УСТРОЙСТВО СИНХРОНИЗАЦИИ ПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ ПО НЕСУЩЕЙ И ТАКТОВОЙ ЧАСТОТАМ В СИСТЕМАХ С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ В УСЛОВИЯХ БОЛЬШОЙ НЕСТАБИЛЬНОСТИ ЧАСТОТ В КАНАЛЕ СВЯЗИ Российский патент 2012 года по МПК H04B1/10 

Изобретение относится к области радиосвязи и может найти применение в системах беспроводного доступа, системах наземной подвижной и спутниковой связи.

Известны системы сотовой и спутниковой связи, использующие псевдослучайные сигналы, а именно: система сотовой подвижной связи стандарта IS-95 на основе технологии многостанционного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) (в иностранной терминологии - CDMA); система спутниковой связи «Глобалстар» (США), SAT-CDMA (Ю. Корея), SW-CDMA (Европейское космическое агентство-ESA) [1], а также перспективные системы с МДКР, такие как CDMA-450, CDMA-2000 и WCDMA. Эффективное функционирование данных систем во многом зависит от обеспечения синхронной работы их передающих и приемных устройств, которая может быть нарушена как вследствие взаимной нестабильности частот передаваемых и опорных сигналов приемника, так и вследствие эффекта Доплера.

Нестабильность частот, обусловленная указанными выше факторами, является серьезной причиной, которая затрудняет синхронизацию передающих и приемных устройств по несущей и тактовой частотам.

Известно, что если величина абсолютной нестабильности несущей частоты в канале связи соизмерима с тактовой частотой формирования сигнала преамбулы F_т, то имеет место паразитная модуляция сигнала преамбулы, что значительно затрудняет установление тактовой синхронизации приемника из-за значительного числа ошибочно принятых символов. Например, если несущая частота f_н равна 14 ГГц, а ее относительная нестабильность δ_н равна 10^-7, то абсолютная нестабильность f_н составит Δf_н=±f_нδ_н=±1,4 кГц. Тогда при F_т=7 кГц и использовании фазовой или относительной фазовой модуляции каждый 5 принятый символ будет ошибочным (F_т/Δf_н=7/1,4=5). Столь высокая частота возникновения ошибок из-за нестабильности частот на этапе синхронизации приемника недопустима, поэтому для обеспечения синхронной работы приемо-передающих устройств (устранения частотной расстройки принимаемого сигнала и сигнала управляемого генератора приемника) необходимо применять специальные меры.

В упомянутых выше системах синхронизация приемников по несущей и тактовой частотам осуществляется по информации (сигналу), содержащейся в преамбуле (и на интервале преамбулы), которая передается в начале сеанса связи.

Так, для устранения незначительной частотной расстройки принимаемого сигнала и сигнала управляемого генератора в известных системах широко используются системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Однако при малых отношениях с/ш в информационном канале, в условиях большой нестабильности и ограничениях на время установления синхронизации при заданной длительности преамбулы, использование ФАПЧ может оказаться проблематичным.

Например, пусть длительность преамбулы Т_пр=16 мс, время установления синхронизации по несущей частоте Т_сч=4 мс, тактовая частота формирования сигнала преамбулы F_т=7 кГц, требуемое отношение с/ш на выходе схемы ФАПЧ≥17 дБ, вероятность ошибки на бит принятой информации равна 10^-3, что соответствует отношению с/ш в информационном канале 3 дБ, несущая частота f_н равна 14 ГГц, а относительная нестабильность несущей частоты δ равна 10^-7, тогда значение абсолютной величины нестабильности частоты f_н составит Δf_н=±1,4 кГц, т.е. максимальный диапазон изменения несущей частоты f_н составит 2,8 кГц.

Тогда, исходя из динамики работы ФАПЧ ее постоянная времени τ должна обеспечивать завершение переходных процессов в схеме и составлять от времени установления синхронизации по несущей частоте величину ≤0,5Т_сч. Для нашего случая τ=0,5T_сч=2 мс. Тогда полоса пропускания ФАПЧ будет составлять , а полоса схватывания при этом не может превышать 2ΔF_ФАП, т.е. не более 1 кГц. При этих значениях отношение с/ш на выходе ФАПЧ будет в 14 раз выше, чем в информационном канале, т.е. выше на ~11 дБ. Учитывая, что отношение с/ш в информационном канале составляет 3 дБ, отношение с/ш на выходе ФАПЧ будет составлять (11+3)=14 дБ. Из приведенных расчетов следует, что отношение с/ш на выходе ФАПЧ не достигает требуемого значения на 3 дБ, а полоса схватывания не перекрывает полосу максимального расхождения частот несущей и гетеродина. Следовательно, схема не может обеспечить требуемых характеристик синхронизации по несущей частоте.

