая согласно изобретению фазовая модуляция обнаруживает некоторое сходство с 64-ступенчатой ФМн, применяемой в цифровой технике передачи данных. Однако в данном случае цель совершенно иная. В цифровой передаче данных с ФМн переключение фазы несущего сигнала происходит в такте дискретизации (фазовая манипуляция или ФМн). Следовательно, фаза несущего сигнала содержит передаваемую информацию в цифровой форме. На приемной стороне фаза носителя определяется в определенные моменты времени дискретизации. Устройство принятия решения упорядочивает каждую определенную фазу с соответствующей цифровой информацией и выдает таким образом полученное сообщение.
Однако в предлагаемом согласно изобретению способе фазовой модуляции передаваемую информацию несет не модулирующий, а модулируемый сигнал. Эта информация задается его квазинепрерывной характеристикой. Фазовая модуляция используется лишь для того, чтобы изменить передаваемый сигнал таким образом, чтобы можно было более не принимать во внимание первоначальный характер сигнала. Таким образом речевой сигнал становится совершенно нераспознаваемым. Полезная информация зашифровывается в результате фазовой модуляции.
На приемной стороне в процессе реализации операции
которая противоположна уравнению (4), полезная информация может быть снова восстановлена. Полное восстановление возможно только при выполнении двух условий. Во-первых, принимаемый сигнал y(n) должен совпадать с (фазомодулированным) передаваемым сигналом y(n). Во-вторых, модулирующий сигнал, т.е. ключевой сигнал zs(n), должен быть известен на приемной стороне.
Первое требование обусловливает коррекцию канала передачи на приемной стороне. Второе требование обусловливает значение ключевого сигнала и точную синхронизацию на приемной стороне.
В то время, как число значений ключевого сигнала zs(n) определено количеством ступеней модуляции (в данном случае 64), число возможных значений для x(n) и y(n) определяется длиной слова при обработке сигналов.
Обозначив значения сформированного пилот-сигнала через p(n), а значения соответствующего ему ключевого сигнала через zp(n), значения пилот-сигнала получают из соотношения
q(n) = p(n)•zp(n). (6)
Следовательно, исходя из характеристик выбранного генератора 34 случайных чисел, полученный таким образом пилот-сигнал q(n) можно рассматривать как белый шум.
Чтобы обеспечить возможность передачи аналитического сигнала, выработанного на тактовой частоте 2,667 кГц, необходимо осуществить согласование передаваемого сигнала с каналом передачи. Поскольку в рассматриваемом примере частота дискретизации, задаваемая аналоговым устройством 22 предварительной обработки, составляет 8 кГц, необходимо сначала повысить частоту дискретизации до 8 кГц.
Повышение частоты дискретизации в 3 раза, т.е. с 2,667 до 8 кГц, достигается за счет введения двух сигналов со значением 0 между каждыми двумя имеющимися значениями сигнала, т.е.
ds(v) = ..., w(n-1),0,0,w(n),0,0,w(n+1),... (7)
Для повышения частоты дискретизации используют первый комплексный выходной фильтр 35 для согласования передаваемого аналитического сигнала с каналом передачи. Реальная составляющая аналитического выходного сигнала этого выходного комплексного фильтра 35 подается на аналоговое устройство 22 предварительной обработки.
Из комплексного входного сигнала ds(v) выходной комплексный фильтр 35 формирует сначала аналитический сигнал, реальная и мнимая составляющие которого на любой частоте сдвинуты по фазе на 90o, и затем на основе этого формирует реальный выходной сигнал cs(v). Одновременно подавляются спектральные составляющие, выходящие за пределы рабочей полосы частот канала передачи.
Первый выходной комплексный фильтр 35 представляет собой предпочтительно (второй) фильтр Хильберта, т.е. рекурсивный фильтр, структура которого показана на фиг. 9.
Выходной сигнал ds(v) этого второго фильтра Хильберта 35, как уже упоминалось, является аналитическим сигналом, а выходной сигнал cs(v) является реальным.
Фильтр построен по схеме эллиптического фильтра нижних частот. В дальнейшем за счет трансформации диапазона частот он преобразуется в полосно-пропускающий фильтр Хильберта.
Частотная характеристика выходного (второго) фильтра Хильберта 35 на передающей стороне приведена на фиг. 10.
