ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО СИНФАЗНОМУ СИГНАЛУ Российский патент 2007 года по МПК H03F3/45 

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов с широким динамическим диапазоном, в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, быстродействующих операционных усилителях (ОУ)).

Известны схемы дифференциальных усилителей (ДУ) на n-р-n и р-n-р транзисторах с так называемой «архитектурой входного каскада операционного усилителя μА741» [1-30]. На их модификации выдано более 50 патентов для ведущих микроэлектронных фирм мира. Дифференциальные усилители данного класса, наряду с типовым параллельно-балансным каскадом [29-30], стали основным усилительным элементом многих аналоговых интерфейсов. Предлагаемое изобретение относится к данному подклассу устройств.

Ближайшим прототипом (фиг.1) заявляемого устройства является дифференциальный усилитель, описанный в патенте США № 3660773, а также в [1-14], содержащий первый 1 и второй 2 входные транзисторы, эмиттеры которых соединены с соответствующими эмиттерами первого 3 и второго 4 выходных транзисторов противоположного типа проводимости, базы которых соединены, причем коллектор первого 1 входного транзистора соединен со входом 5 токового зеркала 6, коллекторный выход которого 7 связан с первым источником опорного тока 8.

Существенный недостаток известного ДУ состоит в том, что он имеет сравнительно узкий динамический диапазон линейного усиления сигналов (u_вх<U_гр≈100÷150 мВ), а также повышенное энергопотребление. Последнее обстоятельство связано с тем, что ДУ фиг.1 включает токовую ветвь (ПТ1 - I₈), которая не участвует в усилении дифференциальных сигналов, т.к. служит только для установления статического режима ДУ. Кроме этого известный ДУ характеризуется небольшим коэффициентом ослабления синфазного сигнала (К_ос.сф).

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в расширении диапазона активной работы ДУ. Дополнительная цель - повышение коэффициента усиления дифференциального сигнала без ухудшения энергопотребления и повышение К_ос.сф.

Поставленная цель достигается тем, что в дифференциальный усилитель фиг.1, содержащий первый 1 и второй 2 входные транзисторы, эмиттеры которых соединены с соответствующими эмиттерами первого 3 и второго 4 выходных транзисторов противоположного типа проводимости, базы которых соединены, причем коллектор первого 1 входного транзистора соединен со входом 5 токового зеркала 6, коллекторный выход которого 7 связан с первым источником опорного тока 8, вводятся новые элементы и связи - второй источник опорного тока 9, второе токовое зеркало 10 и сумматор двух сигналов с синфазным выходом 11, причем вход 12 второго токового зеркала 10 связан с коллектором второго входного транзистора 2, его коллекторный выход 13 - соединен с первым входом 14 сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11 и вторым источником опорного тока 9, а коллекторный выход 7 первого токового зеркала 6 подключен ко второму входу 15 сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11, выход 16 которого связан с объединенными базами выходных транзисторов 3 и 4.

Схема усилителя-прототипа представлена на фиг.1. На фиг.2 показано заявляемое устройство в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На фиг.3, 4 и 5 показаны варианты выполнения сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11 на основе вспомогательных резисторов 17, 18 (фиг.3, п.2 формулы изобретения), вспомогательных р-n переходов 19, 20 (фиг.4, п.3 формулы изобретения), вспомогательных транзисторов 22, 23 (фиг.5, п.4 формулы изобретения). Кроме этого, ДУ, соответствующие п.2, п.3, п.4 и п.5 формулы изобретения, показаны также на фиг.6-9.

На фиг.10 показана схема заявляемого устройства фиг.8 в среде компьютерного моделирования PSpice, а на фиг.11 - проходные характеристики ДУ фиг.10 - зависимость коллекторных токов I_к3, I_к4, I_к9, I_к10 транзисторов VT3, VT4, VT9, VT10 от входного дифференциального сигнала.

