СПОСОБ ПОИСКА ПЕРЕДАТЧИКОВ СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2008 года по МПК G01S5/04 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах радиоконтроля с многоэлементными антенными решетками для поиска передатчиков, использующих сигналы с большой базой.

Решение задачи поиска непрерывно возрастающего количества и видов сложных сигналов (многочастотные сигналы со скачкообразным изменением частоты (СИЧ), одночастотные шумоподобные сигналы (ШПС), сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) и их комбинации), обладающих низкой спектральной плотностью мощности и предназначенных для обеспечения работы нескольких передатчиков в одной полосе частот, является важнейшим условием обеспечения эффективности широкого парка существующих и перспективных радиосистем.

Известен способ поиска передатчиков сложных сигналов [1], включающий:

1) когерентный прием радиосигнала двумя пространственно разнесенными приемными каналами;

2) формирование сигнала, описывающего взаимную корреляционную функцию, зависящую от временного сдвига сигналов, принятых парой приемных каналов;

3) выделение центральной части взаимной корреляционной функции, зависящей от временного сдвига принятых радиосигналов;

4) преобразование выделенной центральной части взаимной корреляционной функции в комплексную функцию взаимной спектральной плотности принятого радиосигнала;

5) сравнение модуля комплексной функции взаимной спектральной плотности с порогом для обнаружения радиосигнала и локализации области частот, занимаемой его спектром мощности (определения ширины спектра и его положения на частотной оси);

6) измерение угла линии фазового наклона взаимной комплексной спектральной плотности в локализованной области частот для определения направления прихода принятого радиосигнала;

7) индикацию результатов обнаружения и пеленгования радиосигнала. Данный способ основан на формировании одномерной функции взаимной корреляции, зависящей от временного сдвига сигналов, когерентно принимаемых двумя пространственно разнесенными каналами, и при поиске сложных сигналов обладает следующими недостатками:

- узким рабочим сектором углов поиска сигналов, ограниченным углами вблизи нормали к линии положения антенн приемных каналов;

- ограниченной чувствительностью поиска в силу невозможности разделения одновременно действующих сигналов с перекрывающимися спектрами и наличия только двух когерентных каналов приема.

Известен более совершенный способ поиска передатчиков сложных сигналов [2], принятый за прототип. Способ включает:

1) когерентный прием сигналов пространственно разнесенными приемными каналами. В результате формируется ансамбль сигналов x_n(t), зависящих от времени z и от номера антенны n=0, ..., N-1;

2) синхронное преобразование принятых сигналов x_n(t) в комплексные цифровые сигналы где z - номер временного отсчета сигнала;

3) синхронную регистрацию цифровых сигналов

4) преобразование цифровых сигналов в комплексные временные спектры сигнала каждой антенны, например, дискретным преобразованием Фурье (ДПФ) по времени где F_z{...} - оператор ДПФ по времени, a k=0, ..., K-1 - номер частотного отсчета;

В результате данной операции формируется матрица временных спектров принятого сигнала размером N×K с элементами

5) запоминание матрицы спектров принятого сигнала

6) вычисление спектра мощности сигнала каждой антенны

7) суммирование спектров мощности антенн

8) сравнение суммарного спектра мощности с порогом и выбор частот, на которых обнаружен сигнал передатчика;

9) получение амплитудно-фазового распределения (АФР) сигнала, принятого антеннами решетки, путем вычисления нулевой составляющей свертки комплексно-сопряженного спектра опорной и спектров остальных антенн на выбранных частотах, где - вектор-столбец с элементами

10) вычисление углового спектра умножением полученного АФР на комплексную фазирующую функцию, зависящую от конфигурации антенной решетки, и суммирование полученных произведений;

11) определение пеленга передатчика по максимуму квадрата модуля комплексного углового спектра.

