ОЦЕНКА СОСТОЯНИЯ КАНАЛА ДЛЯ СИСТЕМ СВЯЗИ OFDM Российский патент 2008 года по МПК H04B17/00 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится, вообще говоря, к технологии передачи данных, а более конкретно к методике оценки отклика беспроводного канала в системе связи со многими поддиапазонами, подобной системе с ортогональным мультиплексированием с частотным разделением (OFDM).

Уровень техники

Системы беспроводной связи широко используются для передачи речи, передачи пакетов данных и т.д. Это могут быть системы коллективного доступа, способные обеспечивать связь со многими пользователями посредством разделения и совместного использования имеющихся ресурсов системы. Примеры таких систем коллективного доступа - системы коллективного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA), системы коллективного доступа с временным разделением каналов (TDMA), а также ортогональные системы коллективного доступа с частотным разделением каналов (OFDMA).

В системе OFDM осуществляется эффективное разделение полной полосы частот рабочего диапазона канала связи на ряд (N) ортогональных поддиапазонов. Эти поддиапазоны называются также тонами, частотными ячейками, или частотными подканалами. В системах OFDM каждый поддиапазон связан с соответствующей поднесущей, которая может быть промодулирована данными. Каждый поддиапазон, таким образом, может рассматриваться как независимый канал передачи, который может быть использован для передачи данных.

В системах беспроводной связи модулированный радиочастотный сигнал, распространяясь от передатчика, может достигать приемника различным путями. В системах OFDM N поддиапазонов могут испытывать различные эффекты замирания (фединга), эффекты многолучевого распространения и могут, следовательно, характеризоваться различными комплексными коэффициентами передачи.

Точная оценка отклика беспроводного канала связи между передатчиком и приемником обычно требуется для эффективной передачи данных по имеющимся поддиапазонам. Оценка состояния канала как правило осуществляется посылкой пилот-сигнала от передатчика и его измерением в приемнике. Поскольку пилот-сигнал строится из символов, заведомо распознаваемых приемником, то отклик (характеристика) канала может быть оценен как отношение принятого пилот-символа к переданному для каждого поддиапазона, используемого для передачи пилот-сигнала.

Пилот-сигнал представляет собой служебный сигнал для системы OFDM. Таким образом, желательно насколько возможно минимизировать время передачи пилот-сигнала. Вместе с тем, поскольку в беспроводном канале имеются шум и другие помехи, то требуется достаточное количество передаваемых в приемник пилот-сигналов, чтобы с разумной точностью оценить отклик канала. Кроме того, требуется повторение пилот-сигналов для учета изменений в канале вследствие замирания и изменений многолучевых составляющих. Таким образом, оценка канала в системе OFDM обычно потребляет значительную часть ресурсов системы.

В нисходящей линии связи беспроводной системы связи передача одиночного пилот-сигнала от точки доступа (или базовой станции) может быть использована рядом терминалов для оценки отклика отдельных каналов нисходящей линии связи от точки доступа до каждого из терминалов. Однако, в восходящей линии связи каждый терминал требует посылки пилот-сигнала отдельно для того, чтобы разрешить точке доступа оценить канал восходящей линии связи от терминала до точки доступа. Следовательно, служебный сигнал в виде пилот-сигнала возмущен передачей пилот-сигнала по восходящей линии связи.

Поэтому имеется необходимость в методике более эффективной оценки отклика канала в системе OFDM и, в частности, в восходящей линии связи.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В этом описании представлены методики оценки частотного отклика беспроводного канала в системе связи с набором поддиапазонов (например, в системе OFDM). Выявлено, что импульсный отклик беспроводного канала может характеризоваться L метками, причем L обычно намного меньше, чем полное число поддиапазонов N в системе OFDM. Поскольку только L меток требуется для импульсного отклика канала, то частотный отклик беспроводного канала находится в подпространстве размерности L (а не N) и может быть полностью охарактеризован, исходя из коэффициентов передачи каналов только лишь для L соответственно выбранных поддиапазонов (вместо всех N поддиапазонов). Кроме того, даже если доступны более чем L коэффициентов передачи каналов, то описанное выше свойство может быть использовано для получения улучшенной оценки частотного отклика беспроводного канала подавлением шумовых компонент вне этого подпространства, как это описано ниже.

В одном из вариантов осуществления предлагается способ оценки частотного отклика беспроводного канала (например, в системе OFDM). В соответствии с предложенным способом начальную оценку частотного отклика беспроводного канала получают для первой группы поддиапазонов, исходя из передачи пилот-сигнала, принятого в поддиапазонах первой группы. Первая группа может включать в себя или все, или только подгруппу поддиапазонов, используемых для передачи данных. Затем оценку импульсного отклика беспроводного канала получают, исходя из начальной оценки частотного отклика и первой матрицы дискретного преобразования Фурье (DFT) для поддиапазонов в первой группе. Оценка импульсного отклика может быть получена как среднеквадратичная оценка, как это описано ниже. Затем получают улучшенную оценку частотного отклика беспроводного канала для второй группы поддиапазонов, исходя из оценки импульсного отклика и второй матрицы DFT для поддиапазонов второй группы. Вторая группа может включать в себя или все, или только подгруппу используемых поддиапазонов, а также должна включать в себя по меньшей мере один дополнительный поддиапазон, не включенный в первую группу, если она не включает в себя все используемые поддиапазоны.

Различные аспекты изобретения и варианты его осуществления более подробно описаны ниже.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Признаки, сущность, а также преимущества настоящего изобретения станут более очевидны из приведенного ниже подробного описания и соответствующих ему чертежей, на которых:

Фиг.1 изображает структуру поддиапазонов системы OFDM.

Фиг.2А изображает соотношение между частотным откликом и импульсным откликом беспроводного канала.

Фиг.2В изображает матрицу DFT для полного числа N поддиапазонов в системе OFDM.

Фиг.3А изображает соотношение между матрицами DFT для М используемых поддиапазонов и для полного числа N поддиапазонов в системе OFDM.

