ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ Российский патент 2006 года по МПК H03F3/45 

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов, в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, операционных усилителях (ОУ)).

Известны схемы дифференциальных усилителей (ДУ), реализованных на основе двух параллельно включенных дифференциальных каскадов (ДК) с токостабилизирующими двухполюсниками в эмиттерных цепях входных транзисторов (так называемые "dual input stage") [1-20]. По такой архитектуре, на модификации которой выдано около 100 патентов различных стран, выполнены операционные усилители ведущих микроэлектронных фирм (AD8631, AD8632, НА2539 и др.). Причем в качестве токостабилизирующих двухполюсников каждого из параллельно включенных ДК таких ДУ применяются резисторы [21-24], если усилитель не работает с синфазным сигналом, или источники опорного тока на транзисторах [25-29], если входные сигналы имеют синфазную составляющую. Первый вариант построения ДУ практически не используется в структуре операционных усилителей, т.к. он не дает приемлемых значений коэффициента ослабления входного синфазного сигнала (К_ос.сф). Это связано с тем, что для получения больших значений К_ос.сф необходимо выбирать сопротивление токостабилизирующих резисторов на уровне сотен килом, что создает проблемы со статическим режимом при низковольтном питании. В технической литературе по аналоговой схемотехнике хорошо известно следующее правило построения ДУ - "в качестве токостабилизирующих двухполюсников ДУ не следует применять резисторы" (Ежков Ю.С. Справочник по схемотехнике усилителей, М., Радиософт, 2002. - С.81, 3 абзац сверху). С другой стороны, второй вариант построения ДУ также имеет ряд недостатков, связанных с уменьшением надежности схемы при радиационных и тепловых воздействиях, а также с наличием паразитной емкости на подложку у транзисторов ДУ, что ухудшает частотный диапазон. Кроме того, в практических схемах известных ДУ коэффициент К_ос.сф оказывается также небольшим в связи с тем, что выходное сопротивление простейших токостабилизирующих двухполюсников на основе токовых зеркал оказывается также небольшим (30-100 кОм).

Ближайшим прототипом (фиг.1) заявляемого устройства является дифференциальный усилитель, описанный в патенте США №4636743, H 03 F 3/45 (прототип), содержащий первый 1 и второй 2 входные n-p-n транзисторы, эмиттеры которых соединены с первыми выводами первого 3 и второго 4 токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через первый 5 резистор местной обратной связи, первый 6 и второй 7 входные транзисторы p-n-p типа, эмиттеры которых соединены с первыми выводами третьего 8 и четвертого 9 токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через второй 10 резистор местной обратной связи, причем база первого n-p-n транзистора 1 соединена с базой первого p-n-p транзистора 6 и первым входом 11 дифференциального усилителя, база второго n-p-n транзистора 2 соединена с базой второго p-n-p транзистора 7 и вторым 12 входом дифференциального усилителя, коллекторы первого 1 и второго 2 входных n-p-n транзисторов соединены с соответствующими первым 13 и вторым 14 токовыми выходами, согласованными с шиной положительного источника питания, а коллекторы первого 6 и второго 7 p-n-p входных транзисторов соединены с соответствующими третьим 15 и четвертым 16 токовыми выходами, согласованными с шиной отрицательного источника питания.

Существенный недостаток известного ДУ состоит в том, что он имеет невысокое ослабление входных синфазных сигналов при изменении входного синфазного напряжения в диапазоне, близком к напряжению питания. В значительной степени этот недостаток проявляется при использовании в качестве токостабилизирующих двухполюсников-резисторов.

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в повышении коэффициента ослабления входных синфазных сигналов ДУ и расширении допустимого диапазона изменения входных синфазных напряжений до уровня напряжений питания. При этом в качестве токостабилизирующих двухполюсников авторы рекомендуют применять резисторы, что недостижимо при других вариантах построения ДУ.