Способ-прототип использует множество пространственно разнесенных каналов когерентного приема и обеспечивает поиск в широком рабочем секторе углов. В то же время прототип основан на формировании только нулевой составляющей свертки спектров сигналов, принимаемых каждой парой пространственно разнесенных каналов. Нулевая составляющая свертки спектров сигналов, как известно, является эквивалентом, получаемым в частотной области, нулевой составляющей одномерной временной функции взаимной корреляции принимаемых сигналов, содержащей только часть полезной энергии коррелируемых сигналов. В связи с этим данный способ эффективно решает задачу обнаружения-пеленгования сложных сигналов одиночных передатчиков при достаточно высоких входных отношениях сигнал/шум-помеха. Однако при обнаружении и пеленговании множества одновременно действующих сложных сигналов с различной частотно-временной структурой (сигналы СИЧ, ШПС, ЛЧМ и их комбинации) в реальной помеховой обстановке данный способ теряет свою эффективность. Это обусловлено тем, что в условиях априорной неопределенности относительно формы и параметров сигналов с низкой спектральной плотностью мощности способ-прототип обладает следующими основными недостатками:

- низкой помехозащищенностью при обнаружении, обусловленной отсутствием операций пространственной фильтрации сигналов на этапе обнаружения, обеспечивающих их разделение по направлению прихода;

- низкой помехозащищенностью при пеленговании, обусловленной взаимными помехами перекрывающихся по частоте сигналов из-за отсутствия операций их локализации по времени (разделения одновременно действующих сигналов с перекрывающимися спектрами);

- низкой чувствительностью при пеленговании, обусловленной потерей энергии при формировании комплексных огибающих сигналов в силу вычисления только одной составляющей свертки их спектров.

Техническим результатом изобретения является повышение эффективности поиска сложных сигналов с априорно неизвестной формой и частотно-временной структурой, одновременно излучаемых в анализируемой пространственно-частотно-временной области приема множеством передатчиков.

Повышение эффективности поиска достигнуто на основе дополнительной информации, извлекаемой благодаря переходу от двухмерной обработки сигналов к более информативной трехмерной обработке, основанной на формировании комплексных обобщенных взаимных корреляционных функций, зависящих от временного и частотного сдвигов сигналов, когерентно принимаемых всеми возможными парами пространственно разнесенных каналов, и ее преобразованию в комплексные функции взаимной спектральной плотности для каждого ожидаемого направления прихода сигналов. Это открыло возможность осуществления:

- более информативного трехмерного пространственно-частотно-временного поиска сигналов вместо двухмерного пространственно-частотного поиска;

- дополнительно повышающей информативность поиска идентификации трех основных классов (СИЧ, ШПС, ЛЧМ) сложных сигналов.

Для достижения указанного технического результата предлагается способ поиска передатчиков сложных сигналов, включающий когерентный прием сигналов пространственно разнесенными приемными каналами, синхронное преобразование принятых сигналов в комплексные цифровые сигналы, запоминание цифровых сигналов, согласно изобретению

из цифровых сигналов пар каналов формируют комплексные двухмерные взаимные корреляционные функции (ДВКФ), зависящие от временного и от частотного сдвигов принимаемых сигналов,

сдвигают по времени комплексную ДВКФ каждой пары на соответствующую каждому ожидаемому направлению прихода принимаемых сигналов величину,

для каждого ожидаемого направления прихода выделяют центральные двухмерные части соответственно сдвинутых ДВКФ, которые усредняют и преобразуют в комплексную функцию взаимной спектральной плотности (ФВСП),

используют полученные комплексные ФВСП для частотно-временной локализации и идентификации множества сложных сигналов, одновременно попадающих в частотно-временную область приема, и определения пеленгов их передатчиков,

индицируют результаты поиска.

Возможны частные случаи осуществления способа:

1. Частотно-временную локализацию и идентификацию множества сложных сигналов и определение пеленгов их передатчиков осуществляют путем сравнения модуля каждой комплексной ФВСП с порогом, идентификации замкнутых частотно-временных областей каждой ФВСП, в которых превышен порог, в качестве частотно-временных областей локализации обнаруженных излучений, сопоставления перекрывающихся в частотно-временной области излучений разных ФВСП и идентификации излучений с максимальной взаимной энергией в качестве одноэлементных сигналов передатчиков с пеленгами, определяемыми угловым направлением формирования соответствующей ФВСП, объединения одноэлементных сигналов с совпадающими пеленгами в многоэлементный сигнал отдельного передатчика, преобразования комплексной ФВСП каждого локализованного сигнала в комплексную двухмерную автокорреляционную функцию (ДАКФ) и использования модулей комплексных ФВСП и ДАКФ для принятия решения о принадлежности сигнала к одному из классов: многочастотные сигналы со скачкообразным изменением частоты (СИЧ), одночастотные шумоподобные сигналы (ШПС), сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ).