Фиг.3В изображает получение улучшенной оценки частотного отклика, исходя из оценки импульсного отклика, полученной от передачи пилот-сигнала на М используемых поддиапазонах.

Фиг.4А изображает соотношение между матрицами DFT для S выделенных поддиапазонов и для полного числа N поддиапазонов.

Фиг.4В изображает получение улучшенной оценки частотного отклика, исходя из оценки импульсного отклика, полученной от передачи пилот-сигнала в S выделенных поддиапазонах.

Фиг.5 изображает структуру поддиапазонов системы OFDM, поддерживающую поддиапазонное мультиплексирование.

Фиг.6 изображает процесс оценки частотного отклика беспроводного канала.

Фиг.7 изображает блок-схему точки доступа и терминала.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

Описанные здесь методики оценки состояния канала могут быть использованы для любых систем связи с множественными поддиапазонами. Для определенности эти методики описываются для системы OFDM.

Фиг.1 изображает поддиапазонную структуру 100, которая может быть использована в системе OFDM. Система OFDM характеризуется общей шириной диапазона W МГц, которая поделена на N ортогональных поддиапазонов, использующих OFDM. Каждый поддиапазон имеет ширину полосы W/N МГц. Обычно в системе OFDM для передачи данных используются только М из общего числа N поддиапазонов, причем M<N. Эти М используемых поддиапазонов называются также информационными поддиапазонами. Оставшиеся N-M поддиапазонов не используются для передачи данных и служат как защитные поддиапазоны, позволяя системе OFDM удовлетворять требованиям к спектральной защищенности. Используемые М поддиапазонов включают в себя F поддиапазонов как F+M-1.

В системе OFDM передаваемые в каждом поддиапазоне данные первоначально модулируются (например, отображаются в виде символов) посредством конкретной модуляционной схемы, выбранной для конкретного поддиапазона. Значение сигнала для каждого из N-M неиспользуемых поддиапазонов устанавливается нулевым. Для каждого символьного периода N символов (т.е. М модуляционных символов и N-M нулевых) преобразуются во временную область посредством быстрого обратного преобразования Фурье (IFFT) для получения "преобразованных" символов, так чтобы они включали в себя N временных выборок. Длительность каждого преобразованного символа обратно пропорциональна ширине полосы каждого поддиапазона. Например, если ширина полосы системы составляет W=20 МГц и N=256, то ширина полосы каждого поддиапазона составляет 78,125 кГц (или W/N МГц) и длительность каждого преобразованного символа составляет 12,8 мкс (или N/W мкс).

Система OFDM имеет определенные преимущества, как, например, способность противостоять частотно-зависимому замиранию, которое проявляется в различных коэффициентах передачи каналов на различных частотах в пределах ширины полосы системы. Хорошо известно, что частотно-зависимое замирание сопровождается внутрисимвольной помехой (ISI), которая означает то, что каждый символ в принятом сигнале искажает последующие принятые символы. Искажение (ISI) влияет на способность корректного распознавания принимаемых символов и, тем самым, ухудшает рабочие характеристики системы. Частотно-зависимому замиранию (затуханию) можно эффективно противостоять в системе OFDM посредством повторения части (или добавлением к ней циклического префикса) каждого преобразованного символа для образования соответствующего OFDM символа, который передается затем по беспроводному каналу.

Длительность циклического префикса (т.е. количество повторений) для каждого OFDM символа зависит от длительности задержки системы. Длительность задержки для данного передатчика представляет собой разность между первым и последним моментами прихода сигнала в приемник, того сигнала, который послан передатчиком. Длительность задержки системы представляет собой наихудшую ожидаемую задержку для всех терминалов в системе. Для эффективного противодействия ISI циклический префикс должен быть более длительным, нежели длительность задержки системы.

Каждый преобразованный символ имеет длительность в N периодов выборок, а каждый период выборки имеет длительность (1/W) мкс. Циклический префикс может быть определен так, чтобы включать в себя Ср выборок, причем Ср представляет собой целое число, выбранное, исходя из длительности задержки системы. В частности, Ср выбирается большим или равным числу меток (L) импульсного отклика беспроводного канала (т.е. Ср≥L). В этом случае каждый OFDM-символ должен включать в себя N+Cp выборок, а каждый период символа должен перекрывать N+Cp периодов выборки.

Все N поддиапазонов системы OFDM могут испытывать различные условия (режимы) работы канала (т.е. различные эффекты, вызванные замиранием (затуханием) и эффектом многолучевого распространения) и могут быть связаны с различными комплексными коэффициентами передачи каналов. Точная оценка отклика канала обычно требуется для надлежащей обработки (например, декодирования и демодуляции) данных в приемнике.

Беспроводной канал в системе OFDM может характеризоваться либо временным импульсным откликом канала h, или соответствующим частотным откликом H. Частотный отклик канала H представляет собой дискретное преобразование Фурье (DFT) импульсного отклика канала h. Это соотношение может быть представлено в матричной форме:

H=Wh, (1)

где h - вектор (N×1) для импульсного отклика беспроводного канала между передатчиком и приемником системы OFDM;

H - вектор (N×1) для частотного отклика беспроводного канала;

W - матрица (N×N), осуществляющая DFT с вектором h для получения вектора H.

Матрица W определяется так, что (n,m)-й элемент w_n,m задается выражением

Вектор h включает в себя один ненулевой элемент для каждой метки импульсного отклика канала. Таким образом, если импульсный отклик канала включает в себя L меток, причем L<N, то первые L элементы вектора h должны быть ненулевыми, а другие N-L элементы должны быть нулевыми. Вместе с тем, описанная здесь методика применима, даже если L ненулевых элементов представляют собой произвольно выбранные элементы из N элементов вектора h, хотя такой вариант может и не реализоваться в реальных системах.