Поставленная цель достигается тем, что в дифференциальный усилитель фиг.1, содержащий первый 1 и второй 2 входные n-p-n транзисторы, эмиттеры которых соединены с первыми выводами первого 3 и второго 4 токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через первый 5 резистор местной обратной связи, первый 6 и второй 7 входные транзисторы p-n-p типа, эмиттеры которых соединены с первыми выводами третьего 8 и четвертого 9 токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через второй 10 резистор местной обратной связи, причем база первого n-p-n транзистора 1 соединена с базой первого p-n-p транзистора 6 и первым входом 11 дифференциального усилителя, база второго n-p-n транзистора 2 соединена с базой второго p-n-p транзистора 7 и вторым 12 входом дифференциального усилителя, коллекторы первого 1 и второго 2 входных n-p-n транзисторов соединены с соответствующими первым 13 и вторым 14 токовыми выходами, согласованными с шиной положительного источника питания, а коллекторы первого 6 и второго 7 p-n-p входных транзисторов соединены с соответствующими третьим 15 и четвертым 16 токовыми выходами, согласованными с шиной отрицательного источника питания, вводятся новые связи - второй вывод третьего токостабилизирующего двухполюсника 8 соединен с первым токовым выходом 13, второй вывод четвертого токостабилизирующего двухполюсника 9 соединен со вторым токовым выходом 14, второй вывод первого токостабилизирующего двухполюсника 3 связан с третьим токовым выходом 15, а второй вывод второго токостабилизирующего двухполюсника 4 соединен с четвертым токовым выходом 16.

Схема заявляемого устройства в соответствии с п.1, п.2 формулы изобретения показана на чертеже фиг.2.

На чертежах фиг.3 и фиг.7 показан заявляемый ДУ в соответствии с п.3 и п.4 формулы изобретения. Частные варианты построения ДУ фиг.3 показаны на чертежах фиг.4, фиг.5, фиг.6. Пример построения ДУ фиг.7 показан на чертеже фиг.8. На чертеже фиг.9 приведены токи и напряжения ДУ фиг.2, поясняющие его работу на синфазном сигнале u_c=u_c1=u_c2. Результаты компьютерного моделирования ДУ фиг.2 при параметрах элементов и режимах, указанных на чертеже фиг.10, показаны на чертеже фиг.11. На чертеже фиг.12 приведена схема заявляемого ДУ, которая исследовалась авторами в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП "Пульсар". Результаты этого моделирования показаны на чертеже фиг.13. На чертеже фиг.14 изображена частная схема ДУ фиг.3, которая исследовалась авторами в среде PSpice (фиг.15). На чертеже фиг.16 приведена схема ДУ-прототипа с реальными токостабилизирующими двухполюсниками на основе транзисторов VT21, VT22 и VT2, VT3. На чертеже фиг.17 показаны результаты компьютерного моделирования схемы фиг.16. На чертеже фиг.18 приведена исследованная авторами схема ДУ, соответствующая фиг.7. На чертеже фиг.20 показана схема исследованного авторами Rail-to-rail по входу и Rail-to-rail по выходу операционного усилителя. На чертеже фиг.21 показана амплитудная характеристика усилителя фиг.20 в режиме повторителя напряжения (при 100% обратной связи).

На чертежах фиг.13, фиг.15. фиг.17, фиг.19 приняты следующие обозначения параметров ДУ:

S_cc - крутизна передачи ДУ по дифференциальному входному сигналу u_вх;

S_дс - крутизна передачи ДУ по синфазному входному сигналу u_c;

К_уд - коэффициент передачи дифференциального входного напряжения ДУ u_вх;

К_ус - коэффициент передачи синфазного входного напряжения u_c.

Причем между этими параметрами и коэффициентом ослабления входных синфазных сигналов К_ос.сф существует следующая взаимосвязь

где u_вх - напряжение между входами ДУ 11 и 12;

u_c - синфазное входное напряжение на входах 11 и 12;

u_вых - выходное напряжение ДУ;

R_н - сопротивление нагрузки, подключаемое к выходу ДУ.