Причем следует заметить, что на большом сигнале в схеме фиг.10 закон изменения токов выходов , совпадает с законом изменения токов выходов Вых*.i₂, Вых*.i₁:

На фиг.12 представлена схема заявляемого ДУ по п.5 формулы изобретения в среде PSpice, а на фиг.13 - графики, характеризующие зависимость его коэффициента усиления по напряжению К_у от сопротивлений R₁=R и R₂=R, входящих в сумматор сигналов 11.

График фиг.14 показывает зависимость коэффициента преобразования входных синфазных сигналов ДУ фиг.12 в выходное дифференциальное напряжение К_сф от частоты.

На фиг.15 приведен пример построения операционного усилителя с предлагаемой в настоящей заявке архитектурой ДУ, а на фиг.16 - зависимость крутизны входной подсхемы этого ОУ от дифференциального u_д и синфазного u_c сигналов.

Дифференциальный усилитель фиг.2 содержит первый 1 и второй 2 входные транзисторы, эмиттеры которых соединены с соответствующими эмиттерами первого 3 и второго 4 выходных транзисторов противоположного типа проводимости, базы которых соединены, причем коллектор первого 1 входного транзистора соединен со входом 5 токового зеркала 6, коллекторный выход которого 7 связан с первым источником опорного тока 8. В схему введен второй источник опорного тока 9, второе токовое зеркало 10 и сумматор двух сигналов с синфазным выходом 11, причем вход 12 второго токового зеркала 10 связан с коллектором второго входного транзистора 2, его коллекторный выход 13 - соединен с первым входом 14 сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11 и вторым источником опорного тока 9, а коллекторный выход 7 первого токового зеркала 6 подключен ко второму входу 15 сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11, выход 16 которого связан с объединенными базами выходных транзисторов 3 и 4.

Следует заметить, что для расширения диапазона изменения входного синфазного сигнала ДУ в качестве токовых зеркал 6 и 10 авторы рекомендуют применять повторители тока, описанные, например, в патентах США № 5357188, 5907262.

Частные случаи построения сумматора 11 (п.2-п.4 формулы изобретения) показаны на фиг.3-5, а соответствующих им ДУ - фиг.6-8.

Сумматор двух сигналов с синфазным выходом 11 (фиг.3 и 6) выполнен на основе вспомогательных резисторов 17, 18, общая точка первых выводов которых является выходом 16 сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11, а вторые выводы - его первым 14 и вторым 15 входами.

Сумматор двух сигналов с синфазным выходом 11 (фиг.4 и 7) выполнен на основе двух вспомогательных р-n переходов 19 и 20, n-области которых являются входами 15 и 14 сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11, а р-области - его выходом 16, причем к выходу 16 подключен первый вспомогательный источник опорного тока 21.

Сумматор двух сигналов с синфазным выходом 11 (фиг.5 и 8) выполнен на основе двух вспомогательных транзисторов 22 и 23, базы которых являются входами 15 и 14 сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11, а объединенные эмиттеры - его выходом 16, причем к выходу 16 подключен второй вспомогательный источник опорного тока 24. В частном случае параллельно эмиттерно-базовым р-n переходам транзисторов 22 и 23 авторы рекомендуют включать р-n переходы 22* и 23* (фиг.8).

ДУ фиг.9 (п.5 формулы изобретения) содержит первый 8 и второй 9 источники опорного тока, выполненные на основе первого 25 и второго 26 вспомогательных транзисторов, включенных по схеме с общей базой, причем эмиттеры этих транзисторов связаны с коллекторами выходных транзисторов 3 и 4 и токостабилизирующими двухполюсниками 27 и 28.

Рассмотрим работу заявляемого ДУ для двух вариантов построения сумматора двух сигналов с синфазным выходом 11:

1. Сумматор двух сигналов 11 - линейное устройство.

2. Сумматор двух сигналов 11 - нелинейное устройство (содержит р-n переходы и транзисторы), включенные в соответствии с формулой изобретения.