Чтобы обеспечить требуемое качество синхронизации (отношение с/ш на выходе ФАПЧ должно быть ≥17 дБ), необходимо уменьшить полосу пропускания ФАПЧ в 2 раза, т.е. она будет составлять 0,250 кГц. Это приведет к изменению постоянной времени ФАПЧ τ с 2 мс до 4 мс и времени установления синхронизации Т_сч с 4 до 8 мс. Т.е. время установления синхронизации будет равно половине длительности преамбулы, что значительно усложнит решение задач обнаружения сигнала и тактовой синхронизации на интервале преамбулы. Кроме того, полоса схватывания при этом не может превышать 2ΔF_ФАП (т.е. не более 500 Гц) при максимальном диапазоне изменения несущей частоты f_н в 2,8 кГц.

Целью настоящего изобретения является разработка устройства, позволяющего обеспечить синхронизацию приемника по несущей и тактовой частотам передатчика в многоканальных системах связи с кодовременным разделением каналов, работающих в условиях больших частотных расстроек принимаемых сигналов и жестких ограничений на энергетику.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является устройство [2, с.194, рис.6.6], включающее два квадратурных канала, первый из которых состоит из последовательно соединенных первого смесителя, первого усилителя, первого согласованного фильтра и первого квадратичного детектора, а второй квадратурный канал - из последовательно соединенных второго смесителя, второго усилителя, второго согласованного фильтра и второго квадратичного детектора, а также сумматор, выход которого является выходом устройства, фазовращатель на π/2 и гетеродин, при этом первые входы первого и второго смесителей объединены и являются входом устройства, выход гетеродина соединен со вторым входом первого смесителя и через фазовращатель на π/2 - со вторым входом второго смесителя, выход первого квадратичного детектора соединен с первым входом сумматора, а выход второго квадратичного детектора - со вторым входом сумматора.

Указанная цель достигается тем, что в известное устройство, включающее два квадратурных канала, первый из которых состоит из последовательно соединенных первого смесителя, первого усилителя, первого согласованного фильтра и первого квадратичного детектора, а второй квадратурный канал - из последовательно соединенных второго смесителя, второго усилителя, второго согласованного фильтра и второго квадратичного детектора, а также сумматор, выход которого является выходом устройства, фазовращатель на π/2 и гетеродин, при этом первые входы первого и второго смесителей объединены и являются входом устройства, выход гетеродина соединен со вторым входом первого смесителя и через фазовращатель на π/2 - со вторым входом второго смесителя, выход первого квадратичного детектора соединен с первым входом сумматора, а выход второго квадратичного детектора - со вторым входом сумматора, внесены следующие изменения:

исключены сумматор и гетеродин, в первом квадратурном канале исключены первый усилитель, первый согласованный фильтр и первый квадратичный детектор, а во втором квадратурном канале - второй усилитель, второй согласованный фильтр и второй квадратичный детектор, а также введены новые элементы и соответствующие связи между ними, а именно:

в первый квадратурный канал дополнительно введены последовательно соединенные первый полосовой фильтр и первый аналого-цифровой преобразователь, причем вход первого полосового фильтра соединен с выходом первого смесителя, а выход первого аналого-цифрового преобразователя - с первыми входами первого и второго корреляторов, а во второй квадратурный канал дополнительно введены последовательно соединенные второй полосовой фильтр и второй аналого-цифровой преобразователь, причем вход второго полосового фильтра соединен с выходом второго смесителя, а выход второго аналого-цифрового преобразователя - со вторыми входами первого и второго корреляторов, каждый из которых включает в себя последовательно соединенные первый перемножитель, первый вход которого является первым входом коррелятора, и первый фильтр верхних частот, выход которого соединен с первым входом второго перемножителя и является первым выходом коррелятора, а также последовательно соединенные третий перемножитель, первый вход которого является вторым входом коррелятора, и второй фильтр верхних частот, выход которого соединен с вторым входом второго перемножителя и является вторым выходом коррелятора, выход второго перемножителя соединен с входом первого фильтра нижних частот, выход которого является третьим выходом коррелятора, вторые входы первого и третьего перемножителей объединены и являются третьим входом коррелятора, также дополнительно введены последовательно соединенные опорный гетеродин, фазовый детектор, фильтр фазового детектора, управляющий элемент и управляемый генератор, выход которого соединен с входом фазовращателя на π/2 и со вторым входом первого смесителя, последовательно соединенные четвертый перемножитель, первый вход которого соединен с первым выходом первого коррелятора, а его второй вход - с первым выходом второго коррелятора, и второй фильтр нижних частот, выход которого соединен с первым входом сумматора, и последовательно соединенные пятый перемножитель, первый вход которого соединен со вторым выходом первого коррелятора, а его второй вход - со вторым выходом второго коррелятора, и третий фильтр нижних частот, выход которого соединен со вторым входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра петли слежения за задержкой ПСП, а также сумматор по модулю два, выход которого соединен с третьим входом второго коррелятора, и последовательно соединенные управляемый тактовый генератор, вход которого соединен с выходом фильтра петли слежения за задержкой ПСП, и генератор псевдослучайной последовательности, выход которого соединен с третьим входом первого коррелятора и первым входом сумматора по модулю два, последовательно соединенные частотный дискриминатор, компаратор, устройство цифровой обработки, выход которого соединен со вторым входом управляемого генератора, третий выход первого коррелятора соединен с входом цифроаналогового преобразователя и вторым входом устройства цифровой обработки, выход цифроаналогового преобразователя соединен с входом частотного дискриминатора и вторым входом фазового детектора, второй вход сумматора по модулю два соединен с выходом управляемого тактового генератора.