Дифференциальный усилитель фиг.2 содержит первый 1 и второй 2 входные n-p-n транзисторы, эмиттеры которых соединены с первыми выводами первого 3 и второго 4 токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через первый 5 резистор местной обратной связи, первый 6 и второй 7 входные транзисторы p-n-p типа, эмиттеры которых соединены с первыми выводами третьего 8 и четвертого 9 токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через второй 10 резистор местной обратной связи, причем база первого n-p-n транзистора 1 соединена с базой первого p-n-p транзистора 6 и первым входом 11 дифференциального усилителя, база второго n-p-n транзистора 2 соединена с базой второго p-n-p транзистора 7 и вторым 12 входом дифференциального усилителя, коллекторы первого 1 и второго 2 входных n-p-n транзисторов соединены с соответствующими первым 13 и вторым 14 токовыми выходами, согласованными с шиной положительного источника питания, а коллекторы первого 6 и второго 7 p-n-p входных транзисторов соединены с соответствующими третьим 15 и четвертым 16 токовыми выходами, согласованными с шиной отрицательного источника питания. Второй вывод третьего токостабилизирующего двухполюсника 8 соединен с первым токовым выходом 13, второй вывод четвертого токостабилизирующего двухполюсника 9 соединен со вторым токовым выходом 14, второй вывод первого токостабилизирующего двухполюсника 3 связан с третьим токовым выходом 15, а второй вывод второго токостабилизирующего двухполюсника 4 соединен с четвертым токовым выходом 16.

В соответствии с п.3 формулы изобретения на чертеже фиг.3 выходы 14 и 16 ДУ соединены с синфазными входами 17 и 18 синфазного сумматора двух сигналов 19, имеющего выход 20. Частные варианты построения синфазного сумматора двух сигналов 19 и его соединение с заявляемым ДУ приведены на чертежах фиг.4, фиг.5, фиг.6.

На чертеже фиг.7 приведен частный вариант включения заявляемого ДУ 21 в соответствии с п.4 формулы изобретения. В этой схеме первый 13 и третий 15 токовые выходы, а также второй 14 и четвертый 16 токовые выходы связаны с попарно противофазными входами 22 и 23, 24 и 25 сумматора четырех сигналов 26, имеющего выход 27. В этой схеме обеспечивается более глубокое ослабление синфазного сигнала.

Рассмотрим работу заявляемого ДУ фиг.2. Приращение токов в схеме фиг.2 при изменении входного синфазного сигнала u_c=u_c1=u_c2 показано на чертеже фиг.9.

Если на входы 11 и 12 подать синфазное напряжение u_c=u_c1=u_c2, то в элементах схемы появятся переменные составляющие токов

I₃≈u_cy₃, i₄≈u_cy₄, i₈≈u_cy₈, i₉≈u_cy₉,

где y₃=R₃ ^-1, y₄=R₄ ^-1, y₈=R₈ ^-1, y₉=R₉ ^-1.

Эти приращения токов эмиттеров транзисторов VT1, VT2 и VT6, VT7 передаются в коллекторные цепи

i_к1=α₁i₃, i_к2=α₂i₄, i_к6=α₆i₈, i_к7=α₇i₉,

где α_i≈1, - коэффициент передачи по току эмиттера i-го транзистора.

Следует обратить внимание, что в выходных узлах 13, 14 и 15, 16 происходит вычитание близких по величине токов

i_вых.13=i_к1-i₈, i_вых.14=i_к2-i₉, i_вых.15=i₃-i_к6, i_вых.16=i₄-i_к7

или

i_вых.13=u_c(α₁y₃-y₈), i_вых.14=u_c(α₂y₄-y₉), i_вых.15=u_c(y₃-α₆y₈),

i_вых.16=u_c(y₄-α₇y₉).

Если обеспечить равенство y₃=y₄=y₈=y₉, то при α_i=1 в выходных узлах 13-16 будут отсутствовать составляющие, обусловленные входным синфазным сигналом, то есть крутизна преобразования входного синфазного напряжения в выходной ток S_cc=i_вых/u_c будет близка к нулю. В реальных схемах минимальные значения S_cc.min будут определяться проводимостями коллекторных переходов применяемых транзисторов, а также отличием их коэффициентов передачи по току эмиттера (α_i) от единицы:

где r_к1=1÷2 МОм - сопротивление закрытого коллекторного перехода транзистора VT1.

При R₈=y₈ ^-1=y₃ ^-1=10 КОм, α=0,99 - эффективное значение минимальной крутизны преобразования синфазного сигнала

S_cc.min≈10^-6Ом^-1.

Заметим, что при использовании классических источников опорного тока, выходное сопротивление которых не превышает 60-100 кОм, численные значения S_сс оказываются значительно хуже.

