УСТРОЙСТВО ОПТИМАЛЬНОЙ ОБРАБОТКИ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ С МОДУЛЯЦИЕЙ НЕСУЩЕЙ ЧАСТОТЫ Российский патент 2004 года по МПК G01S13/52 

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в приемных устройствах в условиях действия пассивных помех и при необходимости реализации высокой разрешающей способности по дальности с целью распознавания воздушных объектов или увеличения дальности обнаружения при сохранении разрешающей способности. При этом в устройстве одновременно обеспечивается защищенность от пассивных и других помех.

Известно, что оптимальная фильтрация повторяющихся широкополосных сигналов предполагает оптимальную обработку каждого отдельного импульса последовательности и оптимальную обработку всей последовательности импульсов [1]. Это приводит к необходимости введения в приемное устройство оптимальных (сжимающих или укорачивающих) фильтров широкополосных сигналов, осуществляющих оптимальную внутриимпульсную фильтрацию, и накопителей импульсов для оптимальной междупериодной фильтрации. Известные устройства оптимального приема широкополосных сигналов содержат сжимающий согласованный фильтр, набор доплеровских фильтров и амплитудные детекторы [6, стр.239, 240; 7, стр.79; 8; 9; 10].

Реализация таких устройств связана с целым рядом практических трудностей. Здесь прежде всего следует указать на необходимость применения элементов, обеспечивающих обработку широкополосных сигналов. Кроме этого, применение протяженных во времени широкополосных сигналов приводит к увеличению отношения пассивная помеха/шум на входе приемного устройства, и при этом повышаются требования к динамическому диапазону тракта.

Еще одна трудность носит принципиальный характер и связана со сверхвысокой разрешающей способностью сигналов по дальности. При такой разрешающей способности перемещение воздушного объекта за длительность сигнальной последовательности может превышать величину элемента разрешения. В этих условиях практически невозможна оптимальная междупериодная обработка сигналов и эффективное решение задач обеспечения помехозащищенности и распознавания.

Устранение некоторых из указанных здесь трудностей связывается в настоящее время с переходом к использованию цифровой техники при выполнении устройств обработки сигналов [2]. Это позволяет решить вопросы, связанные с линейностью приемных трактов, стабильностью их характеристик и частично с быстродействием. Последнее, однако, и сейчас недостаточно для реализации устройств обработки при использовании сигналов с разрешающей способностью по дальностия порядка и менее 50 м (полоса частот сигнала больше 3 МГц). Основная проблема здесь связана в основном с отсутствием аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и частично умножителя [3].

В этих условиях при обработке сверхширокополосных сигналов предлагается использовать возможность трансформации временного масштаба и переход к "нереальному" времени [4]. Однако при этом возникают новые трудности, связанные с весьма точным определением момента прихода сигналов. Они оказываются столь существенными, что приводят к необходимости использования специальных вспомогательных сигналов и устройств приема их. В результате этого снижается еще и скорость получения информации.

Устройство, рассмотренное в [6, стр.240], выбрано в качестве прототипа. Прототип состоит из сжимающего согласованного фильтра, соединенного с системой доплеровских фильтров, в каждом из которых имеется двухквадратурный фазовый детектор, накапливающие устройства в квадратурах, объединенные устройством определения модуля, и последующего накопителя с пороговым устройством. В фазовом детекторе включен фазовращатель на π/2 радиан.

Работа прототипа происходит следующим образом. Широкополосный частотно-модулированный сигнал укорачивается по длительности в согласованном фильтре. Далее продетектированные в двух квадратурах сигналы поступают на доплеровские фильтры. В каждом фильтре происходит накопление сигналов определенной частоты. Это обеспечивается выбором соответствующей характеристики опорной функции. Фактически в фильтре происходит компенсация междупериодных изменений начальных фаз эхосигналов, и за счет этого возможно когерентное суммирование их, обеспечивающее оптимальную обработку сигналов. После накопления восстанавливается амплитуда (модуль) сигнала путем объединения квадратурных каналов и накопление амплитуд (некогерентное). После этого с помощью порогового устройства производится обнаружение сигналов.

Наличие многих доплеровских каналов, аналогичных по структуре, связано с неизвестной априори скоростью движения воздушного объекта (ВО), а значит, и частотой Допплера сигналов. Все применяемые каналы по частоте Допплера обеспечивают прием всех возможных сигналов.

Прототипу [6], как и другим известным устройствам, присущи указанные выше недостатки. Прежде всего это необходимость выполнения всех элементов тракта широкополосными. Данные по линиям задержки [11, 12] показывают, что возможности изготовления устройств ограничиваются полосой частот сигналов ≈5 МГц. Разработка устройств для сигналов с полосой частот в несколько десятков МГц для режима сверхразрешения практически невозможна. Аналогична ситуация и для цифровой техники, т.к. известные АЦП с приемлемой разрядностью имеют время преобразования ≈1 мкс [3].

