ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Настоящее изобретение относится, в общем случае, к системам связи и, в частности, к передаче сжатых сигналов в системах связи.
ПРЕДПОСЫЛКИ СОЗДАНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
За последние годы были созданы различные способы экономного использования требуемой полосы частот, способы, в которых при осуществлении связи с использованием передачи сигналов со сжатием достигают качества речи, соответствующего телефонным переговорам или близкого к качеству телефонных переговоров. Эти способы обычно включают в себя использование алгоритмов кодирования, позволяющих сузить полосу частот, требуемую для передачи со скоростью 64 килобита в секунду без сжатия. Одним из таких примеров является алгоритм линейного предварительного сжатия по кодовой книге с малой задержкой (ЛПСКК-М3) (LD-CELP), который позволяет сузить требуемую полосу частот до 16 килобит в секунду. Естественно, что для использования таких алгоритмов кодирования оба конца тракта передачи должны быть способны осуществлять кодирование и декодирование передаваемого сигнала. Одним из решений для реализации этого требования является использование одной и той же собственной аппаратуры на обоих концах тракта передачи и вдоль него. Другим возможным решением является соблюдение международных стандартов, которые позволяют обеспечить совместимость различных типов оборудования, расположенного вдоль тракта передачи.
Международный эталон для алгоритма кодирования ЛПСКК-М3 был издан в марте 1995 г. в виде Рекомендации G.728 сектором по стандартизации телекоммуникаций Международного Союза по Электросвязи (МСЭ) (ITU-T). Однако было установлено, что эта рекомендация имеет некоторые недостатки. Среди этих недостатков была обработка передаваемого сигнала при переменной скорости передачи двоичных данных (упоминаемой ниже как “ПСПДЦ” ("VBR")). В частности, наличие этой проблемы было замечено при использовании Рекомендации G.728 для передачи данных в полосе речевого сигнала.
В качестве содействия сектору по стандартизации телекоммуникаций Международного Союза по Электросвязи (МСЭ) (ITU-T) фирма “ИСиАй Телеком Лимитед” (ECI Telecom Ltd.) 17 марта 1997 предложила решение, раскрытое в Приложении J к Рекомендации G.728 МСЭ. Эта публикация, имеющая название “Алгоритм с переменной скоростью передачи двоичных данных, предназначенный, в основном, для использования ЛПСКК-М3 при передаче данных в полосе речевого сигнала согласно Рекомендации G.728 МСЭ в аппаратуре многоканальной передачи данных (АМПД) (DCME)&γτ; &γτ; ("Variable Bit-Rate algorithm, mainly for the Voice-band data applications of LD-CELP ITU-T Rec. G.728 in DCME"), включена сюда путем ссылки. Эту публикацию будут упоминать в дальнейшем как “Алгоритм 40 кбит/с”.
В этой публикации приведено описание решения для ПСПДД и, в частности, применяемого для данных, передаваемых в полосе речевого сигнала (упоминаемых ниже как "ДПРС"). В публикации представлена информация для осуществления кодека, соответствующего алгоритму ЛПСКК-М3, а также видоизмененный вариант Приложения G к Рекомендации G.728 “Технические требования для передачи со скоростью 16 кбит/сек с фиксированной запятой” для включения переключателя режима в арифметическом устройстве с фиксированной запятой.
В кодеке, описанном в “Алгоритме 40 кбит/с”, по существу, используют скорость передачи 40 кбит/сек. Длительность алгоритмической задержки равна 5-ти выборкам, что в сумме составляет 0,625 миллисекунды, а переключение режима кодек может осуществлять через каждый "цикл адаптации" (равный 2,5 мс).
Предложенный алгоритм 40 кбит/с был предназначен, главным образом, для решения проблемы передачи сжатых ДПРС для таких приложений, как АМПД, и было предложено заменить им режим адаптивной дифференциальной импульсно-кодовой модуляции (АДИКМ) со скоростью 40 кбит/с (Рекомендация G.726 МСЭ) в системах АМПД, включающих в себя алгоритм ЛПСКК-М3. В число возможностей, предоставляемых этим алгоритмом, входят мягкий переход к алгоритму ЛПСКК-МЗ и от него и обеспечение качества речи, соответствующего телефонным переговорам или близкого к качеству телефонных переговоров.
Рекомендация G.728, по существу, предусматривает наличие цикла адаптации, используемого в алгоритме 40 кбит/с для режима передачи речи. Поэтому при возврате в режим передачи речи будет использован режим ЛПСКК-М3, указанный в Рекомендации G.728, а не алгоритм 40 кбит/с.
Основным видоизменением кодека, функционирующего в соответствии с алгоритмом 40 кбит/с, является реализация принципа квантования с решеточным кодированием (упоминаемого в дальнейшем как “КРК” ("TCQ")), описанного в Трудах ИИЭРА по Связи, том 38, №1 (1990) (IEEE Transactions on Communications Vol.38, No.1 (1990)), который включен сюда путем ссылки. Этот принцип КРК заменяет в режиме ДПРС принцип "анализа через синтез" для поиска по кодовой книге, приведенный в Рекомендации G.728 МСЭ.