В статическом режиме коллекторные токи транзисторов ДУ фиг.6 для первого варианта построения сумматора двух сигналов 11 равны

I_к3=I_к1≈I_к8, I_к2=I_к4≈I_к9, I_к8≈I_к9.

Такой режим обеспечивается за счет отрицательной обратной связи по синфазному сигналу, которую образует сумматор двух сигналов 11 (резисторы 17, 18 и транзисторы 3 (4), 1 (2)).

Если на вход Вх.1 подать напряжение u_вх, то коллекторные токи транзисторов 2 и 4 начнут уменьшаться, а транзисторов 1 и 3 - увеличиваться. Как следствие между узлами «Вых.1» и «Вых.2» образуется дифференциальное выходное напряжение ДУ

где i_к1=у₂₁u_вх,

- крутизна входной подсхемы ДУ на транзисторах 1-4,

r_Э - сопротивление эмиттерного перехода транзисторов 1-4.

Таким образом, коэффициент усиления по напряжению ДУ фиг.6

Диапазон входных сигналов, при котором соблюдается пропорциональность между выходным током ДУ фиг.6 и входным напряжением ДУ, не превышает U_гр=80÷100 мВ.

Существенная особенность схемы фиг.6 - высокая симметрия, что обеспечивает ей хорошее ослабление синфазных сигналов (К_ос.сф>120 дБ).

Рассмотрим далее работу заявляемой схемы на примере ДУ фиг.7, который содержит нелинейный сумматор двух сигналов 11, выполненный на р-n переходах 19 и 20. При таком построении ДУ его свойства, в отличие от ДУ фиг.6, существенно изменяются - диапазон его линейной работы (U_гр1) расширяется до единиц вольт. Действительно, при уменьшении напряжения на входе «Вх.1» относительно входа «Вх.2» увеличивается коллекторный ток транзистора 2 и, следовательно, выходной ток токового зеркала 10 становится больше тока I₉: p-n переход 20 закрывается. В то же время, благодаря нелинейному сумматору сигналов 11 и отрицательной обратной связи, в схеме фиг.7 обеспечивается дальнейшая стабилизация коллекторного тока транзисторов 1 и 3 левого плеча ДУ:

Это означает, что дальнейшее изменение входного напряжения будет с единичным коэффициентом передаваться на базу транзистора 4 Поэтому коллекторные токи транзисторов 2, 4, выходной ток токового зеркала 10 и, следовательно, ток в нагрузке R_н2 пропорциональны входному напряжению

где - эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи транзисторов 2 и 4.

При получаем, что максимальный ток в нагрузке

Если в качестве нагрузки ДУ рассматривать емкость коррекции АЧХ операционного усилителя С_к или паразитную емкость на подложку, то из последней формулы следует, что ток заряда этой емкости, пропорциональный входному сигналу, может достигать величины, значительно превышающей статические токи в схеме (1÷2 мА). Такой режим характерен для двухтактных каскадов класса «В». Следовательно, в предлагаемом ДУ существенно повышается быстродействие, так скорость изменения напряжения на емкости С_к пропорциональна :

При положительном входном напряжении в ДУ фиг.7 обеспечивается стабилизация коллекторных токов транзисторов 2 и 4 на уровне

Поэтому при увеличении потенциал базы транзистора 3 перестает изменяться , а все приращение прикладывается между базами транзисторов 1 и 3. Поэтому приращения токов в схеме фиг.7 пропорциональны :

Максимальное значение тока в нагрузке при

где β₃=50÷100 - коэффициент усиления по току базы транзистора 3.

Дальнейшим развитием схемы фиг.7 является схема ДУ фиг.8, в которой нелинейный сумматор сигналов 11 выполнен на транзисторах 22-23, источнике опорного тока 24 и р-n переходах 22*-23*, которые шунтируют эмиттерные р-n переходы транзисторов 22-23.