Еще один недостаток известных устройств и прототипа связан с высоким динамическим диапазоном входных сигналов. Динамический диапазон широкополосных сигналов на входе устройства при действии пассивных помех пропорционален произведению Ти·Тсж и в Δf_u·Ти раз больше, чем в случае простого сигнала без частотной модуляции [7].

При этом необходимый динамический диапазон может достигать 60-70 дБ, что оказывается предельным и для цифровой техники [3, 12]. В этих условиях ограничение динамического диапазона в устройствах обработки приводит к существенному снижению защищенности сигнала от пассивных помех [11].

В случае решения задач распознавания типов или классов воздушных объектов (ВО), когда используются сигналы с разрешением по дальности порядка 10 м и менее, известное устройство не может обеспечить и оптимальную обработку сигналов. Это связано с тем, что за время существования последовательности сигналов ВО при естественном движении может переместиться на расстояние, превышающее интервал разрешения сигналов по дальности. При этом в накопителе сигналы (укороченные) оказываются неодновременными, и когерентного суммирования их не происходит, т.е. предельное (максимальное) отношение сигнал/шум не реализуется. Так, например, при длительности сигнальной последовательности (пачки) ≈0,1 с и скорости ВО V_r ≈ 300 м/с (≈1 М) перемещение его за это время составляет ≈ 30 м. Таким образом, уже при разрешающей способности сигнала δ_r ≈ 10 м смещение ВО составит 3 элемента разрешения и приведет к потерям отношения сигнал/шум порядка 5 дБ. Кроме недопустимо большого снижения отношения сигнал/шум, при этом будет происходить искажение структуры сигналов в виде "рассеяния", "растягивания" их. В результате решение задач по распознаванию ВО практически невозможно.

Целью изобретения является повышение помехозащищенности приема и разрешающей способности по дальности за счет увеличения динамического диапазона и широкополосности сигналов, обрабатываемых линейно.

Сущность изобретения заключается в том, что, в отличие от известных устройств, основанных на использовании оптимальной обработки исходных (в их изначальной форме) сигналов, предлагается использовать принцип предискажений (преобразований) исходных сигналов при одновременном изменении порядка в последовательности выполняемых операций при оптимальной обработке. Практически это может быть осуществлено как в тракте промежуточной частоты в аналоговой форме, так и на видеочастоте в цифровой форме. Эти устройства можно трактовать как различные варианты реализации одного и того же изобретательского замысла. В настоящей заявке рассматривается один из таких вариантов. В ранее поданной заявке (исх. №1310 от 17.09.90) рассматривается вариант аналоговой обработки сигналов в тракте промежуточной частоты,

Поставленная цель достигается включением М2 полосовых фильтров, объединенные входы которых образуют вход устройства обработки, а к выходу каждого полосового фильтра включены последовательно соединенные двухквадратурный фазовый детектор с фазовращателем на π/2 радиан в канале опорного колебания, линия задержи, аналого-цифровой преобразователь, соединенный с буферным запоминающим устройством, после которого включены фильтровая система селекции движущихся целей, фильтр сжатия, выполненные тоже двухквадратурными, восстановитель амплитуды и пороговое устройство.

Поставленная цель, как видно, достигается посредством введения фильтрации широкополосного сигнала в нескольких узкополосных каналах и изменения порядка выполнения операций укорочения (сжатия) сигналов и доплеровской фильтрации их.

Сущность заявленного устройства связана с использованием фильтрации, которая позволяет получить несколько узкополосных сигналов. В результате для каждого сигнала снижается динамический диапазон и появляется возможность качественного (в линейном тракте) выполнения операций доплеровской фильтрации для узкополосных сигналов. Поскольку в доплеровских каналах происходит отделение сигналов от интенсивных пассивных помех, то для дальнейшей обработки (укорочения) можно использовать доплеровские каналы, содержащие лишь сигналы ВО, динамический диапазон которых существенно ниже, чем у пассивных помех. Выбирая определенным образом последовательность доплеровских каналов, подключаемых к укорачивающему фильтру, можно учесть изменение доплеровской частоты широкополосного сигнала и производить эффективное укорочение его во всем необходимом диапазоне скоростей ВО.

Как показал анализ заявленного технического решения и прототипа, наличие новых элементов и функциональных связей подтверждает соответствие предложенного технического решения критерию новизны.

Что касается сопоставления заявленного и известных технических решений со сходными признаками, то используемая в заявленном устройстве совокупность признаков не обнаружена в известных нам источниках документации, в том числе патентных, и, следовательно, заявленное техническое решение соответствует критерию изобретения "существенное отличие".

Фильтрация широкополосных сигналов с переходом к нескольким узкополосным сигналам известна, например [4]. Однако эта операция используется для получения больших сжатий сигналов и никоим образом не упрощает реализацию защищенного от пассивных помех приемного устройства. Действительно, при такой реализации требования к динамическому диапазону последующего приемного тракта возрастают, а быстродействие элементов междупериодной обработки остается по-прежнему высоким.