Фиг.2А изображает графически соотношение между частотным откликом канала H и импульсным откликом канала h. Вектор h включает в себя N временных значений для импульсного отклика беспроводного канала, связывающего передатчик и приемник. Этот вектор h может быть преобразован в частотное представление посредством умножения его на DFT-матрицу W. Вектор H включает в себя N частотных значений для комплексных коэффициентов передачи каналов для N поддиапазонов.

Фиг.2В изображает графически матрицу W, которая представляет собой матрицу (N×N), состоящую из элементов, определяемых уравнением (2).

Предлагаемые здесь методики предназначены для получения улучшенной оценки частотного отклика беспроводного канала системы OFDM. Ясно, что импульсный отклик беспроводного канала может характеризоваться L метками, причем обычно L много меньше общего числа поддиапазонов системы (т.е. L<N). Таким образом, если в беспроводной канал поступает импульс от передатчика, то L временных выборок (при скорости выборки W) должно быть достаточно для того, чтобы характеризовать отклик беспроводного канала на основании этого импульсного теста. Число меток L для импульсного отклика канала зависит от длительности задержки системы, причем большая длительность задержки соответствует большему значению L.

Поскольку для импульсного отклика канала требуется только L меток, то частотный отклик канала H находится в подпространстве размерности L (вместо N). Более конкретно, частотный отклик беспроводного канала может быть полностью охарактеризован на основе коэффициентов передачи канала только лишь для L соответственно выбранных поддиапазонов вместо полного числа N всех поддиапазонов. Даже если доступны более чем L коэффициентов передачи каналов, то улучшенная оценка частотного отклика беспроводного канала может быть получена подавлением шумовых компонент вне этого подпространства, как это описано ниже.

Модель системы OFDM может быть представлена как

r=Hox+n, (3)

где r - вектор "приема" с N компонентами для символов, полученых по N поддиапазонам;

x - вектор "передачи" с N компонентами для символов, переданных по N поддиапазонам (компоненты для неиспользуемых поддиапазонов равны нулю);

n - вектор с компонентами для дополнительного белого Гауссова шума (AWGN), принятого по N поддиапазонам;

"о" обозначает произведение Адамара (т.е. поточечное произведение i-го элемента r и i-тых элементов x и H).

Предполагается, что шум n характеризуется нулевым средним и дисперсией σ².

Описанные здесь методики оценки состояния канала могут быть использованы совместно с различными схемами передачи пилот-сигнала. Для ясности эти методики описаны для двух определенных схем передачи пилот-сигнала.

В первой схеме передачи пилот-сигнала пилот-символы передаются по каждому из М информационных каналов. Передаваемые пилот-сигналы могут быть охарактеризованы вектором x_d размерности (M×1), включающим в себя определенный пилот-символ для каждого из М информационных каналов. Передаваемая пилот-символом по каждому информационному поддиапазону мощность может быть выражена как P_k=x_k ², где x_k - передаваемый по k-му поддиапазону пилот-символ.

Принимаемый вектор r_d может быть выражен для принятого пилот-сигнала подобно тому, как это сделано в уравнении (3). Более определенно, - r_d=H_d ox_d+n_d, где r_d, H_d, x_d и n_d - векторы размерности (M×1), включающие в себя только М компонент векторов r, H, x и n размерности (N×1), соответственно. Эти М компонент соответствуют М информационным поддиапазонам.

Начальная оценка частотного отклика беспроводного канала H_d может быть выражена в виде

где - (M×1)-вектор для начальной оценки частотного отклика канала, а a_d/b_d=[a₁/b₁ a₂/b₂ ... a_M/b_M]^Т, т.е. М отношений для М информационных поддиапазонов.

Из уравнения (4) видно, что начальная оценка может быть определена приемником, исходя из принятых и переданных пилот-символов для каждого из М информационных поддиапазонов. Начальная оценка характеризует частотный отклик беспроводного канала для М информационных поддиапазонов.

Из уравнения (4) видно, что начальная оценка искажена шумовой компонентой n_d/x_d. Улучшенная оценка может быть получена, если заметить, что частотный отклик канала H_d представляет собой дискретное преобразование Фурье импульсного отклика канала h_d, и что h_d имеет L меток, причем обычно L меньше M (т.е. L<M).

Оценка по методу наименьших квадратов импульсного отклика беспроводного канала может быть получена как оптимизация следующего вида:

где h_j - (L×1)-вектор для гипотетического импульсного отклика канала,

- (M×L) подматрица матрицы W размерности (N×N),

- (L×1)-вектор для среднеквадратичной оценки импульсного отклика канала.

На Фиг.3А показано соотношение между матрицами и W. М-строки матрицы являются и М-строками матрицы W, что соответствует М информационным поддиапазонам. L-столбцы матрицы являются и L-столбцами матрицы W.

Оптимизация в уравнении (5) полностью харакетризует импульсные отклики канала h_j. Оценка по методу наименьших квадратов импульсного отклика равна гипотетическому импульсному отклику h_j, что обеспечивает минимальную ошибку между начальной оценкой частотного отклика и частотным откликом, соответствующим h_j, определяемым как

Решение уравнения (5) может быть записано в виде

Из уравнения (6) видно, что среднеквадратичная оценка импульсного отклика может быть получена, исходя из начальной оценки частотного отклика которая получается на основе пилот-сигналов, получаемых по М информационным поддиапазонам. В частности, оценка может быть получена выполнением "операции наименьших квадратов" (т.е. умножением в обратном порядке с начальной оценкой Вектор включает в себя L-компоненты для L меток импульсного отклика канала, причем L<M.

Улучшенная оценка частотного отклика беспроводного канала, может быть затем получена из оценки по методу наименьших квадратов импульсного отклика канала, в виде

где - (М×1)-вектор для улучшенной оценки частотного отклика канала.

Из уравнения (7) следует, что улучшенная оценка частотного отклика канала может быть получена для всех М информационных поддиапазонов, исходя из оценки по методу наименьших квадратов импульсного отклика которая содержит только L компонент, причем L<M.