Это повышает эффективность обнаружения и локализации по частоте, времени и направлению прихода множества одновременно действующих сложных сигналов с различной частотно-временной структурой в условиях априорной неопределенности относительно формы и пространственно-частотно-временных параметров сигналов. Кроме того, это обеспечивает идентификацию локализованных сигналов с целью их разделения на две группы (одноэлементные и многоэлементные сигналы) и на три основных класса (сигналы СИЧ, ШПС, ЛЧМ).

2. Определение пеленгов множества передатчиков также осуществляют путем весового усреднения пеленгов одноэлементных сигналов, объединенных в многоэлементный сигнал отдельного передатчика.

Это повышает точность пеленгования передатчиков при низких отношениях сигнал/шум.

Операции способа поясняются чертежами:

Фиг.1. Структурная схема устройства поиска сложных сигналов.

Фиг.2. Особенности функции взаимной спектральной плотности при локализации двух сложных сигналов (ЛЧМ и СИЧ) с совпадающими углами прихода.

Фиг.3, 4. Особенности локализации и идентификации ЛЧМ сигнала.

Фиг.5, 6. Особенности локализации и идентификации узкополосного сигнала.

Фиг.7, 8. Особенности локализации и идентификации сигнала с СИЧ.

Фиг.9, 10. Особенности локализации и идентификации ШПС сигнала.

Способ поиска передатчиков сложных сигналов осуществляется следующим образом.

1. Когерентно принимают пространственно разнесенными приемными каналами сигналы, излучаемые множеством передатчиков. В результате формируется ансамбль сигналов x_n(t), зависящих от времени t, где n=1, ..., N - номер антенны приемного канала.

2. Синхронно преобразуют ансамбль принятых сигналов x_n(t) в комплексные цифровые сигналы где z - номер временного отсчета сигнала.

Преобразование принятых сигналов x_n(t) в комплексные цифровые сигналы может быть выполнено различными способами, например аналогово-цифровым или полностью цифровым способами, основанными на преобразовании Гильберта [3, стр.65] или квадратурной дискретизации [3, стр.169]. Значение периода дискретизации T_d должно быть много меньше минимального значения задержки между моментами прихода сигналов на две антенны, то есть где d - расстояние между антеннами, Δ - шаг по углу, с - скорость света. Так при d=1000 м и Δ=0,1 градуса получаем что соответствует частоте дискретизации 200 МГц. Отметим, что на современной элементной базе реализуемы частоты дискретизации, превышающие значение 1 ГГц;

3. Синхронно регистрируют комплексные цифровые сигналы

4. Из цифровых сигналов пар каналов формируют комплексные ДВКФ зависящие как от временного τ, так и от частотного F сдвигов принятых сигналов.

При этом в силу того, что, например, не несет дополнительной информации по сравнению с формирование выполняют только для пар каналов, номера которых удовлетворяют условию n<n', n=1,...,N, n'=1, ..., N. Так, если n=1, то n'=2,3,..., а если n=2, то n'=3,4,... и т.д.

Формирование комплексных ДВКФ выполняют во временной или в частотной областях известными способами [4, стр.95].

В первом случае формирование комплексных ДВКФ выполняют по следующей формуле:

где ()^* означает комплексное сопряжение.

Во втором случае из сигналов получают комплексные временные спектры где F_z{...} - оператор дискретного преобразования Фурье (ДПФ) по времени, как известно, эффективно вычисляемого на основе алгоритма быстрого преобразования Фурье, k=0,...,K-1 - номер частотного отсчета, а формирование комплексных ДВКФ выполняют по следующей формуле:

где ω_k - частота, соответствующая k-му частотному отсчету.

В результате выполнения данной операции получают N(N-1)/2 комплексных ДВКФ.

5. Сдвигают по времени комплексную ДВКФ каждой пары каналов на величину соответствующую каждому ожидаемому направлению m=1,...,М прихода принимаемых сигналов.

Сдвиг выполняют по следующим формулам:

Значения временных сдвигов, соответствующие каждому ожидаемому направлению прихода сигналов, например, для кольцевой антенной решетки вычисляют по следующей формуле:

где R - радиус решетки, с - скорость света, h=0...H-1 - текущий номер узла сетки наведения решетки по углу места.

В результате выполнения описанных операций получают MN(N-1)/2 сдвинутых комплексных ДВКФ

6. Для каждого ожидаемого направления прихода m=1,...,М выполняют следующие действия:

- выделяют центральные двухмерные части сдвинутых ДВКФ

Параметры Δ и Θ выбирают исходя из необходимости подавления шумов и определяющих уровень взаимных помех побочных пиков ДВКФ, а также исходя из допустимого уровня искажения фронтов импульсов полезного сигнала.