Отличительными признаками предлагаемого устройства являются введенные в его схему новые элементы, а именно: управляемый генератор, управляющий элемент, три фильтра нижних частот, фильтр фазового детектора, фазовый детектор, опорный генератор, два полосовых фильтра, два аналого-цифровых преобразователя, цифроаналоговый преобразователь, два коррелятора, устройство цифровой обработки, частотный дискриминатор, компаратор, сумматор по модулю два, генератор псевдослучайной последовательности, управляемый тактовый генератор, пять перемножителей, фильтр петли слежения за задержкой ПСП и сумматор, а также соответствующие связи между ними, благодаря чему удается обеспечить синхронизацию приемника по несущей и тактовой частотам передатчика в многоканальных системах связи с кодовременным разделением каналов, работающих в условиях больших частотных расстроек принимаемых сигналов и ограничений на энергетику, что соответствует критерию «новизна».

Поскольку совокупность введенных элементов и их связи до даты подачи заявки в патентной и научной литературе не обнаружены, то предлагаемое техническое решение соответствует «изобретательскому уровню».

Структурная схема устройства синхронизации представлена на фиг.1, а на фиг.2 представлена структурная схема коррелятора.

Позициями на фиг.1 обозначены:

1 - фазовращатель на π/2 (ФВ);

2 - управляемый генератор (УГ);

3 - управляющий элемент (УЭ);

4 - фильтр фазового детектора (ФФД);

5 - фазовый детектор (ФД);

6 - опорный генератор (ОГ);

7, 12 - смеситель (См);

8, 13 - полосовой фильтр (ПФ);

9, 14 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

10, 17 - коррелятор (Кр);

11 - устройство цифровой обработки (УЦО);

15 - частотный дискриминатор (ЧД);

16 - компаратор (К);

18 - генератор псевдослучайной последовательности (ГенПСП);

19 - управляемый тактовый генератор (УТГ);

20, 23 - перемножитель (П);

21, 24 - фильтр нижних частот (ФНЧ);

22 - сумматор по модулю два (Сум2);

25 - сумматор (Сум);

26 - фильтр петли слежения за задержкой ПСП (ФСЗ);

27 - цифроаналоговый преобразователь (ЦАП).

Позициями на фиг.2 обозначены:

29, 31, 33 - перемножитель (П);

28, 32 - фильтр верхних частот (ФВЧ);

30 - фильтр нижних частот (ФНЧ).

Работу устройства рассмотрим по структурной схеме, которая представлена на фиг.1, при следующих условиях:

1. Входной сигнал имеет заданную структуру, а именно: преамбулу, за которой следует маркер, за маркером следует служебная и управляющая информация и, наконец, последовательность канальных интервалов для размещения информации пользователей сети связи.

2. Синхронизация опорной частоты управляемого генератора (2) ω_уг по принятой несущей ω_н на приемной стороне осуществляется по информации, содержащейся в сигнале преамбулы. Причем будем считать, что приемное устройство вошло в синхронизм по частоте с передающим устройством, если , где ω_{ог -} частота опорного генератора (6). Преамбула представляет собой интервал определенной длительности Т_пр, заполненный несущей частотой ω_н, которая промодулирована меандром (меандр - последовательность разнополярных импульсов, частота следования которых задает тактовую частоту последующих информационных и служебных сообщений).