На Фиг.3В показано соотношение между улучшенной оценкой частотного отклика канала и оценкой по методу наименьших квадратов импульсного отклика Вектор содержит L временных значений для оценки по методу наименьших квадратов импульсного отклика. Этот вектор может быть преобразован в частотное представление умножением его в обратном порядке на матрицу Результирующий вектор содержит М частотных значений для комплексных коэффициентов передачи М информационных каналов.

Для ясности методика оценки состояния канала описана выше с тремя различными этапами:

1. Получение начальной оценки частотного отклика канала

2. Получение по методу наименьших квадратов оценки импульсного отклика канала исходя из начальной оценки частотного отклика канала

3. Получение улучшенной оценки частотного отклика канала исходя из оценки импульсного отклика канала

Оценка состояния канала может быть осуществлена также и при неявном (вместо явного) выполнении этапов. В частности, улучшенная оценка частотного отклика канала может быть получена непосредственно из начальной оценки частотного отклика канала в виде:

В уравнении (8) второй этап неявно выполняется так, что улучшенная оценка частотного отклика канала получается, исходя из оценки импульсного отклика канала которая неявно получается, исходя из начальной оценки частотного отклика канала

Среднеквадратичная ошибка (MSE) в улучшенной оценке частотного отклика канала может быть выражена в виде:

где P_d - мощность передачи для пилот-символа в каждом из М информационных поддиапазонов.

Можно показать, что MSE в уравнении (9) представляет собой след ковариантной матрицы шума после выполнения операции по методу наименьших квадратов (т.е. ковариантная матрица

Во второй схеме передачи пилот-сигнала, пилот-символы передаются по каждому из S указанных поддиапазонов, причем S<N и S≥L. Обычно число указанных поддиапазонов меньше числа информационных поддиапазонов (т.е. S<M). В этом случае другие (M-S) информационные поддиапазоны могут быть использованы для других передач. Например, для нисходящей линии связи другие (M-S) информационные поддиапазоны могут быть использованы для передачи данных о трафике и/или служебных данных. Для восходящей линии связи М информационных поддиапазонов могут быть разделены на не перекрывающиеся группы S поддиапазонов и каждая группа может затем быть назначена различным терминалам для передачи пилот-сигнала. Это мультиплексирование поддиапазонов, увеличивая передачи терминалов в противовес не перекрывающимся группам поддиапазонов, может быть использовано для повышения эффективности системы. Для ясности, оценка состояния канала описана ниже для мультиплексирования поддиапазонов, при котором каждый указанный терминал передает пилот-сигнал только по его S назначенным поддиапазонам.

Передаваемый на каждый терминал пилот-сигнал может быть представлен как (S×1) вектор x_i, включающий в себя конкретный пилот-символ для каждого из S поддиапазонов, назначенных для терминала. Мощность передачи пилот-символа для каждого назначенного поддиапазона может быть представлена как P_i,k=x_i,k ², где x_i,k - пилот-символ, передаваемый по k-му поддиапазону терминалом i.

Начальная оценка частотного отклика беспроводного канала, для терминала i может быть представлена в виде

где r_i, H_i, x_i и n_i - (S×1)-векторы, включающие в себя только S элементов (N×1) векторов r, H, x и n, соответственно, причем S элементов соответствуют S поддиапазонам, назначенным терминалу i; и

- (S×1)-вектор для начальной оценки частотного отклика канала для терминала i.

Начальная оценка может быть определена точкой доступа для терминала i, исходя из принятого и переданного пилот-символа для каждого из S поддиапазонов, назначенных терминалу. Начальная оценка показательна для частотного отклика беспроводного канала для S поддиапазонов, назначенных терминалу i. С другой стороны, начальная оценка искажена шумовой компонентой n_i/x_i. Улучшенная оценка канала может быть получена для терминала i следующим образом.

Оценка импульсного отклика беспроводного канала по методу наименьших квадратов, для терминала i может быть получена, исходя из следующей оптимизации:

где h_j - (L×1)-вектор для гипотетического импульсного отклика канала,

W_i - (S×L)-подматрица (N×N) DFT W, и

- (L×1)-вектор для оценки импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов для терминала i.

На Фиг.4 показано соотношение между матрицами и W. Строки S матрицы являются и S-строками матрицы W, соответствующими S поддиапазонам, назначенным терминалу i (показаны как не заштрихованные строки). Столбцы L матрицы являются и первыми столбцами матрицы W. Поскольку каждому терминалу назначены различные группы поддиапазонов для передачи пилот-сигнала по восходящей линии связи, то матрица отличается для различных терминалов.

С другой стороны, оптимизация уравнения (11) относится ко всем возможным импульсным откликам канала h_j. Оценка импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов для терминала i равна гипотетическому отклику h_j, что приводит к минимальной ошибке между начальной оценкой частотного отклика и частотным откликом, соответствующим h_j, который определяется величиной

Решение уравнения (11) может быть представлено в виде:

Из уравнения (12) видно, что оценка импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов для терминала i может быть получена, исходя из начальной оценки частотного отклика которая получается, исходя из пилот-сигнала восходящей линии связи, принятого только по S поддиапазонам, назначенным терминалу i. В частности, оценка может быть получена по методу наименьших квадратов (т.е., умножение в обратном порядке из начальной оценки Вектор включает в себя L компонент для L меток импульсного отклика канала, причем L≤S.

Улучшенная оценка частотного отклика беспроводного канала, для терминала может затем быть получена из оценки импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов следующим образом:

где - (M×1)-вектор для улучшенной оценки частотного отклика канала для терминала i. Из уравнения (13) видно, что улучшенная оценка частотного отклика канала для терминала i может быть получена для всех М информационных поддиапазонов, исходя из оценки импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов, причем включает в себя только L компонент и обычно L≤S<M<N. Частотный отклик (M-S) поддиапазонов, не назначенных терминалу i, эффективно интерполируется с помощью описанного выше расчета.