Однако в предложенном алгоритме 40 кбит/с не был приведен способ решения проблемы того, как избежать достижения состояния насыщения при возникновении импульса в ошибке предсказания, например, при наличии значительного скачка уровня энергии ошибки предсказания. Эта проблема приводит к генерации высокого уровня шумов на выходе декодирующего устройства и, как известно, является причиной рассогласования между передающим и приемным концами тракта передачи.
В патенте США 4677423 отчасти признано наличие подобной проблемы, связанной с другим типом алгоритма, а именно алгоритма АДИКМ, и раскрыт способ решения этой проблемы. Механизм, описанный в патенте США 4677423, представляет один из способов преодоления проблемы, связанной со скачкообразным изменением энергии сигналов в части полосы частот, путем фиксации и снятия фиксации скорости адаптации. Скорость адаптации фиксируют в тех случаях, когда скорость адаптации очень мала, в то время как режим снятия фиксации используют тогда, когда требуется высокая скорость адаптации. К сожалению, поскольку это решение не является достаточно быстрым для систем, имеющих алгоритмы кодирования, в которых прогнозирующее устройство не является адаптивным, например основанным на анализе с линейным предсказанием (упоминаемым в дальнейшем как ЛП (LP)), то необходимо иное решение. Для некоторых задач описанное в патенте США 4677423 решение является неэффективным при попытке избежать насыщения в системах, включающих в себя линейные прогнозирующие устройства, при возникновении импульса в ошибке предсказания. Некоторыми из этих проблем являются следующие: решение согласно патенту '423 основано на том факте, что обработка каждой выборки должна быть произведена отдельно, тогда как в линейных прогнозирующих устройствах вместо однократных выборок, предложенных в решении согласно патенту '423, используют вектор, включающий в себя несколько выборок, а решение, приведенное в патенте '423, не отличается достаточной быстротой для того, чтобы использовать его в системах с линейными прогнозирующими устройствами. Другое основное отличие состоит в том, что обрабатываемые в патенте '423 ошибки являются логарифмическими ошибками, которые вряд ли могут осуществлять насыщение квантователя настолько же быстро, как и линейные ошибки. Поэтому необходимо иное решение, которое может дать ответ на этот вопрос для систем, включающих в себя линейные прогнозирующие устройства.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Следовательно, целью настоящего изобретения является создание способа определения скомпенсированного коэффициента пересчета квантователя в кодере с использованием векторного линейного неадаптивного прогнозирующего алгоритма, способа, в котором устранены описанные выше недостатки решений из известного уровня техники.
Другой целью настоящего изобретения является создание устройства цифровой связи и создание системы, в которой устранены проблемы, вызванные наличием импульсов в ошибке предсказания.
Дальнейшие цели и признаки изобретения станут очевидными из приведенного ниже описания и сопроводительных чертежей.
В соответствии с настоящим изобретением предложен способ определения скомпенсированного коэффициента пересчета квантователя в процессе кодирования/декодирования передачи ДПРС типа посредством использования векторного линейного неадаптивного алгоритма прогнозирующего типа.
Упоминаемый ниже термин "ДПРС" используют для обозначения модулированных цифровых сигналов для передачи в полосе речевого сигнала (до 4-х кГц), например, сигналов модема, сигналов ДТМН (двухтонального многочастотного набора) (DTMF) или сигналов любого другого типа с такой же узкой полосой частот.
Способ, предложенный в соответствии с настоящим изобретением, в предпочтительном варианте включает в себя следующие операции:
I. создают вектор цифровой выборки в кодированном виде;
II. вычисляют коэффициенты ЛП для предсказания указанного вектора цифровой выборки и получения из него вектора ошибки линейного предсказания;
III. вычисляют коэффициент передачи указанного вектора ошибки линейного предсказания;
IV. вычисляют коэффициент пересчета квантователя, исходя из указанного коэффициента передачи;
V. на основании предыдущих цифровых выборок вычисляют среднее значение указанного коэффициента передачи, соответствующего указанному вектору цифровой выборки;
VI. вычисляют разность между указанным коэффициентом передачи и указанным средним значением;
VII. определяют, требуется ли компенсация коэффициента передачи для импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки, на основании:
(а) сравнения указанной разности с заранее заданным первым пороговым значением и
(б) сравнения разностей между коэффициентами передачи, связанными с заранее заданным количеством самых последних созданных векторов цифровой выборки и их соответствующими средними значениями и с заранее заданным вторым пороговым значением;
VIII. в случае, если при выполнении операции (VII) определено, что требуется компенсация коэффициента передачи, то определяют компенсирующее значение, требуемое для импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки;
IX. для получения скомпенсированного коэффициента пересчета квантователя коэффициент пересчета квантователя, полученный при выполнении операции (V), суммируют с компенсирующим значением коэффициента передачи, определенным при выполнении операции (VIII).