3. Для обеспечения синхронизации в сети связи и кодового разделения каналов (сигналов), а также для повышения помехозащищенности передаваемый сигнал дополнительно кодируется периодической псевдослучайной последовательностью (ПСП) (применительно к преамбуле происходит сложение по модулю два псевдослучайной последовательности с последовательностью разнополярных импульсов преамбулы (с меандром)). Чтобы гарантировать неискаженную свертку ПСП в приемнике, длина ПСП N выбирается равной или меньшей длительности тактового импульса преамбулы (импульса меандра).

4. Устройство синхронизировано по ПСП обнаружителем, который в данном случае не рассматривается и не является предметом изобретения. Точность синхронизации по ПСП находится в пределах длительности одного элемента ПСП.

Пусть на вход устройства (смесители (7) и (12)) поступает сигнал преамбулы вида

U_вх(t)=A_mcos(ω_нt-ψ)+n(t)cos(ω_нt-ψ),

где A_m - амплитуда сигнала;

ω_н - угловая несущая частота;

ψ=(ψ₀+απ+βπ) - фаза сигнала;

ψ₀ - начальная фаза сигнала;

απ - приращение фазы, определяемое элементами ПСП;

βπ - приращение фазы, определяемое элементами меандра;

α - коэффициент, принимающий значения 0 или 1 в соответствии со структурой ПСП;

β - коэффициент, принимающий значения 0 или 1 в соответствии со структурой меандра на интервале длительности преамбулы;

n(t) - нормальный гауссов шум с дисперсией σ² и нулевым математическим ожиданием, т.е. ,

а на вторые входы смесителей (7) и (12) поступает сигнал от УГ (2), причем на второй вход См (7) сигнал от УГ (2) поступает непосредственно и имеет вид cos(ω_yгt), а на второй вход См (12) - через ФВ (1) и имеет вид sin(ω_угt).

В смесителях (7) и (12) происходит перемножение сигналов. Учитывая, что 2cosµ·cosν=cos(µ+ν)+cos(µ-ν) и 2sinµ·cosν=sin(µ+ν)+sin(µ-ν) [3, стр.208], a µ=ω_угt; ν=ω_нt-ψ; cos(-ξ)=cos(ξ) и sin(-ξ)=-sin(ξ), на выходе См (7) появится сигнал вида

а на выходе См (12) сигнал вида

Составляющие суммарной частоты подавляются ПФ (8) и (13), а составляющие разностной частоты свободно проходят через эти фильтры и поступают на соответствующие входы АЦП (9) и (14). Сигнал на входе АЦП (9) имеет вид

а на входе АЦП (14)

где ;

Δ_р - величина расстройки частот ω_н и ω_уг (сверх ), которую необходимо компенсировать, чтобы обеспечить синхронизацию по несущей частоте.

В АЦП (9) и (14) сигнал разностной частоты преобразуется в цифровую форму, т.е. аналоговая входная величина преобразуется в соответствующее число. На выходе АЦП (9) сигнал имеет вид

а на выходе АЦП (14) -

где i - порядковый номер выборки на интервале ПСП. Причем i принимает значения от 1 до L, a L≥2N, где N - число элементов ПСП;

n(t_i) - шумовая составляющая с параметрами: , где j - порядковый номер выборки, отличный от i;

.

Сигналы (1) и (2) с выходов АЦП (9) и (14) в цифровой форме поступают на входы корреляторов (10) и (17) соответственно.

Работа схемы по установлению синхронизации по несущей и тактовой частотам. В корреляторе (10) (см. фиг.2) сигнал (1) поступает на его первый вход, который является первым входом П (33), а сигнал (2) - на его второй вход, который является первым входом П (31), а на третий вход Кр (10), который одновременно является вторыми входами П (33) и П (31), поступает сигнал ПСП, аналогичный ПСП, наложенной на сигнал меандра на передающей стороне. За счет квадратурной обработки сигналов в П (33) и (31) имеет место свертка ПСП, т.е. ее компенсация. С выходов П (33) и П (31) сигналы поступают на соответствующие входы ФВЧ (28) и ФВЧ (32), которые обеспечивают прохождение полезного сигнала и задерживают побочные продукты преобразования, в результате чего на выходе ФВЧ (28) сигнал (1) будет иметь вид

а на выходе ФВЧ (32) сигнал (2) будет иметь вид

где .

Сигнал (3) с выхода ФВЧ (28) поступает на первый вход П (29) и на первый выход Кр (10), а сигнал (4) с выхода ФВЧ (32) - на второй вход П (29) и на второй выход Кр (10). В результате перемножения в П (29) происходит свертка меандра, а также появляется сигнал, который несет информацию о величине рассогласования ω_н и ω_уг

Учитывая, что 2sinµ·cosν=sin(µ+ν)+sin(µ-ν) [3, стр.208], a ; и β=0 после приведения подобных членов выражение (5) примет вид

Сигнал (6) с выхода П (29) подается на вход ФНЧ (30), который обеспечивает усреднение входного сигнала. Тогда на выходе ФНЧ (30) появится сигнал вида

Поскольку , а , то

где - мощность сигнала;

Р_ш=σ² - мощность помехи.