На Фиг.4В показано соотношение между улучшенной оценкой частотного отклика канала и оценкой импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов для терминала i. Вектор включает в себя L временных значений для оценки импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов для терминала i. Этот вектор может быть преобразован в частотное представление умножением его в обратном порядке на DFT матрицу Вектор включает в себя М значений в частотном представлении для комплексных коэффициентов передачи для М информационных поддиапазонов для терминала i.

Улучшенная оценка частотного отклика канала может быть получена непосредственно из начальной оценки частотного отклика канала следующим образом:

Уравнение (14) содержит уравнения (12) и (13) и неявно выполняется оценка импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов.

Качество улучшенной оценки зависит от различных факторов, один из которых представляет собой либо все, либо только одну подсистему из всех N поддиапазонов, используемых для передачи данных. Оба этих случая по отдельности анализируются ниже.

Если все N поддиапазонов используются для передачи данных (т.е. M=N), то среднеквадратичная ошибка (MSE) улучшенной оценки частотного отклика канала для терминала i может быть представлена в виде:

где P_i - излучаемая мощность для пилот-символа в каждом из S поддиапазонов, назначенных терминалу i, и

λ_q для q={1...L} - собственные значения для

Можно показать, что MSE в уравнении (15) представляет собой след ковариантной матрицы шума после операции по методу наименьших квадратов (т.е. ковариантная матрица для Можно также показать, что MSE в уравнении (15) минимизируется, когда собственные значения λ_q для q={1...L} все равны, что есть случай, когда операция наименьших квадратов не окрашивает вектор шума n_i.

Достаточное условие для достижения минимальной среднеквадратичной ошибки (MMSE) для улучшенной оценки есть условие - где - единичная матрица. Это условие может быть принято, (1) если число поддиапазонов в каждой группе S=2^r≥L, где r - целое число, так, что S есть степень двойки, а также (2) если S поддиапазонов в каждой группе равномерно (т.е. эквидистантно) разнесены. Для такого группирования и разнесения представляет собой DFT-матрицу N/S и, следовательно, Для этого группирования и разнесения поддиапазонов величина MMSE для улучшенной оценки частотного отклика канала для терминала i может быть выведена из уравнения (15) и представлена в виде:

Можно показать, что MSE для улучшенной оценки полученной, исходя из передачи пилот-сигнала только по S назначенным поддиапазонам, та же самая, что и для оценки канала которая получена, исходя из передачи пилот-сигнала по всем N поддиапазонам, если только то же значение мощности использовано для передачи пилот-сигнала. Это может быть достигнуто увеличением мощности передачи по каждому из S поддиапазонов, назначенных терминалу i, т.е.

где P_n - "средняя" мощность передачи для N поддиапазонов.

Система OFDM может работать в частотном диапазоне, для которого имеется ограничение для мощности на МГц частоты в виде Р дБм/МГц. В этом случае полная мощность передачи P_total на каждый терминал ограничивается величиной Р·WдБм (т.е. имеется общее ограничение по мощности - P_total≤P·W дБм). Средняя мощность передачи может быть представлена в виде P_n= P_total/N, а мощность, передаваемая по поддиапазону, есть P_i= P_total/S, если разнесение между последовательными поддиапазонами из числа поддиапазонов составляет менее 1 МГц. Если разнесение между последовательными поддиапазонами больше 1 МГц, то ограничение на среднюю мощность может ограничивать и общую мощность передачи P_total до значения, меньшего P·W (т.е. P_total<P·W), что может приводить к снижению качества оценки канала (т.е. к увеличению MSE в оценке канала).

Из приведенного анализа следует, что MSE оценки канала полученной, исходя из передачи пилот-сигнала только по S поддиапазонам, такая же величина, что и MSE для оценки канала, полученной, исходя из передачи пилот-сигнала по всем N поддиапазонам, если только выполняются следующие условия:

1. Выбор S≥Cp и S≥W.

2. Равномерное распределение S поддиапазонов в каждой группе по общему числу N поддиапазонов.

3. Установление мощности передачи в N/S раз большей для каждого из S поддиапазонов в любой данной группе.

Как было отмечено выше, Ср обозначает длину циклического префикса, добавляемого к каждому преобразованному OFDM-символу для формирования соответствующего символа, и выбирается так, чтобы выполнялось Cp≥L.

Если отмеченные выше условия выполнены, то MMSE достигается для улучшенной оценки если только S≥Cp. Для обеспечения максимального числа терминалов, группы должны быть определены так, чтобы только L поддиапазонов были включены в каждую группу и можно было бы сформировать максимальное число групп.

Если только подсистема от общего числа N поддиапазонов используется для передачи данных (т.е. M<N), что соответствует случаю использования некоторых поддиапазонов в качестве защитных, то MMSE достигается, только если S=M. Если S<M, то ковариантная матрица шума после операции по методу наименьших квадратов оказывается окрашенной и MMSE не может быть достигнута для улучшенной оценки Окрашенная ковариантная матрица шума приводит к неравным собственным значениям для так, что разброс собственных значений χ=λ_q,max/λ_q,min превышает единицу. Разброс χ максимален (и, следовательно, максимальна MSE) тогда, когда S=Cp и χ приближается к 1, если S≈1,1Cp, приводя к более близкому значению MSE по уравнению (16). Следовательно, для случая M<N, MSE минимизируется для улучшенной оценки если только выполнены следующие условия:

1. Выбор S≈1,1Cp и S>W.

2. Равномерное распределение S поддиапазонов в каждой группе по общему числу M поддиапазонов.

3. Установление мощности передачи в N/S раз большей для каждого из S поддиапазонов в любой данной группе.