Данную операцию можно рассматривать как операцию применения двухмерного окна, имеющего квадратную или прямоугольную опорную область, к комплексной ДВКФ Применение двухмерного окна к комплексной ДВКФ эквивалентно двухмерной фильтрации комплексной функции взаимной спектральной плотности, формируемой на последующем этапе. Эту фильтрацию можно также рассматривать как двухмерную фильтрацию комплексной функции взаимной спектральной плотности в корреляционной области;

- усредняют выделенные для m-го направления прихода центральные двухмерные части сдвинутых комплексных ДВКФ

- преобразуют усредненную ДВКФ в комплексную ФВСП для m-го направления прихода сигналов

В результате выполнения описанных операций получают М комплексных ФВСП

Модуль комплексной ФВСП представляет собой спектрограмму, то есть зависимость мгновенного амплитудного спектра принятого суммарного сигнала от времени или, другими словами, "изображение" частотно-временного распределения энергии излучений в анализируемой частотно-временной области приема, полученное для m-го направления прихода сигналов. Понятно, что информации, содержащейся в одном таком "изображении", недостаточно для идентификации принадлежности этих излучений к одному из сложных сигналов и нахождения их пеленга. Недостающая информация извлекается на последующих этапах совместной обработкой совокупности М полученных комплексных ФВСП с целью поиска трехмерных (пространственно-частотно-временных) областей, содержащих максимальную энергию принятых сигналов.

7. Используют полученные для всех ожидаемых направлений m=1,...,М прихода принятых сигналов комплексные ФВСП для частотно-временной локализации и идентификации множества сложных сигналов, одновременно попадающих в частотно-временную область приема, и определения пеленгов их передатчиков.

Для этого выполняют следующие действия:

- сравнивают модуль каждой m-й комплексной ФВСП с порогом С₀;

- идентифицируют замкнутые частотно-временные области каждой комплексной ФВСП в которых превышен порог С₀, в качестве частотно-временных областей локализации обнаруженных излучений.

На данном этапе будут обнаружены и локализованы по частоте и времени излучения, попадающие в частотно-временную область приема. Обнаруженные и локализованные излучения могут представлять собой сигналы разных передатчиков или являться элементами сложного сигнала одного из передатчиков, например передатчика сигнала с СИЧ;

- сопоставляют перекрывающиеся в частотно-временной области излучения разных комплексных ФВСП.

Эту операцию можно рассматривать как обобщение традиционно применяемой в одномерном случае операции поиска направления прихода сигнала по максимуму диаграммы направленности антенной решетки;

- идентифицируют излучения с максимальной взаимной энергией в качестве одноэлементных сигналов передатчиков с пеленгами, определяемыми угловым направлением формирования соответствующей ФВСП, то есть ФВСП, которая содержит выбранное излучение с максимальной взаимной энергией.

При этом используется однозначная связь номера m комплексной ФВСП с ожидаемыми угловыми направлениями прихода m=1,...,М принятых сигналов, которые, в свою очередь, как отмечалось ранее, являются направлениями наведения антенной решетки;

- объединяют одноэлементные сигналы с совпадающими пеленгами в многоэлементный сигнал отдельного передатчика.

Совпадение пеленгов одноэлементных сигналов фиксируется, например, в результате их попадания в доверительный угловой интервал, величина которого выбирается исходя из требуемой вероятности правильной идентификации.

Как следует из описанных операций, на данном этапе одновременно определяется направление прихода и частотно-временная область каждого принятого сигнала. Другими словами на данном этапе реализуется пространственно-частотно-временная локализация всех сигналов передатчиков, одновременно попадающих в частотно-временную область приема. В результате пространственно-частотно-временной локализации автоматически обеспечивается разделение сигналов и максимизируется отношение сигнал/шум-помеха по каждому сигналу;

Эффективность описанных операций, а также обоснование и выбор признаков последующей идентификации трех основных классов сложных сигналов (ЛЧМ, СИЧ, ШПС [5, стр.10]) на фоне шумов и помех (в частности, узкополосных сигналов) подтверждены моделированием с применением математического пакета MathCAD 2001 Professional.