Из анализа выражения (7) следует, что на третьем выходе коррелятора (10) присутствует вторая гармоника разности частот ω_н и ω_уг, т.е. 2Δω, которая несет информацию о величине и знаке рассогласования несущей частоты и частоты управляемого генератора.

Работа схемы по обеспечению синхронизации по несущей частоте. Сигнал вида (7) с выхода 3 коррелятора (10) подается на вход 2 УЦО (11) непосредственно, а через ЦАП (27) - на вход частотного дискриминатора (15) и на второй вход фазового детектора (5). На первый вход ФД (5) подается сигнал от ОГ (6) с частотой ω_ог.

а) Работа схемы при малых частотных расстройках. При малых частотных расстройках расхождение частот ω_н и ω_уг не превышает значений , где Δf_cx полоса схватывания фазового детектора (5). В этом случае устранение частотной расстройки осуществляется системой ФАПЧ, основными элементами которой являются опорный генератор (6), фазовый детектор (5), фильтр фазового детектора (ФФД) (4), управляющий элемент (3), а также элементы устройства, формирующие промежуточную частоту. Система ФАПЧ осуществляет точную подстройку частоты. Сигнал, поступивший на второй вход ФД (5) с выхода 3 Кр (10), в фазовом детекторе сравнивается с сигналом, который подается на его первый вход от ОГ (6). Результатом сравнения является управляющий сигнал, который появляется на выходе ФД (5) и подается на вход ФФД (4). Величина этого сигнала пропорциональна значению частотной расстройки, а знак зависит от соотношения частот ω_н и ω_уг. После фильтрации в ФФД (4) сигнал подается на вход УЭ (3), который осуществляет подстройку УГ (2), обеспечивая тем самым синхронизацию приемного и передающего устройств по несущей частоте.

б) Работа схемы при больших частотных расстройках. Большие частотные расстройки - это расстройки, при которых значение . В этом случае сигнал (7) находится вне полосы захвата системы ФАПЧ и она не работает. В работу вступает система «грубой» подстройки частоты f_yг под частоту f_н. Система включает в себя ЧД (15), К (16) и УЦО (11).

Частотный дискриминатор на основе сигнала, поступившего на его вход, на своем выходе формирует сигнал положительной (если f_н>f_yг) или отрицательной (если f_н<f_yг) полярности. Знак полярности фиксируется компаратором (16) и с выхода К (16) подается на первый вход УЦО (11).

УЦО (11) выполняет функцию спектроанализатора на основе алгоритма быстрого преобразования Фурье (т.е. реализует гребенку узкополосных фильтров в диапазоне частот от (f_oг-2Δf) до (f_ог+2Δf), где 2Δf - максимальное значение величины абсолютной нестабильности генераторов передатчика и приемника по второй гармонике разности частот f_н и f_yг (см. выражение 7), с полосой пропускания каждого фильтра Δf_фг, величина которой определяется требованиями к разрешающей способности и точности спектрального анализа) [4]. Сигнал, поступивший на второй вход УЦО (11), выделяется одним из фильтров гребенки. Появление сигнала на выходе соответствующего фильтра гребенки говорит о величине рассогласования f_н и f_уг. На основе информации о величине и знаке рассогласования на выходе УЦО (11) появляется управляющий сигнал, который поступает на второй вход УГ (2) и подстраивает его частоту в соответствии с принятой несущей («грубая» настройка), что приводит к уменьшению частотной расстройки генераторов передатчика и приемника. «Грубая» настройка позволяет установить значение . Далее в работу вступает система ФАПЧ и устраняет оставшуюся часть частотной расстройки («точная» настройка).

Работа схемы по обеспечению синхронизации по тактовой частоте ПСП.