Примером такого линейного неадаптивного прогнозирующего алгоритма является алгоритм всеполюсного моделирования.
Определение того, можно ли считать сигнал устойчивым сигналом, осуществляют путем сравнения разностей, существующих между коэффициентами передачи, связанными с заранее заданным количеством предыдущих векторов цифровой выборки, и средними значениями, связанными к тому же с заранее заданным вторым пороговым значением. Если эти разности не превышают этого заранее заданного второго порогового значения, то сигнал можно считать устойчивым сигналом.
Согласно предпочтительному варианту осуществления изобретения, описанный способ дополнительно включает в себя операцию вычисления значения заранее заданной функции, причем функция образована посредством вычисленных коэффициентов ЛП, соответствующих вектору цифровой выборки. Значение полученной таким образом заранее заданной функции может быть использовано при определении требуемой компенсации коэффициента передачи. Согласно этому варианту осуществления это может быть сделано, например, посредством установления ограничивающего условия, заключающегося в том, что до тех пор, пока расчетное значение не превышает заранее заданного значения, то компенсацию коэффициента передачи не производят. Другим возможным примером является использование коэффициента компенсации коэффициента передачи, который зависит от разности, существующей между вычисленным значением и таковым для заранее заданного значения.
Примером такой заранее заданной функции согласно этому варианту осуществления является функция, равная:
?_ABS (A[i])
i=1
где A[i] являются коэффициентами ЛП.
Для любого специалиста в данной области техники понятно, что подобным образом могут быть использованы также и другие механизмы принятия решений относительно компенсации коэффициента передачи, а результаты их действия включены в конечное решение относительно фактически осуществляемой компенсации.
Согласно другому варианту осуществления настоящего изобретения максимальное пороговое значение является заранее заданным, а вычисленное значение разности, вычисленное при выполнения операции (V) из вышеописанного способа, сравнивают с этим максимальным пороговым значением. Этот вариант осуществления наряду с другими позволяет продлить первый заранее заданный период времени, в течение которого осуществляют компенсацию коэффициента передачи до тех пор, пока его значение не станет ниже этого максимального порогового значения. Период компенсации коэффициента передачи может быть продлен, например, до тех пор, пока либо кратковременный амплитудный выброс не упадет ниже уровня этого максимального порогового значения, либо в течение более продолжительного заранее заданного отрезка времени.
Согласно еще одному предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения вектор ошибки линейного предсказания получают путем выполнения квантования решетчатым кодом вектора ошибки предсказания и выбора предпочтительного квантованного вектора ошибки линейного предсказания из числа нескольких вычисленных квантованных векторов ошибки линейного предсказания. В наиболее предпочтительном варианте этот выбор выполняют путем выбора того вектора ошибки линейного предсказания, который имеет минимальную ошибку предсказания.
Согласно еще одному варианту осуществления настоящего изобретения при определении требуемой компенсации коэффициента передачи согласно операции (VIII) вводят ограничивающее пороговое значение для предотвращения получения избыточной компенсации коэффициента передачи.
В соответствии с другой отличительной особенностью настоящего изобретения в нем предложена станция цифровой связи для работы в системе цифровой связи, включающая в себя:
входной интерфейс, предназначенный для приема сигналов, данных в полосе речевого сигнала и управления ими;
средство обработки, предназначенное для вычисления:
коэффициентов ЛП для предсказания указанного вектора цифровой выборки и получения из него вектора ошибки линейного предсказания;
коэффициента передачи указанного вектора ошибки линейного предсказания;
коэффициента пересчета квантователя, исходя из указанного коэффициента передачи;
среднего значения указанного коэффициента передачи, соответствующего указанному вектору цифровой выборки, по предыдущим цифровым выборкам;
разности между указанным коэффициентом передачи и указанным средним значением;
первое средство определения для определения того, требуется ли компенсация коэффициента передачи для импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки, на основании:
а. сравнения указанной разности с заранее заданным первым пороговым значением и
б. сравнения разностей между коэффициентами передачи, связанными с заранее заданным количеством самых последних векторов цифровой выборки, за исключением такового для указанного созданного вектора цифровой выборки, и их соответствующих средних значений и с заранее заданным вторым пороговым значением,
второе средство определения, предназначенное для определения требуемого компенсирующего значения коэффициента передачи для компенсации импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки в случае, если определение, выполненное первым средством определения, является утвердительным;
средство суммирования коэффициента пересчета квантователя с компенсирующим значением коэффициента передачи, которое определено посредством указанного второго средства определения; и
выходной интерфейс, предназначенный для передачи сигнала данных в полосе речевого сигнала.
Для специалиста в данной области техники понятно, что описанное выше устройство может включать в себя дополнительные особенности, которые, по существу, известны из уровня техники, и что таким образом они охвачены объемом настоящего изобретения.