В качестве примера на фиг.2 представлены проекции спектрограммы на временную (фиг.2а) и частотную (фиг.2б) оси, на частотно-временную координатную плоскость (фиг.2в) и собственно спектрограмма (фиг.2г), то есть модуль комплексной ФВСП, сформированной для углового направления, совпадающего с направлением прихода двух сигналов: сигнала с СИЧ и сигнала с ЛЧМ. Из фиг.2а и фиг.2б видно, что в случае одномерной обработки, характерной для прототипа, сигналы не разделяются, так как ЛЧМ сигнал перекрывается по времени со всеми четырьмя импульсами, а по частоте с двумя импульсами сигнала СИЧ. В то же время, как следует из фиг.2в и фиг.2г, предложенный способ обеспечивает полное разделение по частоте и времени СИЧ и ЛЧМ сигналов с совпадающими углами прихода.

На фиг.3а - фиг.3г представлены проекции спектрограммы на временную (фиг.3а) и частотную (фиг.3б) оси, на частотно-временную координатную плоскость (фиг.3в) и собственно спектрограмма (фиг.3г) локализованного ЛЧМ сигнала, а на фиг.4а - фиг.4г - проекции на временную (фиг.4а) и частотную (фиг.4б) оси, на частотно-временную координатную плоскость (фиг.4в) и собственно модуль комплексной ДАКФ (фиг.4г) этого сигнала.

Для сравнения на фиг.5а - фиг.5г представлены проекции спектрограммы на временную (фиг.5а) и частотную (фиг.5б) оси, на частотно-временную координатную плоскость (фиг.5в) и собственно спектрограмма (фиг.5г), а на фиг.6а - фиг.6г соответственно проекции на временную (фиг.6а) и частотную (фиг.6б) оси, на частотно-временную координатную плоскость (фиг.6в) и собственно модуль комплексной ДАКФ (фиг.6г) узкополосного сигнала, при идентификации класса сложного сигнала, являющегося помехой.

Аналогичные изображения для локализованного сигнала с СИЧ представлены на фиг.7 и фиг.8, а для локализованного ШПС сигнала (при моделировании применялся псевдослучайный сигнал с четырехпозиционной фазовой манипуляцией) - на фиг.9 и фиг.10.

Из фиг.3, 5, 7, 9 следует, что предложенный способ обеспечивает разделение по углу прихода нескольких простых и сложных сигналов, одновременно попадающих в частотно-временную область приема.

Из фиг.4, 6, 8, 10 следует, что модуль комплексной ДАКФ может использоваться в качестве признака идентификации простых (узкополосных) сигналов, в данном случае являющихся помехой, и трех основных классов (ЛЧМ, СИЧ, ШПС) сложных сигналов. При этом форма модуля ДАКФ узкополосного сигнала (фиг.6) радикально отличается от формы модулей ДАКФ сигналов ЛЧМ (фиг.4), СИЧ (фиг.8) и ШПС (фиг.10). В свою очередь, форма модуля ДАКФ ЛЧМ сигнала (фиг.4) также радикально отличается от формы модулей сигналов СИЧ (фиг.8) и ШПС (фиг.10). В то же время, как следует из фиг.8 и фиг.10, модули ДАКФ сигналов СИЧ и ШПС близки по форме и имеют вид двумерных δ- функций с отличающимися пьедесталами. Однако форма пьедестала модулей ДАКФ сигналов СИЧ и ШПС наиболее подвержена влиянию шумов, и, как следствие, данный признак не обеспечивает эффективного разделения сигналов СИЧ и ШПС в широком диапазоне входных отношений сигнал/шум. В связи с этим возникает необходимость привлечения дополнительного признака идентификации.

В качестве дополнительного признака идентификации класса сложных сигналов СИЧ и ШПС по результатам моделирования выбрана форма модуля комплексной ФВСП (см. фиг.7 и фиг.9). При этом использован тот факт, что в силу регулярности следования во времени импульсов сигнала СИЧ степень перекрытия во времени элементов модуля его комплексной ФВСП близка к нулю (см. фиг.7в). В противоположность этому степень перекрытия во времени элементов модуля комплексной ФВСП ШПС сигнала существенно отлична от нуля (см. фиг.9в).

В связи с этим для идентификации класса (СИЧ, ШПС, ЛЧМ) обнаруженных и локализованных сигналов выполняют следующие операции:

- преобразуют комплексную ФВСП каждого локализованного сигнала в комплексную ДАКФ;

- используют модули комплексных ФВСП и ДАКФ для принятия решения о принадлежности сигнала к одному из классов: многочастотные сигналы с СИЧ, одночастотные ШПС сигналы, сигналы с ЛЧМ.