Доплеровская фильтрация сигналов тоже применяется в известных устройствах [2, 6, 11, 12]. Однако она используется применительно к сигналу в целом. В этом случае необходимо применять быстродействующие элементы и тракты с высоким динамическим диапазоном. Существенно и то, что в таких устройствах в случае широкополосных сигналов невозможна оптимальная обработка протяженных импульсных последовательностей. Это связано с возможностью перемещения сигналов ВО за время приема их на интервал, существенно превышающий интервал разрешения.

В отличие от известных технических решений в заявленном устройстве фильтрация широкополосных сигналов с образованием нескольких узкополосных предшествует доплеровской фильтрации, и поэтому существенно снижаются требования к ней в части динамического диапазона и быстродействия. Можно считать, что применение такой структуры позволяет достичь поставленную цель и обусловливает первую особенность предложенного технического решения, отличающего его от известных технических решений.

Применение в заявленном устройстве нескольких устройств доплеровской фильтрации позволяет селектировать сигналы движущихся ВО от пассивных помех при сниженных требованиях по быстродействию и динамическому диапазону к устройству сжатия, поскольку динамический диапазон сигналов ВО существенно ниже динамического диапазона сигналов пассивных помех. Кроме этого, разбиение (фильтрация) широкополосного сигнала на узкополосные позволяет обрабатывать в доплеровских каналах сигналы более протяженные, чем окончательный укороченный сигнал. Поэтому перемещение ВО за время существования сигнальной последовательности при современных скоростях ВО не может превышать элемента разрешения ддя сигнала, обрабатываемого в доплеровских фильтрах. Эти особенности заявленного устройства тоже существенны для достижения поставленной цели и обусловливают вторую особенность предложенного технического решения, отличавшего его от известных решений.

Изложенная сущность поясняется графическим материалом. На фиг.1, 5 и 2 изображены соответственно структурные схемы заявленного и известных устройств. Фиг.7 иллюстрирует способ использования заявленного устройства в когерентной приемопередающей системе РЛС. На фиг. и в тексте использованы следующие обозначения:

1 - полосовой фильтр; 2 - двухквадратурный фазовый детектор; 3 - фазовращатель на π/2 радиан; 4 - линия задержки; 5 - аналого-цифровой преобразователь; 6 - буферное запоминающее устройство; 7 - фильтровая система селекции движущихся целей; 8 - укорачивающий или сжимающий фильтр; 9 - устройство определения модуля (амплитуды) сигнала; 10 - пороговое устройство; 11 - электронный коммутатор; 12 - накопитель (двухквадратурный); 13 - накопитель некогерентный; 14 - усилитель мощности; 15 - антенный коммутатор; 16 - антенна; 17 - когерентный гетеродин; 18 - смеситель канала фазирования; 19 - гетеродин; 20 - смеситель приемника; 21 - фазовый детектор; 22 - усилитель промежуточной частоты; А - заявленное устройство.

На фиг.3, 3.1, 4, 6 изображены эпюры сигналов, поясняющие работу заявленного устройства. На этих фиг. использованы следующие обозначения:

t - время; Ти - длительность импульса; Тг - период повторения импульсов; 1, 2,...M1 - номера принимаемых импульсов; f, f₁, f₂, - соответственно несущая частота сигнала, начальное и конечное значения несущей частоты сигнала; 1, 2,...M2 - номера дискретов несущей частоты в сигнале; U_г - сигнал на входе устройства оптимальной обработки; U₁₂ - сигнал после полосовых фильтров; U₂₃ - сигнал после линий задержки; 1, 2,...M2 - номера частотных каналов устройства; C1, С2 - сигналы от двух разных ВО (№1 и №2); V_кв1 - импульсы временного квантования сигналов (для АЦП); V₁, V₂, V_м2 - квантованные сигналы; V_кв2 - импульсы управления буферным запоминающим устройством; V₁₀ - сигналы после буферного запоминающего устройства; U₇₈ - сигналы после устройства селекции движущихся целей; U₈₉ - сигналы после устройства сжатия; D₁, D₂,...D_M1-1, D_М1 - порядок следования доплеровских каналов в устройстве селекции движущихся целей; U_к - импульсы управления электронным коммутатором; U_78к - сигнал на выходе электронного коммутатора.

Структурная схема заявленного устройства представлена на фиг.1. Полосовые фильтры 1, соединенные между собой на входе, на выходе соединены с двухквадратурными фазовыми детекторами 2, к которым подключено опорное когерентное напряжение непосредственно и через фазовращатель 3 на π/2 радиан. Фазовые детекторы 2 соединены соответственно через линии задержки 4 с аналого-цифровыми преобразователями (АЦП) 5, которые подключены к буферному запоминающему устройству (БЗУ) 6. После БЗУ 6 включены последовательно доплеровские фильтры (ФСДЦ) 7, сжимающий фильтр 8, амплитудный детектор 9 и пороговое устройство 10, выход которого является выходом устройства. К АЦП 5 и БЗУ 6 подключены сигналы управления, а к пороговому устройству 10 - пороговое напряжение.

Устройство работает следующим образом.