Такое построение сумматора двух сигналов 11 позволяет преобразовать дифференциальное выходное напряжение между выходами «Вых.1-Вых.2» с достаточно высокой крутизной в приращения токов выходов а также обеспечить пропорциональность токов этих выходов в широком диапазоне входных сигналов ДУ Отличие в работе ДУ фиг.8 от ДУ фиг.7 состоит в том, что при запирании эмиттерного р-n перехода транзистора 23 (при открывается р-n переход 23*, который передает в эмиттерную цепь транзистора 22 приращение тока токового зеркала 10. Поэтому при большом сигнале ток выхода не ограничивается

Заметим, что если исключить р-n переходы 22*, 23*, то токи указанных выше выходов не будут превышать ток I₂₄, хотя токи выходов Вых*.i₂ и * Вых*.i₁ по-прежнему изменяются пропорционально U_вх.

Дальнейшим развитием предлагаемого технического решения является ДУ фиг.9, который (в частном случае) содержит «линейный» вариант построения сумматора сигналов 11 на основе резисторов 17 и 18 (при построении сумматора сигналов 11 на основе схем фиг.4 и 5 он приобретает те же свойства, которые имеют ранее рассмотренные ДУ фиг.7 и 8).

Существенная особенность ДУ фиг.9 состоит в том, что здесь источники токов 8 и 9 (фиг.2, 6, 7, 8) выполнены в виде зависимых источников тока - они управляются от выходов Вых*.i₁, Вых*.i₂ ДУ. Во-первых, это повышает коэффициент усиления по напряжению в 4 раза (фиг.13). Во-вторых, при этом расширяется полоса пропускания (см. фиг.13), так как передача сигналов на выходы ДУ «Вых.1», «Вых.2» обеспечивается не только через инерционные токовые зеркала 6 и 10, но и через более широкополосный «перегнутый» каскод на транзисторах 25-26. В-третьих, схема фиг.9 становится «двухтактной» как для выхода «Вых.1», так и для выхода «Вых.2». В-четвертых, в схеме фиг.9 исключаются составляющие ошибки усиления синфазных сигналов, пропорциональные абсолютным значениям выходных проводимостей применяемых транзисторов. Так, моделирование ДУ фиг.9 на моделях интегральных транзисторов ФГУП «Пульсар» (в среде Pspice - фиг.12) показывает, что заявляемый усилитель имеет исключительно высокое ослабление синфазных сигналов (К_сф=u_вых/u_с, K_сф>600 дБ, фиг.14).

Таким образом, различные варианты выполнения сумматора сигналов 11 (пп.2 и 3), а также построение двухполюсников 8 и 9 в виде управляемых источников тока (п.5) позволяет получить ряд существенных преимуществ заявляемого ДУ.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент США № 3.786.362.

2. Патент США № 4.030.044.

3. Патент США № 4.059.808, фиг.5.

4. Патент США № 4.286.227.

5. Авт. вид. СССР № 375754, H03f 3/38.

6. Авт. вид. СССР № 843164, H03f 3/30.

7. Патент США № 3.660.773.

8. Патент США № 4.560.948.

9. Патент РФ № 2930041, H03f 1/32.

10. Патент Японии № 57-5364, H03f 3/343.

11. Патент ЧССР № 134845, кл. 21а² 18/08.

12. Патент ЧССР № 134849, кл. 21а² 18/08.

13. Патент ЧССР № 135326, кл. 21а² 18/08.

14. Патент США № 4.389.579.

15. Патент Англии № 1543361, Н3Т.

16. Патент США № 5.521.552 (фиг.3а).

17. Патент США № 4.059.808.

18. Патент США № 5.789.949.

19. Патент США № 4.453.134.

20. Патент США № 4.760.286.

21. Авт. свид. СССР № 1283946.

22. Патент РФ № 2019019.

23. Патент США № 4.389.579.

24. Патент США № 4.453.092.

25. Патент США № 3.566.289.