Использование модулей комплексных ФВСП и ДАКФ для принятия решения о принадлежности сигнала к одному из классов возможно различными способами. Например, принимают решение о том, что сигнал относится к классу:

- сигналов СИЧ, если модуль ДАКФ сконцентрирован вблизи ее максимального значения, а степень перекрытия элементов модуля комплексной ФВСП во времени близка к нулю;

- сигналов ШПС, если модуль ДАКФ сконцентрирован вблизи ее максимального значения, а степень перекрытия элементов модуля комплексной ФВСП во времени отличается от нуля;

- сигналов ЛЧМ, если модуль ДАКФ сконцентрирован вблизи плоскости, проекция которой на частотно-временную плоскость линейно изменяется с частотой.

При этом степень перекрытия элементов модуля комплексной ФВСП сигналов СИЧ и ШПС во времени также могут быть определены различными способами, основанными на особенностях частотно-временной структуры этих сигналов. Например, сравнением модуля ФВСП с порогом можно сформировать бинарную ФВСП, в которой двухмерные импульсы единичной амплитуды будут соответствовать наличию сигнала, а паузы между импульсами его отсутствию. После этого, проецированием бинарной ФВСП на временную ось можно сформировать поток совпадений импульсов. При этом для сигнала СИЧ степень перекрытия во времени импульсов бинарной ФВСП и, следовательно, интенсивность потока совпадений, как следует из фиг.7в, будут близки к нулю. В противоположность этому интенсивность потока совпадений при наличии ШПС сигнала (см. фиг.9в) будет существенно отличаться от нуля.

Как следует из описанных операций, в результате выполнения данного этапа обработки сигналов обеспечивается идентификация класса сложных сигналов, одновременно попадающих в частотно-временную область приема.

Отметим, что при низких входных отношениях сигнал/шум пеленги элементарных сигналов, идентифицированных в качестве составляющих сложного многоэлементного сигнала отдельного передатчика, могут иметь несколько отличающиеся значения. В связи с этим для получения единственного значения пеленга многоэлементного сигнала используется операция, согласно которой выполняют весовое усреднение пеленгов одноэлементных сигналов, объединенных в многоэлементный сигнал отдельного передатчика.

Вес отдельного пеленга может определяться различными способами, например, может зависеть от отношения сигнал/шум, при котором он получен, или определяться степенью близости к остальным пеленгам.

8. Отображают класс (СИЧ, или ШПС, или ЛЧМ) и частотно-временную область локализации каждого обнаруженного сигнала, а также пеленги их передатчиков. Для анализа общей загрузки анализируемой частотно-временной области приема может выводиться "изображение" частотно-временного распределения энергии всей совокупности обнаруженных сигналов. Кроме того, возможно отображение всей совокупности полученных пеленгов на картографическом фоне.

Из приведенного описания предложенного способа следует, что повышение эффективности поиска нескольких сложных сигналов с априорно неизвестной формой и частотно-временной структурой в широком секторе углов достигнуто благодаря введению следующих операций:

- формирования двухмерной ВКФ вместо одномерной ВКФ, что повышает информативность поиска;

- сдвига двухмерной ВКФ по времени, что обеспечивает наведение антенной решетки в каждое из ожидаемых направлений прихода сигналов и, как следствие, повышает чувствительность и разрешающую способность поиска;

- двухмерной фильтрации в корреляционной области и формирования функции ВСП ("изображение" частотно-временного распределения энергии сигналов) вместо ВСП ("изображение" частотного распределения энергии сигналов), что также повышает информативность, чувствительность и разрешающую способность поиска;

- идентификации частотно-временных областей локализации сложных сигналов вместо частотных областей, что также повышает информативность и качество поиска;

- идентификации одноэлементных и многоэлементных сигналов, а также трех основных классов (СИЧ, ШПС, ЛЧМ) сложных сигналов, что также повышает информативность поиска.

Кроме того, необходимо отметить, что предложенный способ обеспечивает повышение эффективности поиска при наличии только одной входной реализации полезного сигнала. Это представляет особую ценность при обнаружении-пеленговании коротких сигналов с расширенным спектром, то есть сигналов, обладающих как временной, так и энергетической скрытностью. Более того, предложенный способ в отличие от прототипа не имеет ограничений на волновое расстояние между элементами антенной решетки, что позволяет применять при фиксированном числе антенных элементов очень большие антенные базы, обеспечивая однозначные угловые измерения.