После полосовых фильтров 1 и фазового детектора 2 сигналы преобразуются на видеочастоту и после задержки в 4 поступают на АЦП 5, где преобразуются в цифровую форму. Такие сигналы образуются в каждом из М2 частотных каналов. Интервал времени, в котором существуют сигналы на выходе АЦП 5, определен длительностью одного элемента входного сигнала - Ти/М2. В БЗУ 6 эти сигналы запоминаются для каждой квадратуры отдельно и считываются с большей скоростью. При этом интервал считывания их составляет Ти/2М2. В результате сигналы преобразуются к одному элементу дальности, ограниченному величиной ΔR=CТи/2M2, и сохраняют при этом в целом для всех дальностей прежний интервал времени, равный периоду повторения Тг. Далее сигналы поступают на ФСДЦ 7, где осуществляется когерентное накопление их во всех M1 периодах повторения и селекция по частоте Допплера. Поскольку сигналы различных М2 частотных каналов из-за наличия БЗУ 6 преобразованы к одному каналу с временным уплотнением и признаком, то для междупериодной обработки их достаточно одной системе ФСДЦ 7. При этом, как обычно, переход от одного доплеровского канала к другому может происходить последовательно от одного периода повторения сигналов к другому, например [13].

Далее сигналы М2 частотных каналов и одного доплеровского фильтра поступают на сжимающий фильтр 8, где последовательно для каждой доплеровской частоты происходит укорочение их и разделение на отдельные разрешаемые каналы дальности. В каждом периоде повторения выход ФСДЦ 7 соответствует одному определенному доплеровскому каналу, и поэтому за время всей пачки сжатие сигналов последовательно произойдет для ВО, движущихся со всеми возможными скоростями. После сжатия сигналов производится амплитудное детектирование их в детекторах 9 и обнаружение с помощью пороговых устройств 10.

Эпюры фиг.3, 3.1 поясняют работу данного устройства.

Входной сигнал U₁, изображенный на фиг.3а, представляет собой последовательность из M1 импульсов длительностью Ти, следующих через интервал Тг. Импульсы широкополосны, и на фиг.3б изображена зависимость изменения несущей частоты в импульсе и спектр этого сигнала. Известно, что сигналу с непрерывным изменением несущей частоты соответствует эквивалентный сигнал с дискретным изменением несущей частоты [4]. В дальнейшем с целью упрощения будет рассматриваться случай с дискретным изменением частоты. Такой сигнал и спектр его изображен на эпюре 3в. Видим, что перестройка по частоте дискретна и шаг ее составляет Δf. При этом за время длительности импульса Ти производится М2 шагов перестройки, т.е. сигнал делится на М2 частей.

Полосовые фильтры согласованы с значениями М2 несущих частот сигнала и шириной спектра частей импульса, т.е. полоса частот фильтров 1 равна Δf=М2/Ти, а несущие частоты f₁, f₁+Δf, f₁+2Δf,...f₂. Поэтому после полосовых фильтров формируются сигналы, соответствующие дискретным значениям перестраиваемых несущих частот. Эти сигналы изображены на фиг.3г (U₁₂). В линиях задержи 4 производится совмещение сигналов во времени, и поэтому сигналы U₂₃ оказываются одновременными. Число сигналов сохранилось и определено М2 - количеством дискретных значений несущей частоты. Видим, что для обеспечения одновременности сигналов необходимы разные линии задержки 4. Величина задержки их должна изменяться на длительность временного дискрета сигнала (Ти/М2). При этом в канале с частотой f₂, излучаемой в конце сигнала, линию задержки можно и не применять. На входе полосовых фильтров 1 существует периодический сигнал (фиг.3а). Поэтому и выходной сигнал после них (U₁₂), и сигналы на выходах линий задержки 2 (U₂₃) повторяются с тем же периодом Tг. На эпюрах фиг.3 эти сигналы представлены только для одного периода следования. Поскольку сигналы U₂₃ в каждом из M2 каналов повторяются M1 раз, то они накапливаются в устройстве ФСДЦ 7. Сигналы С1 и С2 (фиг.3.1) от разных ВО появляются с некоторой задержкой и существуют одновременно во всех М2 частотых каналах после фильтрации полосовыми фильтрами 1, детектирования в 9 и задержки в 4. Показанные эпюры относятся к видеочастоте и отображают сигналы в одном квадратурном канале. Импульсы квантования V_кв, как и необходимо, следуют через интервал, определяемый длительностью элемента квантуемого сигнала. В рассматриваемом случае это Ти/М2. Эти импульсы управляют работой АЦП 5 и обеспечивают получение выборок сигналов. V₁, V₂,...,V_M2 представляют эти выборки в аналоговой форме. В действительности эти выборки после АЦП 5 имеют цифровую форму и существуют до момента образования следующей выборки. В Б3У 6 сигналы разных (М2) частотных каналов объединяются и группируются во времени таким образом, что все сигналы каждого ВО оказываются компактно сгруппированными и следуют друг за другом в соответствии с периодом управляющего сигнала V_кв2. Эпюра V₁₀ и V_кв2 иллюстрирует это свойство сигналов после БЗУ. Сгруппированные сигналы всех частотных каналов обрабатываются независимо в одном из М1 доплеровских каналов. Сигналы С2 от BО2 в этом доплеровском канале не наблюдаются, поскольку скорость ВО2 и доплеровская частота их иная. В этих условиях сигналы С2 наблюдаются в другом периоде повторения. Эпюра U₈₉ показывает сигнал после укорочения в фильтре сжатия. Сигнал имеет боковые лепестки, а длительность его меньше исходного сигнала V₁₀ или U₇₈. Момент появления максимума U₈₉ определяется фазовой структурой сигнала U₇₈, т.е. дальностью до ВО.