Преобразование выходного цифрового сигнала cs(v) второго фильтра Хильберта 35 в аналоговый выходной сигнал осуществляется в выходной части аналогового устройства 22 предварительной обработки (позиции 22b на фиг. 3). Это преобразование включает также согласование уровня.
На практике цифроаналоговая преобразующая часть 3 (фиг. 1) аналогового устройства 22 предварительной обработки (отдельно не показан) состоит из цифроаналогового преобразователя, аналогового сглаживающего фильтра, программируемого усилителя и дифференциального усилителя.
Выход аналогового устройства 22 предварительной обработки в представленном варианте выполнения изобретения имеет следующие параметры:
Тактовая частота - 8 кГц
Длина слова - 16 бит
Усиление - Регулируется в диапазоне от -15 дБ до +6 дБ
Интерполяционный фильтр:
Частотная характеристика - 0-3,7 кГц
Пульсация - ±0,2 дБ
Затухание в полосе задерживания - 65 дБ
Более подробно выход аналогового устройства 22 предварительной обработки на передающей стороне описан в публикациях [1] и [2].
Генератор 24 преамбулы предназначен для формирования преамбулы к началу передачи по каналам радиосети или телефонной связи. Чтобы обеспечить на приемной стороне возможность подключения к текущей передаче, генератор посылает преамбулу в виде импульсов через определенные интервалы времени.
Используемая преамбула состоит из двух последовательных сигнальных участков. Первый участок представляет собой так называемый сигнал с частотной манипуляцией без разрыва фазы. Второй участок имеет вид шумового сигнала. Первый участок используется для детектирования преамбулы в приемном устройстве и для его синхронизации. Второй участок служит для коррекции канала передачи.
Сигнал с частотной манипуляцией без разрыва фазы формируется в процессе частотной манипуляции специальной последовательности. Длина этой последовательности составляет, например, 240 бит. Скорость передачи равна 1,778 кбит/с. Структура последовательности данных выбирается такой, что с помощью специальной методики возможно достаточно надежное детектирование преамбулы на приемной стороне. Более подробно это описано в публикациях DE-C1 4108806 ([4]) и [5].
В целом длительность преамбулы в данном примере составляет примерно 230 мс.
На приемной стороне ШД-модуль работает в двух различных режимах. Одним из них является фаза распознавания преамбулы, когда ШД-модуль находится в режиме открытого текста, а другим является фаза дешифрования. Как и на передающей части, различают три типа обработки сигналов, а именно: аналоговая обработка сигналов, цифровая обработка сигналов с тактовой частотой 8 кГц и цифровая обработка сигналов с тактовой частотой 2,667 кГц. На фоне этого расчет коэффициентов коррекции производится без привязки к определенной тактовой частоте дискретизации.
После включения системы ШД-модуль всегда находится в фазе распознавания преамбулы. Функциональная блок-схема обработки сигналов представлена на фиг. 11. В этой фазе принимаемый сигнал проходит лишь через аналоговое устройство 52 предварительной обработки, которое имеет в своем составе фильтр. На принимаемый сигнал ШД-модуль в сущности не оказывает какого-либо воздействия.
Дискретизированный принимаемый сигнал (частота дискретизации 8 кГц, длина слова 16 бит) после фильтрации через второй входной комплексный фильтр 40 на приемной стороне, который, в частности, представляет собой третий фильтр Хильберта (полосно-пропускающий), и после понижения частоты дискретизации в блоке 43 до 2,667 кГц подается на блок 44 распознавания преамбулы. Одновременно дискретизированные значения принимаемого сигнала вводятся в буферное ЗУ 41 временного хранения. Блок 44 распознавания преамбулы автоматически и очень надежно детектирует прием преамбулы. Подробное описание можно найти в публикациях [4] (DE-C1 4108806) и [5].
Второй входной комплексный фильтр 40 по своему назначению и структуре аналогичен в основном первому входному комплексному фильтру 30 на передающей стороне, описанному выше.
Операция распознавания преамбулы выполняет две функции: во-первых, детектирование приема преамбулы и переключение на дешифрование. Во-вторых, преамбула дает точную временную ссылку. Она необходима для инициализации и синхронизации процесса дешифрования.
Тем самым при детектировании преамбулы выполняется, в частности, инициализация генератора 34 случайных чисел и генератора 50 пилот-сигналов на приемной стороне. Кроме того, начинается процесс определения коэффициентов коррекции. С помощью рассчитанного набора коэффициентов настраивается корректирующее устройство 51, необходимое для работы в режиме дешифрования.