Важнейшее свойство заявляемой схемы ДУ, которое наиболее ярко проявляется при его использовании в структурах фиг.3, фиг.7 - широкий допустимый диапазон изменения синфазного сигнала (u_c.max) - практически равный или даже превышающий на 50-100 мВ напряжения питания (Е_п). Следует обратить внимание, что построение высокоэффективных входных дифференциальных каскадов с u_c.max=±E_п относится к числу нерешенных проблем современной аналоговой микросхемотехники. Для построения так называемых Rail-to-rail по входу дифференциальных усилителей с низковольтным питанием предложено большое число каскадов с переключаемыми (синфазным сигналом) источниками опорного тока, например [31]. Однако они характеризуются повышенным уровнем нелинейных искажений и другими недостатками.

В заявляемой схеме имеется два канала усиления, причем при u_c ⁽⁺⁾=Е_п ⁽⁺⁾ происходит самовыключение одного канала на p-n-p транзисторах, а при u_c ^(-)=Е_п ^(-) самовыключается канал на n-p-n транзисторах. При этом суммарное усиление дифференциального сигнала в ДУ (фиг.3, фиг.7) уменьшается только в два раза, что несущественно для многих применений ДУ в системах с глубокой обратной связью. Таким образом, заявляемый ДУ имеет более высокий, чем известные устройства, диапазон изменения входного синфазного сигнала.

Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования предлагаемых схем в среде PSpice с использованием моделей интегральных транзисторов ФГУП НПП "Пульсар" (г. Москва).

На чертеже фиг.11 показана зависимость выходного тока ДУ фиг.10 (фиг.2) от уровня входного синфазного сигнала при разных сопротивлениях резисторов R1=R2=R3=R4. Данные графики показывают, что выходной ток узла 13 ДУ фиг.10 практически не изменяется, что свидетельствует о высоком подавлении синфазного сигнала.

Графики частотной зависимости крутизны усиления дифференциального сигнала (S_дс=i_вых/u_вх) (ДУ фиг.12), зависящей от сопротивления резисторов 5 и 10, и крутизны усиления синфазного (S_сс=i_вых/u_с) сигнала (ДУ фиг.10), приведенные на чертеже фиг.13, показывают, что коэффициент ослабления синфазного сигнала для каждого отдельного выхода схемы заявляемого ДУ имеет значение порядка 60 дБ. Это значительно лучше, чем К_ос.сф ДУ-прототипа фиг.16 на основе транзисторных источников опорного тока. Действительно, сравнение результатов моделирования схем фиг.14 и фиг.16 показывает, что предлагаемые ДУ имеют более высокий К_ос.сф и более широкий частотный диапазон по ослаблению синфазных сигналов. Еще большие значения К_ос.сф реализуются в схеме фиг.18, которая отличается от схемы фиг.14 введением дополнительного повторителя тока F1, вычитающего синфазные ошибки, присутствующие на выходах 13-14 ДУ. Это обеспечивает существенное повышение К_ос.сф (до величины 3,1·10⁶ или до 130 дБ), т.к. схема фиг.18 становится полностью симметричной. Об этом свидетельствуют результаты эксперимента, представленные на чертеже фиг.19.

Исследования максимально возможного диапазона изменения входного синфазного напряжения U_с.max в заявляемом ДУ проводились при его включении в схему ОУ фиг.20. Эти исследования показывают (фиг.21), что U_c.max только на 20-30 мВ меньше напряжения питания, что недостижимо при других известных вариантах построения входного каскада. Для дальнейшего повышения U_c.max в схеме фиг.20 необходимо уменьшать статическое падение напряжения на резисторах R₀₁-R₀₄ с 0,3 В до 0,1 В. При этом U_c.max может достигать 5,1 В.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент РФ №2193273, H 03 F 3/45.

2. Патент Японии №53-25232, H 03 F 3/26, 98(5) А332.

3. Патент US 2001/0052818 A1, H 03 F, 3/45.

4. Патент Японии №JP8222972.

5. Авт. Свид. СССР №611288.

6. Матавкин В.В. Быстродействующие операционные усилители. - М.: Радио и связь, 1989. - Стр.103, рис.6.11.

7. Патент США №6366170 В 1 H 03 F/45.

8. Патент США №6268769 H 03 F/45.

9. Патент США №3974455 H 03 F/45.

10. Патент США №3968451 H 03 F/45.

11. Патент США №4837523 H 03 F/45.