Следует понимать, что используемый ниже термин "телекоммуникационная сеть" охватывает различные типы сетей, известных из уровня техники, например, сети с МПВР (мультиплексной передачи с временным разделением) (ТDМ), с синхронной и с асинхронной передачей, сети с межсетевым протоколом (IP-сети), IP-сети с ретрансляцией кадров и любые другие соответствующие сети связи.
Термин "станция связи" здесь используют для описания совокупности, по меньшей мере, одной пары устройств кодирования/декодирования, одно из которых, когда это необходимо, используют для преобразования принятых сигналов в новый закодированный вид, а другое используют как соответствующее ему декодирующее устройство, осуществляющее преобразование сигналов, принятых в этом новом закодированном виде, в тот вид, который они, по существу, имели до кодирующего устройства. Такие два устройства могут быть либо включены в состав одного устройства, либо быть отделены одно от другого.
Согласно еще одному варианту осуществления изобретения в нем предложено устройство связи, функционирующее в системе цифровой связи и предназначенное для создания временного изменения коэффициента передачи при квантовании в процессе кодирования/декодирования передаваемого сигнала ДПРС типа, включающее в себя следующие устройства:
I. усредняющее устройство вычисления коэффициента передачи;
II. импульсный детектор;
III. классификатор сигналов;
IV. средство принятия решений и
V. устройство компенсации коэффициента передачи.
Согласно другому предпочтительному варианту осуществления усредняющее устройство вычисления функционирует таким образом, что производит вычисление среднего оценочного значения коэффициента передачи с использованием коэффициента передачи для самого последнего значения вектора и разности Gразн (GDIFF) между указанным значением коэффициента передачи самого последнего вектора и указанным средним значением компенсации коэффициента передачи. В наиболее предпочтительном варианте получают разность GРАЗН (GDIFF) и производят ее сравнение с заранее заданным первым пороговым значением посредством импульсного детектора, который функционирует таким образом, что после заранее заданного периода времени осуществляет обнаружение скачков коэффициента передачи.
Согласно еще одному предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения классификатор сигналов устроен таким образом, что обнаруживает заранее заданные передаваемые сигналы ДПРС, а в более предпочтительном варианте средство принятия решений устроено так, что осуществляет прием выходных сигналов импульсного детектора и классификатора сигналов и соответствующим образом приводит в действие устройство компенсации коэффициента передачи.
В еще одном предпочтительном варианте осуществления устройство компенсации коэффициента передачи функционирует таким образом, что увеличивает коэффициент передачи в течение заранее заданного периода времени.
С другой стороны, в изобретении предложена система цифровой связи для соединения между собой множества магистральных телекоммуникационных каналов через тракт передачи, включающая в себя:
первое средство передачи, расположенное на, по меньшей мере, первом конце сети связи для передачи цифровых сигналов;
по меньшей мере, одну пару станций связи указанного типа, и
средство приема, расположенное на, по меньшей мере, втором конце сети связи.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
На Фиг.1 показана схема кодирующего устройства, включающего в себя способ обработки сигналов ДПРС согласно настоящему изобретению.
На Фиг.2 изображена схема типового устройства реализации состояний для генерации диаграммы решетчатого кода.
На Фиг.3 представлен пример диаграммы решетчатого кода, генерация которой осуществлена посредством устройства реализации состояний, изображенного на Фиг.2.
На Фиг.4 изображена схема способа осуществления временного изменения коэффициента передачи при квантовании в соответствии с настоящим изобретением.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
На Фиг.1 представлена неполная схема конструкции кодирующего устройства 1 из настоящего изобретения.
В устройство 3 суммирования вводят сигнал Sn вместе с его предсказанным оценочным значением S'n. Их разность пропускают через предварительный усилитель 5 и подают в блок 10 поиска КРК и принятия решений по алгоритму Витерби. Информацию, полученную этим блоком после обработки разности вместе с соответствующим входным сигналом, полученным из блока 12, представляющего собой набор из расширенной сверхбольшой кодовой книги, пропускают через устройство 15 пересчета коэффициента передачи и подают в прогнозирующее устройство 16. Все операции, требуемые для алгоритма КРК (квантования с решеточным кодированием) (TCQ) выполняют в устройстве, которое обозначено на этом чертеже блоком 10. Эти операции могут включать в себя, например, управление выбранными путями по дереву решетчатого кода и заданными значениями при воспроизведении, вычисление и сравнение матриц и вычисление решений по алгоритму Витерби. Принятие решений по алгоритму Витерби считается известным на современном уровне техники и его осуществляют согласно следующей процедуре. Каждый узел из заданного набора узлов включает в себя несколько приемлемых ветвей. На каждом шаге данной процедуры осуществляют выбор ограниченного количества этих ветвей, причем выбранные ветви являются теми, которые приведут к наименьшей ошибке. После повторения этой процедуры для нескольких выборок производят выбор траектории, соединяющей ветви, которая приведет к минимальной суммарной ошибке. В настоящей конфигурации блок 10 выдает 5 индексов канала, обозначенных на Фиг.1 буквой j, осуществляя сравнение наилучшего выбранного пути Yj для 5-ти исходных выборок по алгоритму Витерби.