На Фиг.5 показан вариант реализации структуры поддиапазонов 500 системы OFDM, поддерживающей мультиплексирование поддиапазонов. В этом варианте осуществления М используемых поддиапазонов изначально поделены на S не перекрывающихся систем, причем каждая система содержит Q соседних поддиапазонов, Q·S≤М. Q поддиапазонов в каждой системе назначены Q группам так, что i-й поддиапазон в каждой системе назначен i-й группе. S поддиапазонов в каждой группе должны быть равномерно распределены по М используемым поддиапазонам так, что соседние поддиапазоны в группе разделены Q поддиапазонами. Используемые М поддиапазонов могут также быть распределены по Q группам и некоторым другим образом, и это находится в рамках объема настоящего изобретения.

Q групп поддиапазонов могут быть назначены вплоть до Q терминалов для передачи пилот-сигнала восходящей линии связи. Каждый терминал может затем передавать пилот-сигнал только по своим назначенным S поддиапазонам. При мультиплексировании поддиапазонов, вплоть до Q терминалов могут одновременно передавать пилот-сигналы по восходящей линии связи, используя вплоть до М поддиапазонов. Это может значительно снизить количество служебных сигналов, требуемых для передачи пилот-сигнала восходящей линии связи.

Для того чтобы позволить точке доступа получить высококачественные оценки состояния канала, каждый терминал может увеличить мощность передачи на поддиапазон в Q раз. Это должно приводить к тому, что полная энергия при передаче пилот-сигнала по S назначенным поддиапазонам должна быть такой же, как если бы все М информационных поддиапазонов были использованы для передачи пилот-сигнала. Та же самая полная энергия для пилот-сигнала должна позволить точке доступа оценить отклик канала для М используемых поддиапазонов, исходя из передачи пилот-сигнала только по подсистеме этих поддиапазонов с малыми потерями, или же вовсе без потерь качества, как это описано выше.

Если используется мультиплексирование поддиапазонов для одновременной передачи пилот-сигналов многими терминалами, то сигналы от близко расположенных терминалов могут вызвать значительные искажения сигналов от далеко расположенных терминалов, если все терминалы излучают полную мощность. В частности, можно показать, что смещение частоты терминалов может привести к внутриподдиапазонным искажениям. Эти искажения могут вызвать ухудшение качества оценки канала, получаемой от передачи пилот-сигнала восходящей линии связи, и/или увеличить частоту появления ошибок в символах для передачи данных восходящей линии связи. Для ослабления эффекта внутриподдиапазонных искажений излучаемую терминалами мощность можно регулировать так, чтобы близко расположенные терминалы не вызывали чрезмерных искажений сигналов от удаленных терминалов.

Эффект искажений от близко расположенных терминалов был исследован и было установлено, что достаточно и грубого контроля за излучаемой мощностью для ослабления внутриподдиапазонных искажений. В частности, было установлено, что если максимальное смещение частоты терминалов составляет 300 Гц или менее для системы с 256-ю поддиапазонами на канале 20 МГц при Q=12, то при предельном отношении сигнал/шум (SNR) для близко расположенных терминалов в 40 дБ или менее, для всех прочих терминалов это значение не должно быть меньше чем на 1 дБ. Если смещение частоты терминалов составляет 1000 Гц или менее, то SNR для близко расположенных терминалов должно быть ограничено значением 27 дБ для уверенности в том, что снижение SNR для прочих терминалов на 1 дБ было допустимо. Если значение SNR, требуемое для достижения высокого быстродействия, обеспечиваемого системой OFDM, составляет менее 27 дБ (40 дБ), то ограничение SNR для каждого терминала значением 27 дБ или менее (40 дБ или менее) никаким образом не будет влиять на максимально поддерживаемое быстродействие для близко расположенных терминалов.

Отмеченные выше требования по управлению мощностью могут быть выполнены с медленным контуром управления. Например, управляющие сообщения могут быть посланы тогда, когда требуется регулировка мощности на восходящей линии связи от близко расположенных терминалов (например, когда уровень мощности изменяется из-за движения этих терминалов). Каждый терминал может быть информирован о начальном уровне излучаемой мощности для использования на восходящей линии связи как часть процедуры установления вызова при подключении системы.

Группы поддиапазонов могут также быть назначены терминалам таким образом, чтобы ослабить эффект внутриподдиапазонных искажений. В частности, терминалы с высоким принимаемым SNR могут иметь близко расположенные между собой назначенные поддиапазоны. Терминалы с низким принимаемым SNR могут также иметь близко расположенные между собой назначенные поддиапазоны, но они должны достаточно далеко отстоять от тех поддиапазонов, что назначены терминалам с высоким принимаемым SNR.

Некоторые выгоды могут быть получены и от группирования поддиапазонов, и от равномерного их разнесения, описанных выше. Вместе с тем, могут применяться и другие группирования поддиапазонов, и схемы их разнесения, но все это находится в рамках объема настоящего изобретения. В общем случае группы могут включать в себя те же или отличающиеся номера поддиапазонов, а поддиапазоны в каждой группе могут быть равномерно или неравномерно распределены по М используемым поддиапазонам.

На Фиг.6 приведена блок-схема последовательности операций в варианте осуществления процесса 600 для оценки частотного отклика беспроводного канала. Процесс 600 обеспечивает улучшенную оценку частотного отклика для всех М информационных поддиапазонов, исходя из передачи пилот-сигнала, принятой по S назначенным поддиапазонам, причем S≤M. Этот процесс может быть осуществлен точкой доступа для каждого из числа терминалов, исходя из передачи пилот-сигнала восходящей линии связи, причем S обычно меньше чем М (т.е. S<M). Также этот процесс может быть осуществлен терминалом, исходя из передачи пилот-сигнала нисходящей линии связи, причем S может быть меньше или равно М (т.е. S≤M).

Начальная оценка частотного отклика беспроводного канала получается вначале для S назначенных поддиапазонов, исходя из пилот-сигнала, принятого по этим S поддиапазонам, как это видно из уравнения (10) (этап 612). Затем формируется матрица DFT - включающая в себя первые L столбцов матрицы W и S строк матрицы W, соответствующих S поддиапазонам, используемым для передачи пилот-сигнала (этап 614).