Для определения коэффициентов коррекции используется второй участок преамбулы, т.е. шумовой сигнал. Это означает, что необходимо ждать до тех пор, пока в буферном ЗУ 41 находится определенная часть этого участка. С помощью быстрого преобразования Фурье и на основе имеющегося в приемном устройстве заданного спектра, который хранится в ОЗУ 5 программ (фиг. 1), затем определяется импульсная реакция, соответственно набор коэффициентов для корректирующего фильтра 51.
После детектирования преамбулы ШД-модуль устанавливается в состояние режима дешифрования. Обработка сигналов в этой фазе представлена на фиг. 12. Блок-схема функциональной последовательности операций обработки сигналов на приемной стороне приведена на фиг. 14.
С помощью аналогового устройства 52 предварительной обработки принимаемый сигнал преобразуется в цифровой сигнал, например, с частотой дискретизации 8 кГц и длиной слова 16 бит. Этот сигнал проходит через корректирующее устройство 51, предназначенное для коррекции канала передачи, что более подробно поясняется ниже. После фильтрации через второй входной комплексный фильтр 40 (в частности третий фильтр Хильберта: полосно-пропускающий фильтр; более подробно также описано ниже) и после понижения частоты дискретизации блоком 43 в три раза формируется аналитический сигнал с частотой дискретизации 2,667 кГц. Этот сигнал s(n) состоит из зашифрованного полезного сигнала и наложенного пилот-сигнала. Пилот-сигнал, как уже упоминалось выше, представляет собой фазомодулированный сигнал. Пилот-сигнал обрабатывается в блоке 55 тактовой синхронизации и отделяется из полезного сигнала. После этого происходит дешифрование полезного сигнала с помощью фазового демодулятора 59 (дескремблера).
После последующего повышения частоты дискретизации в блоке 61 до 8 кГц и последующей фильтрации через второй выходной комплексный фильтр 62, в частности четвертый фильтр Хильберта (полосно-пропускающий), осуществляется преобразование в аналоговый сигнал в аналоговом устройстве 52 предварительной обработки приемной части. Этот сигнал и есть дешифрованный звуковой сигнал.
По своему назначению и структуре второй выходной комплексный фильтр 62 в основном соответствует первому выходному комплексному фильтру 35.
Результатом обработки пилот-сигнала в блоке 55 тактовой синхронизации является также подача управляющего воздействия для отработки рассогласования колебаний тактовой частоты дискретизации (коррекция тактовой частоты). Регулирование тактовой частоты дискретизации необходимо вследствие высоких требований, предъявляемых к синхронности при дешифровании. Колебания тактовой частоты дискретизации обусловлены разбросом параметров однотипных приборов и дрейфом применяемых кварцевых генераторов.
Для обработки пилот-сигнала принимаемый сигнал 
с пониженной частотой дискретизации проходит через фазовый демодулятор (дескремблер) 58. Выходной сигнал 
этого фазового демодулятора 58 состоит из несущего сигнала и наложенного на него шумового сигнала, формируемого полезным сигналом. С помощью сигнала, формируемого генератором 50 пилот-сигналов, несущий сигнал преобразуется в постоянный сигнал. После прохождения узла 56 формирования среднего значения выдается аналитический постоянный сигнал, реальная составляющая которого является мерой уровня пилот-сигнала, а его мнимая составляющая используется в качестве управляющего воздействия для регулирования тактовой частоты дискретизации.
По рассчитанному уровню пилот-сигнала с помощью генератора 50 пилот-сигналов и фазового модулятора 57 (скремблера) на приемной стороне формируется пилот-сигнал q(n), который вычитается из принимаемого сигнала 
. В идеальном случае сформированный пилот-сигнал q(n) точно соответствует принятому пилот-сигналу, так что полезный сигнал полностью отделяется от пилот-сигнала в процессе вычитания. При оптимальной коррекции полученный при вычитании сигнал 
вплоть до возможно наложенного сигнала помех совпадает с сигналом y(n) на выходе фазового модулятора 33 на передающей стороне (ср. фиг. 6).
Управление фазовым модулятором 57 и обоими фазовыми демодуляторами 58 и 59 осуществляют два генератора 54 псевдослучайных чисел. Один генератор случайных чисел управляет фазовым модулятором 57 и фазовым демодулятором 58 блока 55 синхронизации тактовой частоты, а другой генератор управляет фазовым демодулятором 59, который предназначен для дешифрования полезного сигнала y(n). Генераторы случайных чисел аналогичны таковым на передающей стороне; они так же, как и генератор 50 пилот-сигналов, синхронизируются на принимаемый сигнал при распознавании преамбулы.