На Фиг.2 и 3 изображены схема типового устройства реализации состояний, которое осуществляет генерацию диаграммы решетчатого кода, и сама диаграмма решетчатого кода.
В параграфе 7.1 "Алгоритма 40 кбит/с" для каждого узла указана разрешенная траектория к предыдущим узлам через решетчатую структуру. Например, разрешенными предыдущими узлами для первого узла (s [0] ) являются узел 0 в ветви 0 (b [0]) и узел 2 в ветви 1 (b [1]).
В параграфе 7.2 "Алгоритма 40 кбит/с" для каждого узла указана разрешенная траектория к последующим узлам через решетчатую структуру. Например, разрешенными последующими узлами для первого узла (s [0]) являются узел 0 в ветви 0 (b [0]) и узел 2 в ветви 1 (b [1]).
В параграфе 7.3 "Алгоритма 40 кбит/с" указано подмножество квантования {D0, D1, D2, D3}, соответствующее каждой траектории через решетку. Например, переходу от s[0] к s[0] соответствует подмножество DO. Переходу от s[0] к s[l] соответствует подмножество D2, а переходы к s[2] и s[3] не разрешены и поэтому отмечены знаком X.
В параграфе 7.4 "Алгоритма 40 кбит/с" предусмотрен индексный бит, в котором отмечен каждый переход и определены две ветви, исходящие от каждого узла. Например, переход от s[0] к s[0] сопоставлен (став в соответствие, связан) 0. Переход от s[0] к s[1] соответствует 1 (следует обратить внимание, что использован бит 5, а 0х10 в С равно 10h), a переходы к s[2] и s[3] не разрешены и поэтому отмечены знаком X.
Как указано ранее, блок 12 является сверхбольшой кодовой книгой, которая представляет собой скалярный квантователь Ллойда-Макса (Lloyd-Мах) с расширенным набором. 64 выходных уровня разделены на четыре подмножества, начинающиеся с точки, имеющей наименьшее отрицательное значение, и продолжающиеся до точки, имеющей наибольшее положительное значение, причем последовательным точкам присвоены обозначения {D0, D1, D2, D3,... D0, D1, D2, D3}. Уровни квантования приведены в параграфе 7.6 "Алгоритма 40 кбит/с", а предельные значения шага приведены в параграфе 7.5 "Алгоритма 40 кбит/с". Уровни, которые принадлежат подмножеству D0, показаны в столбце, обозначенном s [0]. Уровни D1 показаны под s [1],.., а D3 показаны под s [3].
Когда адаптер 14 коэффициента передачи в обратном направлении выполняет обработку сигналов ДПРС, то согласно настоящему изобретению существует несколько отличий в его функционировании по сравнению со способом обработки речевых сигналов в соответствии со стандартом G 728 МСЭ (G 728 ITU-T). Основные отличия состоят в том, что:
1) В режиме ДПРС вычисление среднеквадратичного значения выходных данных кодовой книги осуществляют по последовательности уровней выходного сигнала (квантованных разностей), определяемых траекторией выбранного пути. Среднеквадратичное значение вычисляют по последовательности из 8-ми выборок. Однако в отличие от того, что раскрыто в Приложении G к стандарту G.728, где в заранее вычисленных таблицах запоминают логарифм среднеквадратичного значения, в режиме ДПРС необходимо осуществлять вычисление логарифма среднеквадратичного значения. Уравнение (1) дает логарифмическое приближение. Коэффициенты d0, d1, d2, d3, d4 приведены в параграфе 8 "Алгоритма 40 кбит/с", а подробное описание логарифмического вычислительного устройства приведено там же в параграфе 4.12.
Уравнение (I): 2· log10(х) = d0·(x-1)+d1·(x-1)2+d2·(х-1)3+d3(х-1)4+d4·(х-1)5,
где 1≤ х<2.
Для значений х, которые отличаются от приведенных выше, выполняют процедуру нормирования. Такая процедура описана в блоке №J.16 публикации "Алгоритм 40 кбит/с".
Выходные данные кодовой книги относительно формы и коэффициента передачи, а именно блоки №G.93 и №G.94 таблиц логарифма коэффициента передачи (два последние члена в уравнении G-14) заменяют логарифмом среднеквадратичного значения.
2) В контур логарифмирования коэффициента передачи может быть введен сглаживающий фильтр, уменьшающий установившиеся колебания для сигналов с постоянной дисперсией, таких как сигнал передачи данных в полосе речевого сигнала. Для подавления как речевого сигнала, так и сигнала данных, по алгоритму квантователя с динамической синхронизацией (КДС) ("DLQ") осуществляют генерацию адаптации к переменной скорости. Может быть использован алгоритм КДС, подобный описанному в рекомендации G.726 МСЭ (ITU-T Rec. G.726).