Оценка импульсного отклика беспроводного канала по методу наименьших квадратов получается затем, исходя из начальной оценки частотного отклика и матрицы как следует из уравнения (12) (этап 616). Матрица DFT - формируется вслед за этим и включает в себя первые L столбцов матрицы W и M строк матрицы W, соответствующих M информационным поддиапазонам (этап 618). В общем случае матрица может включать в себя любую комбинацию строк для любых групп поддиапазонов, для которых требуется частотный отклик.

Улучшенная оценка частотного отклика беспроводного канала, получается затем, исходя из оценки импульсного отклика по методу наименьших квадратов и матрицы как следует из уравнения (13) (этап 620). Вектор включает в себя комплексные коэффициенты передачи для всех поддиапазонов, охватываемых матрицей Выводы из этапов 616 и 620 могут быть скомбинированы, как это описано выше и видно из уравнения (14).

На Фиг.7 приведена блок-схема варианта реализации точки доступа 700 и терминала 750, выполненных с возможностью осуществления описанной здесь оценки состояния канала.

На нисходящей линии связи в точке доступа 700 данные о трафике подаются на процессор данных 710, который форматирует, кодирует и чередует данные о трафике, обеспечивая кодированные данные. Модулятор OFDM 720 затем принимает и обрабатывает кодированные данные и пилот-символы, обеспечивая поток OFDM-символов. Обработка модулятором OFDM 720 может включать в себя символьное отображение кодированных данных для формирования модуляционных символов (1), мультиплексирование модуляционных символов с пилот-символами (2), преобразование модуляционных символов и пилот-символов для получения преобразованных символов (3), а также добавление циклического префикса к каждому преобразованному символу для формирования соответствующего OFDM-символа (4). Для нисходящей линии связи пилот-символы могут быть мультиплексированы с модуляционными символами с помощью, например, мультиплексирования с временным разделением (TDM). Для TDM пилот-символы и модуляционные символы передаются на различных временных интервалах. Пилот-символы могут быть переданы по всем М используемым поддиапазонам или по подсистеме этих поддиапазонов.

Блок передатчика (TMTR) 722 принимает затем и преобразует поток OFDM-символов в один или большее число аналоговых сигналов и далее подготавливает (например, усиливает, фильтрует и преобразует с повышением частоты) аналоговые сигналы для создания модулированного сигнала нисходящей линии связи, пригодного для передачи по беспроводному каналу. Модулированный сигнал предается затем через антенну 724 на терминалы.

В терминале 750 модулированный сигнал нисходящей линии связи принимается антенной 752 и подается в блок приемника (RCVR) 754. Блок приемника 754 подготавливает (например, фильтрует, усиливает и преобразует с понижением частоты) принятый сигнал и оцифровывает подготовленный сигнал, обеспечивая выборки. Демодулятор OFDM 756 удаляет затем циклический префикс, присоединенный к каждому OFDM-символу, преобразует каждый восстановленный преобразованный символ с помощью FFT и демодулирует восстановленный модуляционный символ, обеспечивая демодулированные данные. Процессор данных RX 758 декодирует затем демодулированные данные для восстановления переданных данных трафика. Обработка OFDM-демодулятором 756 и RX-процессором данных 758 дополняет обработку, осуществляемую OFDM-модулятором 720 и TX-процессором данных 710, соответственно, в точке доступа 700.

Демодулятор OFDM 756 может далее определить начальную оценку частотного отклика канала или предоставить принятые пилот-символы, которые могут быть использованы для получения Контроллер 770 принимает (или эквивалентную информацию), определяет оценку импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов, исходя из и далее получает улучшенную оценку частотного отклика канала исходя из Улучшенная оценка может потом быть использована для передачи данных восходящей линии связи.

На восходящей линии связи данные трафика обрабатываются TX-процессором данных 782 и подаются на OFDM-модулятор 784, который также принимает пилот-символы. OFDM-модулятор 784 может затем обработать кодированные данные и пилот-символы подобно тому, как это было описано для OFDM-модулятора 720. Для восходящей линии связи пилот-символы могут также быть мультиплексированы с модуляционными символами с помощью TDM. Кроме того, пилот-символы могут быть переданы только по S поддиапазонам, назначенным для терминала 750, в течение временных интервалов, предназначенных для передачи пилот-сигнала.

Блок передатчика 786 принимает и затем обрабатывает поток OFDM-символов для создания модулированного сигнала восходящей линии связи, пригодного для передачи по беспроводному каналу. Модулированный сигнал передается затем через антенну 752 в точку доступа.

В точке доступа 700 модулированный сигнал восходящей линии связи обрабатывается блоком приемника 742 для предоставления выборок. Выборки затем обрабатываются OFDM-демодулятором 744 для предоставления демодулированных данных, которые далее обрабатываются RX-процессором данных 746 для восстановления переданных данных трафика. OFDM-демодулятор 744 может определить начальную оценку частотного отклика канала для каждого назначенного терминала или предоставить принятые пилот-символы, которые могут быть использованы для получения Контроллер 730 принимает (или эквивалентную информацию), определяет оценку импульсного отклика канала по методу наименьших квадратов для обозначенного активного терминала, исходя из и далее получает улучшенную оценку частотного отклика канала исходя из Улучшенная оценка может потом быть использована для передачи данных нисходящей линии связи на терминал.

Контроллеры 730 и 770 направляют операцию в точку доступа и терминал, соответственно. Блоки 732 и 772 памяти обеспечивают сохранение программных кодов и данных, используемых контроллерами 730 и 770, соответственно.

Описанные здесь методики оценки состояния канала могут быть реализованы различными способами. Например, эти методики могут быть реализованы аппаратными или программными средствами, или их комбинацией. В случае аппаратной реализации, используемые элементы и их комбинации могут представлять собой определенные интегральные схемы (ASIC), процессоры цифровых сигналов (DSP), устройства обработки цифровых сигналов (DSPD), программируемые логические устройства PLD), программируемые полевые вентильные матрицы (FPGA), процессоры, контроллеры, микроконтроллеры, микропроцессоры, прочие электронные блоки, сконструированные для выполнения описанных здесь функций, или же их комбинации.