12. Патент США №5291149 H 03 F/45.

13. Патент США №4636743 H 03 F/45.

14. Патент США №4783637 H 03 F/45.

15. Патент США №5515005 H 03 F/45.

16. Патент США №5291149 H 03 F/45

17. Патент США №5140280 H 03 F/45.

18. Патент США №5455535 H 03 F/45.

19. Патент США №5523718 H 03 F/45.

20. Патент США №4600893 H 03 F/45.

21. Полонников Д.Е. Операционные усилители: Принципы построения, теория, схемотехника. - М., 1983.- 216 с. - Стр.156 рис.4.25.

22. Патент США №4131809, H 03 FK.

23. Патент США №3323070 H 03 F 3/45.

24. Патент ЕР №1351381 A1, H 03 F 3/30.

25. Патент США №5365191 H 03 F 3/45.

26. Патент США №4390848 H 03 F 3/45.

27. Патент США №5774020 H 03 F 3/45.

28. Патент США №4146844 H 03 F 1/26.

29. Патент США №4890067 H 03 F 3/45.

30. Патент США №4636743, H 03 F 3/45.

31. Патент США №5610557 H 03 F 3/45.

Изобретение относится к радиотехнике и связи для использования в различных микроэлектронных устройствах усиления и преобразования аналоговых сигналов с малым напряжением питания. Технический результат заключается в повышении коэффициента ослабления входного синфазного сигнала в более широком диапазоне изменения входных синфазных напряжений. Дифференциальный усилитель (ДУ) содержит (на фиг.2) входные n-p-n транзисторы (Т) (1, 2), эмиттеры которых соединены с токостабилизирующими двухполюсниками (ТД) (3, 4) и связаны друг с другом через резистор (Р) (5) местной обратной связи, входные Т (6, 7) p-n-p типа, эмиттеры которых соединены с ТД (8, 9) и связаны друг с другом через Р (10) местной обратной связи, причем базы Т (1, 6) соединены с первым входом ДУ, базы Т (2, 7) - со вторым входом ДУ, а являющиеся токовыми выходами ДУ коллекторы Т (1, 2, 6, 7) соединены соответственно со вторыми выводами ТД (8, 9, 3, 4). 3 з.п. ф-лы, 21 ил.

1. Дифференциальный усилитель, содержащий первый (1) и второй (2) входные n-p-n транзисторы, эмиттеры которых соединены с первыми выводами первого (3) и второго (4) токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через первый (5) резистор местной обратной связи, первый (6) и второй (7) входные транзисторы p-n-p типа, эмиттеры которых соединены с первыми выводами третьего (8) и четвертого (9) токостабилизирующих двухполюсников и связаны друг с другом через второй (10) резистор местной обратной связи, причем база первого n-p-n транзистора (1) соединена с базой первого p-n-p транзистора (6), и первым входом (11) дифференциального усилителя, база второго n-p-n транзистора (2) соединена с базой второго p-n-p транзистора (7) и вторым (12) входом дифференциального усилителя, коллекторы первого (1) и второго (2) входных n-p-n транзисторов соединены с соответствующими первым (13) и вторым (14) токовыми выходами, согласованными с шиной положительного источника питания, а коллекторы первого (6) и второго (7) p-n-p входных транзисторов соединены с соответствующими третьим (15) и четвертым (16) токовыми выходами, согласованными с шиной отрицательного источника питания, отличающийся тем, что второй вывод третьего токостабилизирующего двухполюсника (8) соединен с первым токовым выходом (13), второй вывод четвертого токостабилизирующего двухполюсника (9) соединен со вторым токовым выходом (14), второй вывод первого токостабилизирующего двухполюсника (3) связан с третьим токовым выходом (15), второй вывод второго токостабилизирующего двухполюсника (4) соединен с четвертым токовым выходом (16).2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что в качестве токостабилизирующих двухполюсников используются резисторы.3. Устройство по п.2, отличающееся тем, что второй и четвертый токовые выходы связаны со входами (17), (18) синфазного сумматора двух сигналов (19).4. Устройство по п.2, отличающееся тем, что первый (13) и третий (15) токовые выходы, а также второй (14) и четвертый (16) токовые выходы связаны с попарно противофазными входами (22) и (23), (24) и (25) сумматора четырех сигналов (26).