Устройство (фиг.1), в котором реализуется предложенный способ, включает последовательно соединенные антенную систему 1, N-канальный преобразователь частоты (ПРЧ) 2, N-канальное устройство квадратурной дискретизации 3, формирователь комплексных ДВКФ 4, устройство сдвига 5, формирователь ФВСП 6, устройство обнаружения 7, устройство идентификации 8 и устройство отображения 9. В свою очередь формирователь комплексных ДВКФ 4, устройство сдвига 5, формирователь ФВСП 6, устройство обнаружения 7, устройство идентификации 8 могут быть выполнены в одноканальном или многоканальном вариантах. Рассмотрим многоканальный вариант, обеспечивающий максимально возможное быстродействие поиска сложных сигналов.

Антенная система 1 содержит N антенн с номерами n=1...N, объединенных в решетку. Антенная решетка может быть произвольной пространственной конфигурации: плоской прямоугольной, плоской кольцевой или объемной, в частности конформной.

Полоса пропускания каждого канала многоканального ПРЧ 2 обеспечивает одновременный прием множества сложных сигналов. Кроме того, многоканальные ПРЧ 2 и устройство 3 выполнены с общим гетеродином, который обеспечивает когерентный прием радиосигналов. Для периодической калибровки каналов по внешнему источнику сигнала с целью устранения их амплитудно-фазовой неидентичности ПРЧ 2 обеспечивает подключение одной из антенн, вместо всех антенн решетки. Возможна калибровка по внутреннему источнику сигнала. При этом может быть использован генератор шума, выход которого также может подключаться вместо всех антенн для периодической калибровки каналов. Если разрядность и быстродействие АЦП, входящих в состав устройства 3, достаточны для непосредственного аналого-цифрового преобразования входных сигналов, как, например, при построении изображения в KB диапазоне, то вместо ПРЧ 2 могут использоваться частотно избирательный полосовой фильтр и усилитель. Другими словами, аналоговая часть устройства, реализующего предлагаемый способ, может быть построена по принципу прямого усиления.

Устройство, реализующее способ поиска сложных сигналов, работает следующим образом.

Радиосигналы передатчиков принимаются антеннами решетки 1. Принятый каждым антенным элементом решетки 1, зависящий от времени t суммарный радиосигнал x_n(t) в ПРЧ 2 когерентно переносится на более низкую частоту.

Сформированный в ПРЧ 2 ансамбль сигналов x_n(t) синхронно преобразуется в устройстве 3 в ансамбль комплексных цифровых сигналов Комплексные цифровые сигналы синхронно регистрируются на заданном временном интервале в формирователе ДВКФ 4. Кроме того, в формирователе 4 из цифровых сигналов независимых пар каналов одновременно формируются комплексных ДВКФ

Полученные комплексные ДВКФ поступают в устройство сдвига 5.

В устройстве 5 комплексные ДВКФ каждой пары каналов сдвигаются по времени на величины соответствующие всем ожидаемым направлениям m=1, ..., М прихода принимаемых сигналов. Полученные сдвинутых комплексных ДВКФ поступают в формирователь ФВСП 6.

В формирователе 6 одновременно выделяются центральные части всех сдвинутых функций Для каждого ожидаемого направления прихода m=1, ..., М усредняются соответствующие центральные части Полученное для m-го направления среднее значение преобразуется в комплексную функцию взаимной спектральной плотности для m-го направления прихода сигналов.

Одновременно полученные М комплексных функций взаимной спектральной плотности поступают в устройство обнаружения 7.

В устройстве 7 одновременно сравниваются модули всех М функций взаимной спектральной плотности с порогом С₀ и для каждой функции идентифицируются замкнутые частотно-временные области, в которых превышен порог С₀, в качестве частотно-временных областей локализации обнаруженных излучений.

Полученные для всех М ожидаемых направлений прихода частотно-временные области локализации и соответствующие им значения функций взаимной спектральной плотности обнаруженных излучений поступают в устройство идентификации 8.