На вход устройства обработки, в котором используют алгоритм КДС, подают логарифм d(n) коэффициента передачи с устраненным смещением. Этот входной сигнал усредняют посредством взвешивающего фильтра (параграф 4.13 "алгоритма 40 кбит/с", блок №J.14) для получения фиксированного коэффициента GL передачи.
При a1=0 квантователь находится в состоянии с полной фиксацией, а при a1=1 - в состоянии с полностью снятой фиксацией. Вычисление a1 осуществляют путем сравнения энергии квантованных разностей ЕТ(n) за длительный промежуток времени и за короткий промежуток времени (параграф 4.10, блок №J.12 "Алгоритм 40 кбит/с"). Сравнение характеризует постоянство дисперсии квантованных разностей.
Уравнение (2): G = GU·α 1+GL·(1-α 1)
3) Импульсы ошибки предсказания могут вызывать насыщение квантователя. Для предотвращения такой ситуации согласно способу, предложенному в настоящем изобретении, осуществляют временное изменение коэффициента передачи при квантовании. Естественно, что для осуществления способа из настоящего изобретения предпочтительным способом выполнения вычисления среднего значения является присвоение при вычислении большего весового коэффициента наиболее новым значениям коэффициента передачи.
На Фиг.4 изображена схема способа осуществления временного изменения коэффициента передачи при квантовании. В соответствии с этим способом производят выполнение следующих операций:
а. Вычисляют среднее значение коэффициента передачи:
В сглаживающем фильтре 40 вычисляют среднее значение оценочного значения GСРЕД (GAVE) коэффициента передачи, используя самое последнее значение GSTATE [0] коэффициента передачи вектора. В предпочтительном варианте вычисленное среднее значение является средним взвешенным значением, а наиболее новым значениям присваивают более высокий весовой коэффициент, чем значениям, полученным ранее. В уравнении 3 приведен способ вычисления такого среднего значения, не являющийся обязательным. Затем вычисляют разность между GSTATE [0] и GСРЕД (GAVE), которую обозначают как GРАЗН (GDIFF), и подают ее в блок 42 импульсного детектора.
Уравнение (3): GСРЕД = GПОСТ·GСРЕД+(1-GПОСТ)· GSТАТЕ [0]
(GAVE = GCONCT·GAVE+(1-GCONCT)· GSTATE [0])
б. Блок 42 импульсного детектора:
Функцией этого блока является, по существу, обнаружение изменений коэффициента передачи после заранее заданного периода времени, в течение которого импульсы не были обнаружены. Для осуществления этого производят сравнение GРАЗН (GDIFF) с фиксированным заранее заданным вторым пороговым значением. Если в течение периода времени, превышающего заранее заданный период времени, значение GРАЗН (GDIFF) меньше заранее заданного второго порогового значения, то сигнал считают "устойчивым" сигналом. Обнаружение импульса ошибки линейного предсказания происходит тогда, когда значение GРАЗН (GDIFF) превышает заранее заданное первое пороговое значение, хотя и было определено, что предыдущий сигнал является "устойчивым" сигналом. Согласно предпочтительному варианту осуществления настоящего изобретения заранее заданное первое пороговое значение равно заранее заданному второму пороговому значению.
в. Классификатор сигналов:
В некоторых случаях при передаче ДПРС импульсы ошибки возникают с наибольшей вероятностью. Поэтому после их обнаружения могут быть установлены максимальные параметры компенсации коэффициента передачи. В блоке 44 классификатора сигналов эти передаваемые сигналы обнаруживают, например, посредством использования коэффициентов ЛП, а процесс классификации передают в блок 46 принятия решений.
г. Блок 46 принятия решений:
Блок 46 принятия решений принимает выходной сигнал как из блока 44 классификатора сигналов, так и из блока 42 импульсного детектора. На основании этих выходных сигналов принимают решение о том, требуется ли компенсация и какое воздействие будет оказано на описанные в следующем параграфе параметры компенсации коэффициента передачи при приведении в действие блока 48 компенсации коэффициента передачи.
д. Блок 48 компенсации коэффициента передачи:
Основная задача, которую выполняет блок 48, состоит в том, чтобы определить требуемую компенсацию коэффициента передачи и дать возможность увеличить коэффициент передачи в течение заранее заданного первого периода времени. Согласно другому варианту осуществления изобретения этот заранее заданный первый период времени может быть изменяемым. Согласно этому другому варианту осуществления устанавливают заранее заданное третье пороговое значение для порогового значения максимального коэффициента передачи. Когда это заранее заданное третье пороговое значение достигнуто, то для компенсации коэффициента передачи используют более продолжительный период времени, при которой этот период может быть переопределен как заранее заданный второй период времени. Использование такого варианта осуществления позволяет продлить период компенсации коэффициента передачи в том случае, когда относительное изменение импульса очень велико. Для специалиста в данной области техники понятно, что в действительности могут быть осуществлены различные разновидности и видоизменения вышеописанного способа, посредством которых в конечном счете достигают решения той же самой задачи и которые подпадают под объем настоящего изобретения. Например, для достижения требуемого эффекта вместо продления периода компенсации может быть произведено изменение уровня компенсации коэффициента передачи. К тому же в случае, когда для ограничения уровня компенсации используют ограничитель, для обеспечения наилучшего способа осуществления требуемой компенсации коэффициента передачи может быть использовано значение, устанавливаемое этим ограничителем.