Сначала рассмотрим работу схемы при условии, что принятая ПСП и ПСП, выработанная генератором ПСП (18) приемника, совпадают. В корреляторе (17) (см. фиг.2) сигнал (1) поступает на его первый вход, который является первым входом П (27), а сигнал (2) - на его второй вход, который является первым входом П (31). На третий вход Кр (17), который одновременно является вторыми входами П (27) и П (31), поступает сигнал с выхода См2 (22). Этот сигнал является результатом сложения по модулю два двух сигналов (см фиг.3в): сигнала ПСП (см. фиг.3а), который подается с выхода ГенПСП (18) на первый вход См2 (22), и сигнала тактовой частоты ПСП (см. фиг.3б), который подается на второй вход См2 (22) с выхода УТГ (19). За счет квадратурной обработки сигналов в П (27) и в П (31) имеет место свертка ПСП, т.е. ее компенсация. С выходов П (27) и П (31) сигналы поступают на соответствующие входы ФВЧ (28) и ФВЧ (32), которые обеспечивают похождение полезного сигнала и задерживают побочные продукты преобразования, в результате чего на выходе ФВЧ (28) сигнал (1) будет иметь вид

а на выходе ФВЧ (32) сигнал (2) будет иметь вид

где ;

γ - коэффициент, принимающий значения 0 или 1 в соответствии с последовательностью импульсов, поступающих на третий вход Кр (17) (см. фиг.3в).

Сигнал (8) с выхода ФВЧ (28) поступает на первый выход Кр (17), а сигнал (9) с выхода ФВЧ (32) - на второй выход Кр (17). В Кр (17) третий выход не используется.

Сигнал (3) с первого выхода Кр (10) поступает на первый вход П (20), а сигнал (8) с первого выхода Кр (17) - на второй вход П (20). В результате перемножения на выходе П (20) появится сигнал вида

Учитывая, что 2cosµ·cosν=cos(µ+ν)+cos(µ-ν); , ; выражение (10) примет вид

где .

Поскольку a то выражение (11) примет вид

Сигнал (12) с выхода П (20) подается на вход ФНЧ (21), который подавляет сигнал с частотой 2Δωt_i и обеспечивает усреднение оставшейся части входного сигнала. Тогда, принимая во внимание, что , a , на выходе ФНЧ (21) появится сигнал вида

Одновременно сигнал (4) с второго выхода Кр (10) поступает на первый вход П (23), а сигнал (9) с второго выхода Кр (17) - на второй вход П (23). В результате перемножения на выходе П (23) появится сигнал вида

Учитывая, что 2sinµ·sinν=cos(µ-ν)-cos(µ+ν); , , а , , выражение (14) примет вид

где .

Сигнал (15) с выхода П (23) подается на вход ФНЧ (24), который подавляет сигнал с частотой 2Δω_ti и обеспечивает усреднение оставшейся части входного сигнала. Тогда, принимая во внимание, что ; и cos(-λ) = cos(λ), на выходе ФНЧ (24) появится сигнал вида

Сигнал (13) с выхода ФНЧ (21) поступает на первый вход Сум (25), а сигнал (16) с выхода ФНЧ (24) - на второй вход Сум (25). Анализ выражений (13) и (16) показывает, что на первый и второй входы Сум (25) поступает последовательность разнополярных импульсов (см. фиг.3г). Причем из правила формирования псевдослучайной последовательности известно, что в ней содержится приблизительно одинаковое число элементов (единиц и нулей) [5]. Следовательно, на выходе Сум (25) суммарное значение сигнала на интервале длительности ПСП будет приблизительно равно нулю, а это значит, что и на выходе ФСЗ (26) будет нулевой сигнал, что говорит о согласованности принятой и сформированной генератором ПСП (18) псевдослучайных последовательностей.

В случае несовпадения принятой и сформированной генератором ПСП (18) псевдослучайных последовательностей выражения (13) и (16) будут иметь вид

- коэффициент, принимающий значения 0 или 1 вследствие неполной свертки принятой ПСП и ПСП, сформированной ГенПСП (18) в П (33) и П (31).

Тогда в последовательности разнополярных импульсов, поступающих на первый и второй входы Сум (25), число положительных импульсов будет отличаться от числа отрицательных импульсов и на выходе Сум (25) суммарное значение сигнала на интервале длительности ПСП будет отлично от нуля. Причем величина этого сигнала пропорциональна величине рассогласования принятой и сформированной ГенПСП (18) последовательностей, а знак сигнала определяется задержкой или опережением принятой ПСП относительно опорной, сформированной ГенПСП (18). После предварительной фильтрации в ФСЗ (26) этот сигнал поступает на управляемый тактовый генератор (19) и обеспечивает устранение ошибки рассогласования ПСП по задержке.