Ниже подробно описаны задачи и реализация отдельных функциональных блоков по фиг. 12.
Вход аналогового устройства 52 предварительной обработки предназначен для согласования уровня, дискретизации принимаемого аналогового сигнала и преобразования в цифровой сигнал.
В реализованном на практике прототипе в качестве аналогового устройства 52 предварительной обработки применяется блок AD28msp02 фирмы Analog Devices (см. [3]). Этот блок точно соответствует устройству предварительной обработки, применяемому в процессоре обработки сигналов ADSP-21msp55.
В состав аналогового устройства 52 предварительной обработки входят два аналоговых входных усилителя, подключаемый предусилитель 20 дБ и аналого-цифровой преобразователь.
Блок АЦП аналогового устройства 52 предварительной обработки имеет следующие параметры:
Частота дискретизации - 8 кГц
Длина слова - 16 бит
Прореживающий цифровой фильтр:
Диапазон пропускания - 0-3,7 кГц
Пульсация - ±0,2 дБ
Затухание в полосе задерживания - 65 дБ
Корректирующее устройство 51 служит для коррекции частотной характеристики канала передачи в диапазоне частот передачи, например, от 300 Гц до 3 кГц. Канал передачи объединяет все узлы от первого выходного комплексного фильтра 35 передающей части до второго входного комплексного фильтра 40 приемной части (включая обе эти части).
Корректирующее устройство 51 реализовано на основе трансверсального цифрового фильтра со 128 каскадами. Передаточная функция имеет вид:
Коэффициенты ei определяются во время приема преамбулы.
Второй входной комплексный фильтр 40 (фильтр Хильберта) предназначен для подавления нижней боковой полосы частот входного сигнала и для ограничения ширины полосы частот входного сигнала (принятого речевого сигнала) до ширины примерно 2,667 кГц.
Второй входной комплексный фильтр 40 (фильтр Хильберта) представляет собой рекурсивный фильтр, по своей структуре соответствующий первому входному комплексному фильтру 30, так что в данном случае можно сделать ссылку на фиг. 7.
Входным сигналом второго входного комплексного фильтра 40 является реальный выходной сигнал c(v) корректирующего устройства 51.
Этот фильтр построен по схеме эллиптического фильтра нижних частот. Фильтр нижних частот в результате трансформации в частотном диапазоне преобразуется в полосно-пропускающий фильтр Хильберта.
Аналогично передающей части на приемной части также производится понижение частоты дискретизации в блоке 43, в результате которого тактовая частота дискретизации в данном примере выполнения уменьшается в 3 раза до 2,667 кГц. Благодаря соответствующему выбору параметров второго входного комплексного фильтра 40 исключается эффект наложения спектров (Aliasing).
Благодаря комбинации входного комплексного фильтра 40 с блоком 43, понижающим частоту дискретизации, произвольно выбранная полоса частот с шириной 2,667 кГц несет полный объем полезной информации.
На практике обработка каждого третьего значения на выходе второго входного комплексного фильтра 40 реализуется за счет того, что трансверсальная часть этого фильтра работает при частоте 8/3 кГц. Это означает, что значения на выходе фильтра определяются и подлежат дальнейшей обработке только с каждым третьим тактом тактовой частоты дискретизации, равной 8 кГц.
Генератор 50 пилот-сигналов вырабатывает такой же сигнал, как и генератор 37 пилот-сигналов на передающей стороне. Этот сигнал используется в блоке 55 тактовой синхронизации для преобразования принятого и демодулированного пилот-сигнала 
в постоянный сигнал, а также для формирования фазомодулированного пилот-сигнала p(n) на приемной стороне.
Как уже упоминалось выше, узел 56 формирования среднего значения служит для усреднения аналитического сигнала 
, преобразованного в постоянный сигнал, так что реальная составляющая представляет собой уровень принятого пилот-сигнала, а мнимая составляющая представляет собой управляющее воздействие для слежения за тактовой частотой дискретизации (коррекция тактовой частоты). Узел формирования среднего значения реализован таким образом, что через каждые 128 тактов дискретизации формируется среднее значение по последним 128 входным сигналам 
, преобразованным в постоянные сигналы.