Реализация заявленного устройства возможна на основе известных технических решений. Вопросы построения двухквадратурных ФД изложены, например, в [12, стр.206]. АЦП являются самостоятельными элементами, используемыми в цифровой технике [3, 14]. БЗУ может быть выполнено на основе компараторов, сдвиговых регистров или матричных ОЗУ [14, 15, стр.104]. Цифровые варианты ФСДЦ, как и сжимающих фильтров, основаны на аналогичных функциональных структурах [7, стр.79, 11, стр.429]. Наиболее прогрессивные технические решения связаны с применением цифровых анализаторов спектра на основе алгоритма быстрого преобразования Фурье и поточных схем [16, стр.670, 671]. Детектирование в цифровой технике сводится к определению модуля двухквадратурного сигнала [16]. Необходимо отметить, что последовательность работы цифрового устройства определена периодом следования импульсов квантования (V_кв1) и более частыми импульсами V_кв2, определяющими тактовую частоту выполнения операций накопления и сжатия (Т_кв2). На эпюре фиг.3.1 с этим периодом изображены сигналы V₁₀, U₇₈ и U₈₉. Обычно периоды следования этих импульсов выбираются кратными (≈М2), и это позволяет легко образовывать их от единого генератора. Применение фильтров 1 в этом устройстве снижает требования к динамическому диапазону тракта. Кроме этого, существенно, что в этом случае частота квантования сигналов с помощью АЦП определяется полосой частот одного дискрета сигнала Ти/М2, а не полосой входного сигнала f₂-f₁. Для обычных в РЛС параметров с Ти≈50 мкс и достаточно высоким разрешением по дальности δR=30 м (Δf∑=f₂-f₁ ≈ 5 МГц) период квантования оказывается равным мкс вместо мкс.

АЦП с временем квантования 1-2 мкс обеспечивают число разрядов 10 (например, микросхема 1108ПВ2), что с учетом снижения требований к динамическому диапазону позволяет обеспечить линейность тракта в интервале 72 дБ и является вполне приемлемым даже для бортовых РЛС [11]. B случае обработки исходного широкополосного сигнала в известном устройстве можно ориентироваться лишь на АЦП с быстродействием 0,2 мкс, которые имеют число разрядов 6-8 [3]. При этом возможно реализовать динамический диапазон порядка 48 дБ, что явно недостаточно даже для наземных РЛС и значительно ниже, чем в заявленном приемном устройстве. Устройства ФСДЦ и фильтры сжатия содержат в основном умножители, сумматоры, коммутаторы и запоминающие устройства [16]. Быстродействие этих элементов составляет соответственно 200 нс, 20 нс, 75 нс [15, 3] и, как видим, вполне приемлемо для обработки широкополосных (≈15 МГц) сигналов. При этом обработка реализуется при условии использования только одного ФСДЦ и одного укорачивающего фильтра, что и приводит к существенному упрощению аппаратуры. Таким образом, в заявленном устройстве оказывается возможным существенное (примерно в раз) снижение объема аппаратуры в части аппаратуры селекции движущихся целей и укорачивающих фильтров при сохранении сниженных требований к быстродействию элементов и динамическому диапазону приемного тракта.

Известным устройствам, в том числе прототипу [6, стр.240], присущ серьезный недостаток, ограничивающий длительность когерентной обработки сигнала. Дело в том, что при высокой разрешающей способности по дальности (δR≤10 м) смещение ВО по дальности за время когерентного накопления, составляющее ΔR=U_гТ_s, может существенно превышать элемент разрешения. Так, для Т_s ≈ 0,05 с эта ситуация наступает уже при скорости ВО V_г=200 м/с. Таким образом, при V_г<IM сигнал смещается из элемента дальности, и эффективное накопление сигналов и распознавание ВО невозможно.

В заявленном устройстве возможно накопление импульсных последовательностей большей длительности. Это связано о тем, что разрешающая способность сигналов по дальности в устройстве когерентного накопления ниже окончательной и составляет Следовательно, опасность смещения сигналов из элемента дальности значительно меньше. Так, для рассматриваемого выше примера смещение на элемент дистанции будет происходить лишь при скорости ВО V_г=3200 м/с ≈ 10 М.

В заявленном устройстве движение ВО может приводить к различию доплеровской частоты сигнала в отдельных частотных каналах устройства после полосовых фильтров 1. Очевидность этого следует из известного определения частоты Допплера [l, 12].