Оценка эффективности предложенного технического решения на этапе вхождения в синхронизм

Из изложенного выше следует, что предложенное техническое решение (приемник) устойчиво обеспечивает начальную синхронизацию (т.е. захват сигнала схемой ФАПЧ) за счет оценки начальной расстройки частот принятой несущей и управляемого генератора (2) элементами устройства (частотным дискриминатором (15) и устройством цифровой обработки (11), которые способны эффективно работать при меньших значениях отношения сигнал/шум, чем схема ФАПЧ) и при параллельной работе схемы ФАПЧ. Действительно, процедура определения знака расстройки - двузначная операция, не требующая большого значения отношения сигнал/шум. Эффективность же работы УЦО (11) определяется, с одной стороны, максимальным значением начальной частотной расстройки (диапазоном неопределенности частотной расстройки), а с другой - дискретностью, т.е. максимально допустимой погрешностью измерения частоты, которая не должна превышать полосу захвата ФАПЧ, что также не требует больших отношений сигнал/шум. При успешной работе элементов дискретной коррекции начальной частотной расстройки и параллельной работе схемы ФАПЧ последней остается только свести к нулю остаточную расстройку несущей частоты, что не влечет за собой жестких требований на время устранения остаточной частотной расстройки частоты из-за переходных процессов в схеме ФАПЧ. Поскольку считается, что если сигнал попал в полосу захвата схемы ФАПЧ при отношении сигнал/шум на ее выходе ≥17 дБ, то считается, что синхронизация по несущей частоте установлена.

Оценим характеристики предложенного устройства при тех же начальных параметрах, которые были приведены выше, а именно: ширина спектра входного широкополосного сигнала (ШПС) ΔF_шпс=16,384 МГц; тактовая частота формирования сигнала F_т=7 кГц; время установления синхронизации по несущей частоте T_сч≤4 мс; относительная нестабильность частоты δ=10^-7; несущая частота f_н=14 ГГц; полоса пропускания ФАПЧ, обеспечивающая требуемое качество синхронизации (отношение с/ш на выходе ФАПЧ>17 дБ), составляет 250 Гц; полоса схватывания фазового детектора Δf_сx=500 Гц. Поскольку в нашем случае на второй вход фазового детектора (5) подается вторая гармоника частот рассогласования несущей и управляемого генератора (2), то максимальный диапазон частот, характеризующих величину их рассогласования, будет составлять 2·Δf=2·(2,8)=5,6 кГц, где Δf - максимальный диапазон нестабильности несущей частоты. Следовательно, интервал обработки УЦО (11) по частоте F_обр должен быть не менее 5,6 кГц.

Согласно [4] максимальный интервал обработки по частоте F_{oбp max} при использовании квадратурной обработки определяется частотой дискретизации f_д, т.е. F_{oбр max}=f_д. Поскольку ширина спектра сигнала ΔF_шпс=16,384 МГц, то частота дискретизации f_д, как минимум, в два раза выше спектра сигнала и значительно выше требуемого интервала обработки F_обр УЦО (11), что позволяет использовать УЦО в качестве спектроанализатора, представляющего собой гребенку узкополосных фильтров с полосой пропускания каждого фильтра Δf_фг.

Чтобы в результате «грубой» подстройки величина рассогласования не превысила полосу захвата ФАПЧ, полоса пропускания каждого фильтра Δf_фг должна быть ≤500 Гц. Тогда весь диапазон частотной расстройки должен быть разбит на 5600/500=11,2≈12 частей, т.е. устройство цифровой обработки должно включать 12 фильтров с полосой пропускания ≈466 Гц.

Известно [6], что при реализации функции спектроанализа на основе алгоритма быстрого преобразования Фурье необходимое число фильтров m определяется выражением 2ⁿ, где n принимает значения 1, 2, 3, … . Для нашего случая n=4, а m=16. Значит УЦО (11) будет содержать 16 фильтров, каждый из которых имеет полосу пропускания Δf_фг=350 Гц, что позволяет оценить длительность интервала оценивания УЦО, который составляет

мс.

При этом отношение сигнал/шум на выходе УЦО будет

дБ,

что вполне достаточно для однозначной оценки величины и знака частотной расстройки.

Таким образом, предложенное техническое решение по синхронизации приемных устройств по несущей и тактовой частотам в системах с кодовым разделением каналов в условиях большой нестабильности частот в канале связи обеспечивает решение задачи синхронизации с высокой надежностью и за время до 4 мс.

Литература

1. Новые стандарты широкополосной радиосвязи на базе технологии W-CDMA, М.: Международный центр научно-технической информации, 1999 (стр.38-58).

2. Алексеев А.И., Шереметьев А.Г., Тузов Г.И., Глазов Б.И. Теория и применение псевдослучайных сигналов. - М.: Наука, 1969. - 367 с.

3. Рывкин А.А., Рывкин А.З., Хренов Л.С. Справочник по математике. Изд. 3-е, стереотип. М.: Высшая школа, 1975. - 554 с.

4. Цифровые фильтры и устройства обработки сигналов на интегральных микросхемах: Справочное пособие / Ф.Б.Высоцкий, В.И.Алексеев, В.Н.Пачин и др. Под ред. Б.Ф.Высоцкого. М.: Радио и связь, 1984. - 216 с.

5. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. Под ред. проф. В.Б.Пестрякова. М.: Сов. радио, 1973, с.424 (с.115).

6. Введение в цифровую фильтрацию. Под ред. Р.Боргера и А.Констандинидиса. Пер. с англ. под ред. Л.И.Филиппова. - М.: Мир, 1976. - 216 с.

Устройство синхронизации приемных устройств по несущей и тактовой частотам в системах с кодовым разделением каналов в условиях большой нестабильности частот в канале связи относится к области радиосвязи и может найти применение в системах беспроводного доступа, системах наземной подвижной и спутниковой связи. Достигаемый технический результат - обеспечение синхронизации приемника по несущей и тактовой частотам передатчика в многоканальных системах связи с кодовременным разделением каналов, работающих в условиях больших частотных расстроек принимаемых сигналов и жестких ограничений на энергетику. Устройство содержит управляемый генератор, управляющий элемент, два смесителя, три фильтра нижних частот, фильтр фазового детектора, фазовый детектор, опорный генератор, два полосовых фильтра, два аналого-цифровых преобразователя, цифроаналоговый преобразователь, два коррелятора, устройство цифровой обработки, частотный дискриминатор, компаратор, сумматор по модулю два, генератор псевдослучайной последовательности, управляемый тактовый генератор, пять перемножителей, фильтр петли слежения за задержкой ПСП и сумматор. 3 ил.

Устройство синхронизации приемных устройств по несущей и тактовой частотам в системах с кодовым разделением каналов в условиях большой нестабильности частот в канале связи, в состав которого входят два квадратурных канала и фазовращатель на π/2, причем первый квадратурный канал состоит из первого смесителя, а второй квадратурный канал - из второго смесителя, первые входы первого и второго смесителей объединены и являются входом устройства синхронизации, выход фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом второго смесителя, отличающееся тем, что в первый квадратурный канал дополнительно введены последовательно соединенные первый полосовой фильтр и первый аналого-цифровой преобразователь, причем вход первого полосового фильтра соединен с выходом первого смесителя, а во второй квадратурный канал дополнительно введены последовательно соединенные второй полосовой фильтр и второй аналого-цифровой преобразователь, причем вход второго полосового фильтра соединен с выходом второго смесителя, кроме этого в устройство введены первый и второй корреляторы, каждый из которых включает в себя последовательно соединенные первый перемножитель, первый вход которого является первым входом коррелятора, и первый фильтр верхних частот, выход которого соединен с первым входом второго перемножителя и является первым выходом коррелятора, и последовательно соединенные третий перемножитель, первый вход которого является вторым входом коррелятора, и второй фильтр верхних частот, выход которого соединен со вторым входом второго перемножителя и является вторым выходом коррелятора, выход второго перемножителя соединен с входом первого фильтра нижних частот, выход которого является третьим выходом коррелятора, вторые входы первого и третьего перемножителей объеденены и являются третьим входом коррелятора, а также последовательно соединенные опорный гетеродин, фазовый детектор, фильтр фазового детектора, управляющий элемент и управляемый генератор, выход которого соединен с входом фазовращателя на π/2 и со вторым входом первого смесителя, и последовательно соединенные четвертый перемножитель, первый вход которого соединен с первым выходом первого коррелятора, а его второй вход - с первым выходом второго коррелятора, и второй фильтр нижних частот, выход которого соединен с первым входом сумматора, и последовательно соединенные пятый перемножитель, первый вход которого соединен со вторым выходом первого коррелятора, а его второй вход - со вторым выходом второго коррелятора, и третий фильтр нижних частот, выход которого соединен со вторым входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра петли слежения за задержкой ПСП, и последовательно соединенные управляемый тактовый генератор, вход которого соединен с выходом фильтра петли слежения за задержкой ПСП, и генератор псевдослучайной последовательности, выход которого соединен с третьим входом первого коррелятора и первым входом сумматора по модулю два, и последовательно соединенные частотный дискриминатор, компаратор и устройство цифровой обработки, выход которого соединен со вторым входом управляемого генератора, третий выход первого коррелятора соединен с входом цифроаналогового преобразователя и вторым входом устройства цифровой обработки, выход цифроаналогового преобразователя соединен с входом частотного дискриминатора и вторым входом фазового детектора, второй вход сумматора по модулю два соединен с выходом управляемого тактового генератора, выход первого аналого-цифрового преобразователя соединен с первыми входами первого и второго коррелятора, выход второго аналого-цифрового преобразователя соединен со вторыми входами первого и второго коррелятора, выход сумматора по модулю два соединен с третьим входом второго коррелятора.