Далее приведено описание остальных изображенных на Фиг.1 блоков: 14 (адаптера коэффициента передачи в обратном направлении), 16 (прогнозирующего устройства) и 18 (адаптер коэффициента обратного предсказания).
Прогнозирующее устройство 16 представляет собой укороченную версию синтезирующего фильтра G.728 (блок №G.22). Порядок полинома, включающего в себя коэффициенты ЛП, равен 10-ти ответвлениям вместо обычных 50-ти ответвлений, применяемых в синтезирующем фильтре. Прогнозирование осуществляют исходя из траектории выбранного пути (параграф 4.4, блок №J.7 "Алгоритма 40 кбит/с") следующим способом: в момент времени n формируют предсказание текущей выборки для каждого узла (параграф 4.5, блок №J.8 "Алгоритма 40 кбит/с") с использованием последовательности воспроизведений, которая задана выбранным путем в момент времени n-1. При использовании этого способа осуществляют только пошаговое скалярное предсказание и предсказание нельзя в значительной степени продлить в будущее. Это делает предсказание более "ограниченным", чем во многих других прогнозирующих VQ-схемах.
Адаптер 18 коэффициента обратного предсказания аналогичен адаптеру фильтра обратного синтеза (блок №G.23). Основные отличия состоят в следующем:
- Осуществляют вычисление только 10-ти параметров КЛП (кодирования с линейным предсказанием (LPC)). Гибридный модуль обработки методом окна (блок № G.49) постоянно выполняет вычисление 51-го коэффициента автокорреляции, улучшая быстродействие при переходах от данных к речевому сигналу.
- Коэффициент расширения полосы частот синтезирующего фильтра теперь равен 240/256. Коэффициенты расширения полосы частот приведены в параграфе 9 "Алгоритма 40 кбит/с".
ПРИМЕР:
Для оценки эффективности способа, предложенного в настоящем изобретении, был выполнен следующий набор экспериментов. Была выполнена оценка передачи ДПРС по протоколу V.23 в символьном режиме с использованием алгоритма 40 кбит/с G.728. При оценке было произведено сравнение переданных символов с принятыми и был осуществлен подсчет количества несовпадений, обнаруженных в общем количестве переданных символов. Это отношение характеризовало среднюю ошибку.
При использовании рекомендации G.728, включающей в себя поправку "Алгоритм 40 кбит/с", оказалось, что средняя ошибка равна приблизительно 33%.
Путем аналогичных экспериментов была произведена оценка способа, предложенного в настоящем изобретении.
Значения первых и вторых заранее заданных пороговых значений были предварительно установлены равными 1800. Когда обнаруживали, что импульс при предсказанном коэффициенте передачи превышает значение 1800, то при условии, что предыдущие 80 векторов цифровой выборки, каждый из которых включал в себя 5 выборок, где каждая выборка имела длительность 125 мкс, были определены как сигналы "устойчивого" типа, приводили в действие механизм компенсации предсказания. Наблюдалось поразительное уменьшение определенной выше средней ошибки и ее снижение до приблизительно 0,05%.
Следует понимать, что вышеприведенное описание служит только для иллюстрации некоторых вариантов осуществления изобретения. Специалист в данной области техники может придумать множество других способов осуществления изобретения, не отступая от сущности изобретения, и таким образом они подпадают под объем настоящего изобретения.
Изобретение относится к системам связи и, частности, к передаче сжатых сигналов в системах связи. Достигаемым техническим результатом является определение скомпенсированного коэффициента пересчета квантователя в кодере с использованием векторного линейного неадаптивного прогнозирующего алгоритма. Для этого в способе и системе для уменьшения импульсов ошибки предсказания используют усредняющее устройство вычисления коэффициента передачи, импульсный детектор, классификатор сигналов, средство принятия решений и устройство компенсации коэффициента передачи, в которых определение скомпенсированного коэффициента пересчета квантователя осуществляют в процессе кодирования/декодирования передаваемого сигнала ДПРС посредством использования векторного линейного неадаптивного алгоритма прогнозирующего типа. 4 с. и 7 з.п. ф-лы, 4 ил.