Если разность частот Δf∑=f₂-f₁ достаточно велика, то сигнал ВО может приниматься различными доплеровскими каналами. На фиг.4 изображены линии точной доплеровской частоты и точки, показывающие положения настройки доплеровских фильтров при равномерной шкале их. Видим, что с изменением несущей частоты доплеровская частота сигнала изменяется (1), и сигнал переходит из фильтра в фильтр. В связи с этим включение фильтра сжатия необходимо изменять, т.е. осуществлять "слежение" за изменением доплеровской частоты в каналах приема сигнала.

Структурную схему устройства поясняет фиг.5. На фиг.5 изображены лишь устройства, необходимые для реализации возможности накопления всей последовательности входных сигналов. Элементы устройства до ФСДЦ 7 и после фильтра сжатия 8 полностью совпадают с изображенными на фиг.1. В заявленном устройстве после ФСДЦ 7 включены последовательно линии задержи 4 на период Тг. Кроме этого, к ФСДЦ 7 параллельно с линиями задержки 4 включен фильтр сжатия 8, амплитудный детектор 9 и пороговое устройство 10. Выход первой линии задержки 4 вместе с выходом ФСДЦ 7 подключены к электронному коммутатору 11, выход которого подключен ко второму фильтру сжатия 8 с последовательными амплитудным детектором 9 и пороговым устройством 10. Выходы второй и первой линий задержки 4 и выход ФСДЦ 7 подключены ко второму коммутатору 11, после которого включены третий фильтр сжатия 8 с амплитудным детектором 9 и пороговым устройством 10. К электронным коммутаторам 11 подключены импульсы управления.

Устройство работает следующим образом. После селекции по частоте Допплера в ФСДЦ 7 сигналы поступают на фильтр сжатия 8 и далее детектируются в амплитудном детекторе 9 и обнаруживаются в пороговом устройстве 10. Этот канал оптимален для ВО, движущихся с малой скоростью, и работает аналогично устройству, изображенному на фиг.1. Для ВО, движущихся с большей скоростью, предусмотрен другой приемный канал. В нем включена первая линия задержки 4, и сигналы после доплеровской фильтрации в ВДД 7 задерживаются в ней на период повторения входных сигналов. Поскольку доплеровская обработка производится последовательно во времени, то сигналы на выходе линии задержки 4 и ФСДЦ 7 в каждом периоде повторения соответствуют соседним доплеровским каналам. Эти сигналы через электронный коммутатор 11 подаются на фильтр сжатия 8. При этом за время существования М2 отсчетов сигнала производится коммутация сигналов после ФСДЦ 7 и линии задержки 4. В результате этого на второй фильтр сжатия 8 поступают сигналы из разных доплеровских каналов. Далее сигналы укорачивается и после детектора 9 поступают на пороговое устройство 10 для обнаружения.

Для ВО, движущихся с еще большей скоростью, используется третий канал устройства. В нем ко второму коммутатору 11 подключен незадержанный сигнал с выхода ФСДЦ 7 и сигналы после первой и второй линий задержи 4. При коммутации производится последовательное подключение трех этих сигналов различных доплеровских фильтров к фильтру сжатия 8. Далее после детектирования в 9 эти сигналы поступают на пороговое устройство 10 и на выход устройства обработки.

Ясно, что для образования нового скоростного канала необходимы новые линия задержки 4, электронный коммутатор 11 и фильтр сжатия 8 с детектором 9 и пороговым устройством 10. Количество таких дополнительных каналов обработки определяется полосой частот сигнала и длительностью времени обработки, т.е. полосой одного доплеровского фильтра. Для оценки количества их М₁₁ можно пользоваться соотношением

Эпюры на фиг.6 поясняют работу заявленного устройства, изображенного на фиг.5. На эпюре фиг.6а последовательность М1 входных широкополосных импульсов. Как указывалось выше, в ФСДЦ 7 производится селекция сигналов по частоте Допплера. В цифровой форме перспективным ФСДЦ является устройство на основе поточной схемы с БПФ [16].