Генератор 54 случайных чисел предназначен для выработки равномерно распределенных чисел в диапазоне от 1 до 64, как и генератор 34 случайных чисел на передающей стороне. Эти числа снова используются для выбора случайных значений из числового поля, содержащего 64 комплексных значения. Из выбранных значений снова формируются два ключевых сигнала zp(n), соответственно zs(n), один из которых [zs(n)] применяется для фазовой модуляции, т.е. для дешифрования полезного сигнала 
, а второй [zp(n)] применяется в блоке 55 тактовой синхронизации, во-первых, для дешифрования принятого пилот-сигнала и, во-вторых, для выработки пилот-сигнала на приемной стороне. Благодаря тактовой синхронизации ключевые сигналы абсолютно идентичны ключевым сигналам zp(n) и zs(n) на передающей стороне.
Реализация генератора 54 случайных чисел в остальном идентична реализации генератора на передающей стороне, так что в данном случае можно сослаться на приведенное выше описание.
Случайные числа, подаваемые на фазовый модулятор 57 и фазовые демодуляторы 58 и 59, представляют собой набор из 64 комплексных значений, из которых с помощью генератора 54 случайных чисел выбираются дискретные значения. В качестве записи данных по аналогии с передающей стороной используются те же самые 64 комплексных значения
ai= ej2πi/64 , где i = 1,2,...,64 (9)
В приемной части ШД-модуля необходимо использование обоих уже упоминавшихся фазовых демодуляторов 58 и 59. Фазовый демодулятор 59 служит для дешифрования полезного сигнала 
посредством ключевого сигнала zs(n). Другой фазовый демодулятор 58 используется для восстановления пилот-сигнала из принятого пилот-сигнала. Эти ключевые сигналы, как уже упоминалось, должны быть идентичны ключевым сигналам на передающей стороне.
Если значения аналитического входного сигнала после понижения частоты дискретизации в блоке 60 обозначить через 
, а значения ключевого сигнала для пилот-сигнала - через zp(n), то для значений сигнала на выходе фазового демодулятора 58 в блоке 55 тактовой синхронизации справедливо следующее выражение:
Если зашифрованный полезный сигнал обозначить через 
, а ключевой сигнал для шифрования - через zs(n), то для дешифрованного сигнала на выходе фазового демодулятора 59 справедливо следующее выражение:
Фазовый модулятор 57 служит для формирования пилот-сигнала из пилот-сигнала, выработанного генератором 50 пилот-сигналов.
Если величину сформированного пилот-сигнала обозначить через p(n), то для значений фазомодулированного пилот-сигнала справедливо следующее выражение:
q(n) = p(n)•zp(n). (12)
Чтобы цифровой аналитический сигнал 
, выработанный с тактовой частотой 2,667 кГц, можно было преобразовать в аналоговый сигнал, необходимо сначала повысить частоту дискретизации до 8 кГц.
Повышение частоты дискретизации в 3 раза, в данном примере с 2,667 кГц до 8 кГц, осуществляется за счет введения двух значений сигналов, равных "0", соответственно между каждыми двумя значениями согласно следующему выражению:
Для преобразования аналитического выходного сигнала в реальный выходной сигнал используется другой (второй) выходной комплексный фильтр 62, предпочтительно (четвертый) фильтр Хильберта. Он ограничивает ширину полосы частот выходного сигнала (речевого сигнала) примерно до 2,667 кГц.
Второй комплексный выходной фильтр 62 также представляет собой рекурсивный фильтр, структура которого соответствует структуре первого комплексного выходного фильтра 35 на передающей стороне и представлена на фиг. 9.
Входной сигнал второго комплексного выходного фильтра 62 (четвертого фильтра Хильберта) также представляет собой аналитический сигнал. Выходной сигнал представляет собой реальный сигнал.
В предлагаемой согласно изобретению испытанной модификации фильтр построен по схеме эллиптического фильтра нижних частот. Фильтр нижних частот за счет трансформации в частотном диапазоне преобразуется в полосно-пропускающий фильтр Хильберта.
Задачей аналогового устройства 52 предварительной обработки является преобразование цифрового выходного сигнала в аналоговый выходной сигнал (звуковой сигнал). Эта задача включает также согласование уровня.