Для программной реализации методики оценки состояния канала могут представлять собой модули (например, процедуры, функции и т.д.), осуществляющие описанные здесь функции. Программные коды могут сохраняться в блоках памяти (например, в блоках памяти 732 или 772 на Фиг.7) и извлекаться процессором (например, контроллером 730 или 770). Блок памяти может быть реализован внутри процессора или вне процессора, и в этом случае он может быть связан с процессором различными способами, известными в этой области техники.

Приведенное описание вариантов осуществления предназначено для того, чтобы специалисты в данной области техники воплотили или использовали настоящее изобретение. Возможны различные модификации этих вариантов осуществления, очевидные специалистам в данной области техники, а определенные здесь основные принципы могут быть применены и к другим вариантам осуществления без выхода за рамки объема и сущности настоящего изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не ограничивается приведенными здесь вариантами осуществления, но предоставляет широкий выбор в использовании приведенных здесь принципов и новых признаков.

Изобретение относится к методике оценки частотного отклика беспроводного канала в системе с ортогональным мультиплексированием с частотным разделением (OFDM). Технический результат заключается в создании методики более эффективной оценки отклика в системе OFDM и, в частности, в восходящей линии связи. Для этого начальная оценка частотного отклика беспроводного канала получена для первой группы поддиапазонов на основе передачи пилот-сигнала, принятой в поддиапазонах первой группы. Затем получают оценку импульсного отклика беспроводного канала, исходя из начальной оценки частотного отклика. Затем получают улучшенную оценку частотного отклика беспроводного канала для второй группы поддиапазонов на основе оценки импульсного отклика. Первая и вторая группы могут включать в себя все или только одну подгруппу используемых поддиапазонов. Поддиапазонное мультиплексирование может быть использовано для одновременных передач пилот-сигнала многими терминалами в связанных с ними группах поддиапазонов. 6 н. и 21 з.п. ф-лы, 10 ил.

1. Способ оценки частотного отклика беспроводного канала, заключающийся в том, что получают начальную оценку частотного отклика беспроводного канала для первой группы поддиапазонов и получают улучшенную оценку частотного отклика беспроводного канала для второй группы поддиапазонов, исходя из начальной оценки частотного отклика, причем улучшенную оценку частотного отклика получают на основе оценки импульсного отклика беспроводного канала, которую неявно или явно получают, исходя из начальной оценки частотного отклика.2. Способ по п.1, в котором вторая группа включает в себя поддиапазоны первой группы.3. Способ по п.2, в котором вторая группа дополнительно включает в себя по меньшей мере один дополнительный поддиапазон не из первой группы.4. Способ по п.1, в котором начальную оценку частотного отклика канала получают, исходя из передачи пилот-сигнала, принятой в поддиапазонах первой группы.5. Способ по п.4, в котором начальную оценку частотного отклика канала получают, исходя из отношений принятых пилот-символов и переданных пилот-символов.6. Способ по п.1, в котором оценку импульсного отклика получают на основе среднеквадратичной оценки.7. Способ по п.1, в котором дополнительно формируют первую матрицу дискретного преобразования Фурье (DFT) для поддиапазонов первой группы, и при этом оценку импульсного отклика неявно или явно дополнительно получают, исходя из первой DFT-матрицы.8. Способ по п.7, в котором дополнительно

формируют вторую DFT-матрицу для поддиапазонов второй группы, и при этом улучшенную оценку частотного отклика дополнительно получают, исходя из второй DFT-матрицы.

получают улучшенную оценку частотного отклика беспроводного канала для используемых поддиапазонов, исходя из начальной оценки частотного отклика, причем улучшенную оценку частотного отклика получают, исходя из оценки импульсного отклика беспроводного канала, которую явно или неявно получают из начальной оценки частотного отклика, и при этом улучшенную оценку частотного отклика дополнительно получают, исходя из первой матрицы дискретного преобразования Фурье (DFT) для поддиапазонов первой группы и второй матрицы DFT для используемых поддиапазонов.

получают начальную оценку частотного отклика беспроводного канала для каждого из набора терминалов, причем каждый из них, соответственно, связан с одной из набора не перекрывающихся групп поддиапазонов, и при этом начальную оценку частотного отклика для каждого терминала получают для соответствующих групп поддиапазонов, исходя из передачи пилот-сигнала, принятого в поддиапазонах соответствующей группы; и

получают улучшенную оценку частотного отклика беспроводного канала для каждого из набора терминалов, исходя из начальной оценки частотного отклика терминала, причем улучшенная оценка частотного отклика для каждого терминала охватывает определенный ряд поддиапазонов и ее получают, исходя из оценки импульсного отклика беспроводного канала для терминала, которую явно или неявно получают, исходя из начальной оценки частотного отклика для терминала.

демодулятор, выполненный с возможностью приема передачи пилот-сигнала от одного или большего числа терминалов, причем набор не перекрывающихся групп поддиапазонов сформирован из набора используемых поддиапазонов, и при этом каждый из терминалов передает пилот-сигнал в отдельной группе поддиапазонов, которая выбрана из набора не перекрывающихся групп поддиапазонов и назначена терминалу; и

контроллер, выполненный с возможностью получения начальной оценки частотного отклика канала восходящей линии связи для каждого из терминалов, причем начальная оценка частотного отклика для каждого терминала охватывает группу поддиапазонов, назначенную терминалу, и получается, исходя из передачи пилот-сигнала, принятой от терминала, и получение улучшенной оценки частотного отклика канала восходящей линии связи для каждого из терминалов, исходя из начальной оценки частотного отклика для терминала, причем улучшенная оценка частотного отклика для каждого терминала получается, исходя из оценки импульсного отклика беспроводного канала для терминала, которая явно или неявно получается, исходя из начальной оценки частотного отклика терминала.