26. Патент США № 4.059.808 (фиг.2).

27. Патент США № 3.649.926.

28. Патент США № 4.714.894 (фиг.1).

29. Матавкин В.В. Быстродействующие операционные усилители. - М.: Радио и связь, 1989.

30. М. Херпи. Аналоговые интегральные схемы. - М.: Радио и связь, 1983, стр.174, рис.5.52.

Изобретение относится к радиотехнике и связи для использования в структуре аналоговым микросхем различного функционального назначения. Технический результат заключается в расширении динамического диапазона и повышении коэффициента усиления и коэффициента ослабления синфазного сигнала. Дифференциальный усилитель содержит первый (1) и второй (2) входные транзисторы (Т), эмиттеры которых соединены с соответствующими эмиттерами первого (3) и второго (4) выходных Т противоположного типа проводимости, базы которых соединены, причем коллектор первого (1) входного Т соединен со входом (5) токового зеркала (ТЗ) (6), коллекторный выход которого (7) связан с первым источником опорного тока (8). В схему введен второй источник опорного тока (ИОТ) (9), второе ТЗ (10) и сумматор (11) двух сигналов с синфазным выходом, причем вход (12) второго ТЗ (10) связан с коллектором второго входного Т (2), его коллекторный выход (13) - соединен с первым входом (14) сумматора (11) и вторым ИОТ (9), а коллекторный выход (7) первого ТЗ (6) подключен ко второму входу (15) сумматора (11), выход (16) которого связан с объединенными базами выходных Т (3) и (4). 4 з.п. ф-лы, 16 ил.

1. Дифференциальный усилитель, содержащий первый (1) и второй (2) входные транзисторы, эмиттеры которых соединены с соответствующими эмиттерами первого (3) и второго (4) выходных транзисторов противоположного типа проводимости, базы которых соединены, причем коллектор первого (1) входного транзистора соединен со входом (5) токового зеркала (6), коллекторный выход которого (7) связан с первым источником опорного тока (8), отличающийся тем, что в схему введен второй источник опорного тока (9), второе токовое зеркало (10) и сумматор (11) двух сигналов с синфазным выходом, причем вход (12) второго токового зеркала (10) связан с коллектором второго входного транзистора (2), его коллекторный выход (13) соединен с первым входом (14) сумматора (11) двух сигналов с синфазным выходом и вторым источником опорного тока (9), а коллекторный выход (7) первого токового зеркала (6) подключен ко второму входу (15) сумматора (11) двух сигналов с синфазным выходом, выход (16) которого связан с объединенными базами выходных транзисторов (3) и (4).2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сумматор (11) двух сигналов с синфазным выходом выполнен на основе двух вспомогательных резисторов (17), (18), общая точка первых выводов которых является выходом (16) сумматора (11) двух сигналов с синфазным выходом, а вторые выводы - его первым (14) и вторым (15) входами.3. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сумматор (11) двух сигналов с синфазным выходом выполнен на основе двух вспомогательных р-n переходов (19) и (20), n-области которых являются входами (15) и (14) сумматора (11) двух сигналов с синфазным выходом, а р-области - его выходом (16), причем к выходу (16) подключен первый вспомогательный источник опорного тока (21).4. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сумматор (11) двух сигналов с синфазным выходом выполнен на основе двух вспомогательных транзисторов (22) и (23), базы которых являются входами (15) и (16) сумматор (11) двух сигналов с синфазным выходом, а объединенные эмиттеры - его выходом (16), причем к выходу (16) подключен второй вспомогательный источник опорного тока (24).5. Устройство по п.1, отличающееся тем, что первый (8) и второй (9) источники опорного тока выполнены на основе первого (25) и второго (26) вспомогательных транзисторов, включенных по схеме с общей базой, причем эмиттеры этих транзисторов связаны с коллекторами выходных транзисторов (3) и (4) и токостабилизирующими двухполюсниками (27) и (28).