Представленная в общем виде цифроаналоговая преобразующая часть аналогового устройства 52 предварительной обработки (выход) состоит из цифроаналогового преобразователя, аналогового сглаживающего фильтра, программируемого усилителя и дифференциального усилителя.
Выход аналогового устройства 52 предварительной обработки имеет следующие параметры:
Тактовая частота - 8 кГц
Длина слова - 16 бит
Усиление - Регулируется в диапазоне от -15 дБ до +6 дБ
Интерполяционный фильтр:
Частотная характеристика - 0-3,7 кГц
Пульсация - ±0,2 дБ
Затухание в полосе задерживания - 65 дБ
Сущность изобретения не ограничивается описанным вариантом выполнения ШД-модуля. Для специалиста очевидны возможности дальнейшего расширения, прежде всего надежности шифрования, которые основаны на настоящем изобретении. В описанном примере выполнения изобретения для формирования ключевых сигналов используется только один простой генератор (псевдо)случайных чисел. Применение нескольких раздельных генераторов будет способствовать дальнейшему повышению надежности шифрования.
Кроме того, в описанном примере выполнения исходят также из того, что генератор 54 случайных чисел начинает каждую повторную синхронизацию в тот же момент пуска. Надежность шифрования можно повысить, если изменять момент пуска с каждой повторной синхронизацией. Это можно реализовать, передавая момент пуска генератора 54 случайных чисел в преамбуле.
Литература
1. Analog Devices: ADSP-2100 Family User's manual. Prentice Hall, 1993.
2. Analog Devices: ADSP-21msp50/55/56 Datasheet, Mixed-Signal-Processor.
3. Analog Devecis: AD28msp02 Datasheet, Voiceband Signal Port.
4. Патент Германии DE-C1 4108806, соответствующий патенту США US 5267264.
5. E. Schlenker: Ein Verfahren zur Bestimmung des signalangepassten Empfangsfilters und der Anfangssynchronisation eines digitalen Empfangers. Диссертация, Университет г. Штутгарта, Институт теории сетей и систем, 1993.
6. D. E. Knuth: The Art of Computer Programming: Volume 2/Seminumerical Algorithms. 2-е изд., Reading, MA: Addison-Wesley Publishing Company, 1969.
Согласно предлагаемому в изобретении способу шифрования и дешифрования речи при передаче речевых сигналов, а также в реализующем этот способ устройстве цифровой реальный речевой сигнал в процессе комплексной фильтрации, предпочтительно с помощью фильтров Хильберта, преобразуется в комплексный сигнал, частоту дискретизации которого понижают, причем полоса пропускания соответствующего комплексного фильтра соответствует частоте дискретизации. Полученный таким образом комплексный сигнал подвергается фазовой модуляции с помощью ключевого сигнала, вырабатываемого генератором случайных чисел, и вместе с пилот-сигналом, также фазомодулированным методом случайного распределения, объединяется путем суммирования в передаваемый зашифрованный полезный сигнал. Полезный сигнал передается последовательно вместе с преамбулой, которая служит для синхронизации и коррекции полезного сигнала на приемной стороне. На приемной стороне цифровой принимаемый сигнал снова после комплексной фильтрации и соответствующего понижения частоты дискретизации во время фазы детектирования преамбулы реализует, с одной стороны, тактовую синхронизацию пилот-сигнала, выработанного на приемной стороне и модулированного по фазе, и, с другой стороны, расчет коэффициентов коррекции для корректирующего устройства, после чего инициализируется фаза дешифрования полезного сигнала. Зашифрованный передаваемый полезный сигнал отделяется от фазомодулированного пилот-сигнала, наложенного на него на передающей стороне, путем объединения с синхронизированным пилот-сигналом, выработанным на приемной стороне, а затем полученный таким образом фазомодулированный зашифрованный цифровой речевой сигнал дешифруется за счет выделения с помощью сформированного на приемной стороне ключевого сигнала, тактовое управление которым осуществляется преамбулой. По сравнению с известными способами шифрования речи изобретение обладает техническим результатом, заключающимся в высокой надежности относительно прослушивания, высокой разборчивостью речи и хорошим распознаванием говорящего несмотря на точное соблюдение заданной полосы пропускания передачи, имеющейся в каналах аналоговой радиосети и телефонной связи. 2 с.п. и 21 з.п. ф-лы, 14 ил.
r(n) = (a • r(n - 1) + c) modm,
где n = 1, 2, ..., целые числа;
a и c - целочисленные константы;
m - выбираемое число.