В таком устройстве доплеровские каналы включаются последовательно во времени через период повторения сигналов - Тг. На эпюре фиг.6б изображена последовательность чередования сигналов в этих каналах. Видно, что число каналов M1 определяется количеством периодов повторения принимаемых сигналов. На фиг.6в изображен сигнал одного доплеровского канала. В результате доплеровской фильтрации в этом канале могут наблюдаться, например, сигналы двух ВО. Сигнал BО1 имеет меньшую задержку, радиальную скорость и содержит все М2 импульсов. Это происходит потому, что доплеровская частота сигнала этого ВО практически не меняется в разных частотных каналах приемного устройства - М2 каналов после полосовых фильтров 1. Ранее указывалось, что такая ситуация возможна при малой скорости ВО (фиг.4 - зона А). Сигнал ВО2 содержит только часть (половину) импульсов сигнала. Это происходит из-за того, что доплеровская частота при движении ВО2 успевает изменяться, и в данном доплеровском фильтре (периоде повторения) присутствует только часть сигналов. Другая часть их присутствует в другом доплеровском фильтре (периоде повторения). Следует отметить, что переход сигналов в каналах происходит плавно, и поэтому сигналы в действительности не сразу обращаются в нуль, а существенно уменьшаются по амплитуде. На эпюре 7в, г, д для простоты изображен случай резкого уменьшения сигналов. В соответствии с фиг.4 эта ситуация соответствует зоне В и большей скорости ВО. На эпюрах 6г, д изображены два соседних периода повторения с указанными выше сигналами от BО1 и ВО2. При этом на эпюре 6д изображен сигнал после задержки в первой линии 4, т.е. задержанный на один период повторения Тг. На эпюре 6е изображены импульсы управления коммутатором 11. При подаче такого импульса коммутатор, соединяющий обычно выход ФСДЦ 7 и вход фильтра сжатия 8, переключается и на время существования управляющего импульса соединяет выход первой линии задержки 4 и вход фильтра сжатия 7, отключая последний от выхода ФСДЦ. В результате этого для ВО2 на входе фильтра сжатия 8 образуется полная последовательность из М2 импульсных сигналов. Таким образом, в этом канале сжатия оптимально обрабатываются сигналы другой (зона В на фиг.4) группы движущихся ВО.

Для ВО, движущихся с еще большей скоростью, доплеровская частота изменяется сильнее. Как видно из фиг.4 (зона С), в этом случае частота Допплера успевает измениться на две ширины полосы пропускания фильтров. Поэтому необходимы две коммутации за время существования сигналов и, следовательно, еще один сигнал. Это и осуществляется в заявленной схеме (фиг.5), где для этого введена еще одна линия задержки 4 и новый коммутатор 11 на три направления.

Реализация заявленного устройства возможна на основе известных и применяющихся в приемной аппаратуре элементов. При цифровой технике линии задержки выполняются на основе сдвиговых регистров или матричных структур [3, стр.122]. Электронные коммутаторы выполняются на основе компараторов [15].

Применение заявленного устройства в когерентных РЛС иллюстрирует фиг.7. На фиг.7 изображена структурная схема известного когерентного приемника РЛС [12]. С помощью стабильных гетеродинов 17 и 19 создаются колебания для зондирующих сигналов 14 и местного гетеродина. Смесители в канале сигнала 20 и опорного колебания 18 позволяют получить когерентные опорные колебания и сигнал и произвести переход на видеочастоту в фазовом детекторе 21.

В случае применения заявленного устройства надо модифицировать известную схему для образования в ней нескольких опорных колебаний. Для этого можно ввести соответствующее число когерентных гетеродинов (М2) и смесителей в канале фазирования (17, 18, 19).

Полученные таким образом опорные когерентные колебания следует подключить к двухквадратурным фазовым детекторам (2) заявленного устройства. Входы полосовых фильтров его (1) следует подключить к усилителю промежуточной частоты (22). Обычно опорное когерентное колебание используется и для образования синхроимпульсов, которые используются в модуляторе и могут быть использованы в заявленном устройстве для управления БЗУ, ФСДЦ и АЦП.

Применение заявленного устройства позволяет повысить отношение сигнал/шум и коэффициент сжатия при приеме сигналов:

- здесь прежде всего следует иметь в виду возможность практического повышения защищенности канала от пассивных помех. Это связано с использованием деления широкополосного сигнала на несколько более узкополосных. За счет этого снижается динамический диапазон принимаемых сигналов и уменьшается вероятность ограничения сигналов в тракте, а значит, и увеличивается вероятность выделения сигналов на фоне пассивных помех. Как указано выше, снижение динамического диапазона помех может достигать 12 дБ и более. Следует отметить, что включение системы доплеровской фильтрации до сжимающих фильтров снижает требования к последним в части динамического диапазона. Это происходит из-за возможности селекции пассивных помех и сигналов по частоте Допплера и существенно упрощает вопросы реализации фильтров сжатия;

- кроме этого, применение предварительной фильтрации сигналов в узкополосных каналах снижает требования к быстродействию элементов и позволяет при существующей элементной базе создать защищенные от пассивных помех приемные устройства для приема сигналов с высоким (≈10 м) разрешением по дальности. Как показано в материалах заявки, необходимое быстродействие АЦП для реализации заявленного устройства составляет Если прием сигналов производить известными приемными устройствами, то быстродействие АЦП должно составлять В этих условиях, применяя существующие АЦП с временем преобразования Δt≈1 мкс, можно получить разрешение сигналов по времени Так, например, уже при 16 каналах приема (М2=16) с существующим АЦП можно получить разрешение по дальности При этом разрядность существующих АЦП достигает 10-12, и поэтому приемник оказывается защищенным от пассивных помех в режиме, когда используется анализ тонкой структуры сигналов, т.е. при распознавании классов ВО;

- применение заявленного устройства позволяет реализовать оптимальный прием сигналов и в условиях сверхразрешения и приема сигналов от движущихся ВО. Это связано с образованием специальных каналов приема сигналов для осуществления слежения за меняющейся частотой Допплера. В условиях необходимости анализа тонкой структуры широкополосных сигналов при распознавании ВО применение заявленного приемного устройства может повысить отношение сигнал/шум на 3-6 дБ и сохранить при этом форму принимаемого сигнала, что особенно важно в режиме распознавания.