интерфейс, выполненный с возможностью приема вектора цифровой выборки в кодированном виде, и
процессор, выполненный с возможностью
I. вычисления коэффициентов линейного предсказания (ЛП) для предсказания указанного вектора цифровой выборки и получения из него вектора ошибки линейного предсказания,
II. вычисления коэффициента передачи указанного вектора ошибки линейного предсказания,
III. вычисления коэффициента пересчета квантователя исходя из указанного коэффициента передачи,
IV. вычисления среднего значения указанного коэффициента передачи, соответствующего указанному вектору цифровой выборки на основании предыдущих цифровых выборок,
V. вычисления разности между указанным коэффициентом передачи и указанным средним значением,
VI. определения, требуется ли компенсация коэффициента передачи для импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки, на основании:
(а) сравнения указанной разности с заранее заданным первым пороговым значением и
(б) сравнения разностей между коэффициентами передачи, связанными с заранее заданным количеством самых последних созданных векторов цифровой выборки, и их соответствующих средних значений с заранее заданным вторым пороговым значением,
VII. определения компенсирующего значения, требуемого для импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки, в случае, если при выполнении операции (VI) определено, что требуется компенсация коэффициента передачи,
VIII. суммирования коэффициента пересчета квантователя, полученного при выполнении операции (IV), с компенсирующим значением коэффициента передачи, определенным при выполнении операции (VII) для получения скомпенсированного коэффициента пересчета квантователя.
где A[i] являются коэффициентами ЛП.
I. усредняющее устройство вычисления коэффициента передачи, функционирующее таким образом, что производит вычисление среднего оценочного значения коэффициента передачи с использованием значения коэффициента передачи самого последнего вектора и разности Gdiff между указанным значением коэффициента передачи самого последнего вектора и указанным средним значением компенсации коэффициента передачи,
II. импульсный детектор,
III. классификатор сигналов, выполненный с возможностью обнаружения заранее заданных передаваемых сигналов ДПРС,
IV. средство принятия решений, выполненное с возможностью приема выходного сигнала из указанного импульсного детектора и указанного классификатора сигналов, и приведения в действие соответствующим образом устройства компенсации коэффициента передачи и
V. устройство компенсации коэффициента передачи, функционирующее таким образом, что увеличивает коэффициент передачи в течение заранее заданного периода времени.
входной интерфейс, выполненный с возможностью приема сигнала данных в полосе речевого сигнала и управления им,
средство обработки, выполненное с возможностью приема указанного сигнала данных в полосе речевого сигнала после управления им и вычисления:
коэффициентов линейного предсказания (ЛП) для предсказания указанного вектора цифровой выборки и получения из него вектора ошибки линейного предсказания,
коэффициента передачи указанного вектора ошибки линейного предсказания,
коэффициента пересчета квантователя, исходя из указанного коэффициента передачи,
среднего значения указанного коэффициента передачи, соответствующего указанному вектору цифровой выборки, по предыдущим цифровым выборкам,
разности между указанным коэффициентом передачи и указанным средним значением,
первое средство определения, функционирующее таким образом, что определяет на основании вычислений, выполненных указанным средством обработки, требуется ли компенсация коэффициента передачи для импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки, на основании:
I. сравнения указанной разности с заранее заданным первым пороговым значением и
II. сравнения разностей между коэффициентами передачи, связанными с заранее заданным количеством самых последних векторов цифровой выборки, за исключением такового для указанного созданного вектора цифровой выборки, и их соответствующих средних значений с заранее заданным вторым пороговым значением, второе средство определения, выполненное с возможностью определения требуемого компенсирующего значения коэффициента передачи для компенсации импульса в ошибке предсказания указанного вектора цифровой выборки в случае, если определение, выполненное первым средством определения, является утвердительным,
средство суммирования коэффициента пересчета квантователя с компенсирующим значением коэффициента передачи, которое определено посредством указанного второго средства определения, и подготовки сигнала данных в полосе речевого сигнала для передачи и выходной интерфейс, выполненный с возможностью передачи соответственно подготовленного сигнала данных в полосе речевого сигнала.
средство передачи, расположенное на передающем конце сети связи для передачи цифровых сигналов,
по меньшей мере, одну станцию цифровой связи по п.10, выполненную с возможностью приема переданных цифровых сигналов и дополнительно содержащую кодер, выполненный с возможностью кодирования принятых цифровых сигналов и направления их в кодированном виде,
по меньшей мере, одну станцию цифровой связи по п.10, выполненную с возможностью приема кодированных сигналов и дополнительно содержащую декодер, выполненный с возможностью декодирования принятых кодированных цифровых сигналов и направления их в декодированном виде, и
средство приема, расположенное на приемном конце сети связи.
| 0 |
|
SU84330A1 | |
| Цифровой вокодер | 1979 |
|
SU838706A1 |
| СПОСОБ РАБОТЫ АБСОРБЦИОННО-ДИФФУЗИОННОГО ХОЛОДИЛЬНОГО АГРЕГАТА И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ | 2004 |
|
RU2269076C2 |
| US 4677423 A, 30.06.1987. | |||