В устройстве 8 излучения с максимальной взаимной энергией идентифицируются в качестве одноэлементных сигналов передатчиков и определяются их пеленги. Одноэлементные сигналы с совпадающими пеленгами объединяются в многоэлементный сигнал отдельного передатчика, а также производится весовое усреднение пеленгов одноэлементных сигналов, объединенных в многоэлементный сигнал отдельного передатчика. Кроме того, в устройстве 8 принимается решение о том, что обнаруженный сигнал относится к одному из классов: многочастотный сигнал с СИЧ, одночастотный ШПС сигнал, сигнал с ЛЧМ.

В устройстве 9 отображаются результаты поиска.

Таким образом, за счет дополнительной информации, извлекаемой из одной реализации принимаемых сигналов путем введения операций:

- формирования для каждого ожидаемого направления прихода сигналов усредненных по пространству комплексных двумерных взаимных корреляционных функций и их преобразования в комплексные функции взаимной спектральной плотности;

- пространственно-частотно-временной локализации, а также идентификации одноэлементных и многоэлементных сигналов и трех основных классов (СИЧ, ШПС, ЛЧМ) сложных сигналов нескольких радиопередатчиков, одновременно попадающих в пространственно-частотно-временную область приема, удается решить поставленную задачу с достижением технического результата.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. US, патент, 5955993, кл. G01S 3/02, 1999 г.

2. RU, патент, 2158002, кл. 7 G01S 3/14, 5/04, 2000 г.

3. Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов: Учебник для вузов. 2-е изд. - СПб.: Питер, 2006.

4. Лезин Ю.С. Введение в теорию и технику радиотехнических систем: Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1986.

5. Диксон Р.К. Широкополосные системы. - М.: Связь, 1979.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в пассивных системах радиоконтроля с многоэлементными антенными решетками для поиска передатчиков, использующих сигналы с большой базой. Техническим результатом изобретения является повышение эффективности поиска сложных сигналов с априорно неизвестной формой и частотно-временной структурой, одновременно излучаемых в анализируемой пространственно-частотно-временной области приема множеством передатчиков. Повышение эффективности поиска достигается на основе комплексных двумерных взаимных корреляционных функций, используемых для пространственно-частотно-временной локализации и идентификации трех основных классов сложных сигналов. 2 з.п. ф-лы, 10 ил.

1. Способ поиска передатчиков сложных сигналов, включающий когерентный прием сигналов пространственно разнесенными приемными каналами, синхронное преобразование принятых сигналов в комплексные цифровые сигналы, запоминание цифровых сигналов, отличающийся тем, что из цифровых сигналов пар каналов формируют комплексные двухмерные взаимные корреляционные функции (ДВКФ), зависящие от временного и от частотного сдвигов принимаемых сигналов, сдвигают по времени комплексную ДВКФ каждой пары на соответствующую каждому ожидаемому направлению прихода принимаемых сигналов величину, для каждого ожидаемого направления прихода выделяют центральные двухмерные части соответственно сдвинутых ДВКФ, которые усредняют и преобразуют в комплексную функцию взаимной спектральной плотности (ФВСП), используют полученные комплексные ФВСП для частотно-временной локализации и идентификации множества сложных сигналов, одновременно попадающих в частотно-временную область приема, и определения пеленгов их передатчиков, индицируют результаты поиска.2. Способ по п.1, отличающийся тем, что частотно-временную локализацию и идентификацию множества сложных сигналов и определение пеленгов их передатчиков осуществляют путем сравнения модуля каждой комплексной ФВСП с порогом, идентификации замкнутых частотно-временных областей каждой ФВСП, в которых превышен порог, в качестве частотно-временных областей локализации обнаруженных излучений, сопоставления уровней перекрывающихся в частотно-временной области излучений разных ФВСП и идентификации излучений с максимальной взаимной энергией в качестве одноэлементных сигналов передатчиков с пеленгами, определяемыми угловым направлением формирования соответствующей ФВСП, объединения одноэлементных сигналов с совпадающими пеленгами в многоэлементный сигнал отдельного передатчика, преобразования комплексной ФВСП каждого локализованного сигнала в комплексную двухмерную автокорреляционную функцию (ДАКФ) и использования модулей комплексных ФВСП и ДАКФ для принятия решения о принадлежности сигнала к одному из классов: многочастотные сигналы со скачкообразным изменением частоты, одночастотные шумоподобные сигналы, сигналы с линейной частотной модуляцией.3. Способ по п.2, отличающийся тем, что определение пеленгов множества передатчиков также осуществляют путем весового усреднения пеленгов одноэлементных сигналов, объединенных в многоэлементный сигнал отдельного передатчика.