Литература

1. Л.А.Вайнштейн, В.Д.Зубаков. "Выделение сигналов на фоне случайных помех". М.: Cов. радио, 1960.

2. "Справочник по радиолокации". Под ред. М.Сколника, т.1. М.: Сов. радио, 1976.

3. Ю.М.Кутыркин, А.В.Нефедов, А.М.Савченко. "Зарубежные интегральные микросхемы широкого применения". М.: Энергоатомиздат, 1984.

4. Я.Д.Ширман. "Разрешение и сжатие сигналов". М.: Сов. Радио, 1974.

6. П.А.Бакут и др. "Вопросы статистической теории радиолокации", т.1. М.: Сов. Радио, 1963 (прототип).

7. "Теоретические основы радиолокации". Под ред. В.Е.Дулевича. М.: Сов. Радио, 1978.

8. "Современная радиолокация", пер. с англ. Под ред. Ю.Б.Кобзарева. М.: Сов. Радио, 1969.

9. Пат. США, Кл. 343/17. 1R (G 01 S 7/30), №4122450, заявл. 16.6.75.

10. Farina A., Galati G. "Signal Processing Techniques for Survellance Radar: An Overview", Microwave Jornal, 1985, June.

11. "Справочник по радиолокации". Под ред. М.Сколника, т.3. М.: Сов. Радио, 1979.

12. Б.А.Бакулев. "Радиолокация движущихся целей". М.: Сов. Радио, 1964.

13. Л.М.Гольденберг, Б.Д.Матюшкин, М.Н.Поляк. "Цифровая обработка сигналов". М.: Радио и связь, 1985.

14. "Интегральные микросхемы": Справочник. Под ред. В.В.Тарабрина. М.: Радио и связь, 1984.

15. В.Д.Шило. "Популярные цифровые микросхемы". М.: Радио и связь, 1987.

16. Рабинер Л., Гоулд Б. "Теория и применение цифровой обработки сигналов". М.: Мир, 1978.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в приемных устройствах в условиях действия пассивных помех и при необходимости реализации высокой разрешающей способности по дальности с целью распознавания воздушных объектов или увеличения дальности обнаружения при сохранении разрешающей способности. Техническим результатом является повышение помехозащищенности приема и разрешающей способности по дальности за счет увеличения динамического диапазона и широкополосности сигналов, обрабатываемых линейно. Устройство оптимальной обработки последовательностей широкополосных сигналов с модуляцией несущей частоты содержит параллельные каналы, каждый из которых включает полосовой фильтр, квадратурный фазовый детектор, фазовращатель на 90 градусов, линию задержки, аналого-цифровой преобразователь, буферное запоминающее устройство, фильтровой блок селекции движущихся целей, К блоков задержки, К коммутаторов, выходные каналы, каждый из которых содержит фильтр сжатия, блок определения модуля, пороговый блок. 8 ил.

Устройство оптимальной обработки последовательностей широкополосных сигналов с модуляцией несущей частоты, содержащее параллельные каналы, каждый из которых включает квадратурный фазовый детектор, первый опорный вход которого через фазовращатель на 90° соединен с его вторым опорным входом и является опорным входом устройства, а также фильтровой блок селекции движущихся целей /ФБ СДЦ/ и первый выходной канал, содержащий фильтр-сжатия и последовательно соединенные блок определения модуля сигналов и пороговый блок, отличающееся тем, что, с целью повышения помехозащищенности и разрешающей способности по дальности без ухудшения последней при распознавании в условиях локации движущихся объектов путем увеличения динамического диапазона и широкополосности сигналов, обрабатываемых линейно, введены К дополнительных вторичных каналов, блоков задержки и коммутаторов, в каждом параллельном канале вход квадратурного детектора соединен с выходом соответствующего полосового фильтра, входы которых соединены между собой и являются входом устройства, два выхода через линии задержки - соответственно с первым и вторым входами соответственно аналого-цифрового преобразователя /АЦП/, два выхода каждого из которых подключены к соответствующим входам буферного запоминающего устройства, квадратурные выходы которого соединены с соответствующими входами ФБ СДЦ, в первом выходном канале два выхода фильтра сжатия соединены с соответствующими входами блока определения модуля, а два входа являются входами выходного канала и соединены с соответствующими выходами ФБ СДЦ, которые подключены ко входам К дополнительных выходных каналов через соответствующие коммутаторы, К блоков задержки соединены последовательно, при этом двухканальный вход первого блока задержки соединен с выходами ФБ СДУ, двухканальный выход i-го блока задержки соединен с /i+1/-ми двухканальными входами j-x коммутаторов /i≤j≤К/, управляющие входы коммутаторов, буферного запоминающего устройства и АЦП являются соответствующими управляющими входами устройства, а выходы пороговых блоков всех выходных каналов - соответствующими выходами устройства.