ПЕРЕДАЧА ПИЛОТ-СИГНАЛА И ОЦЕНИВАНИЕ КАНАЛА ДЛЯ СИСТЕМЫ OFDM С ИЗБЫТОЧНЫМ РАЗБРОСОМ ЗАДЕРЖКИ Российский патент 2009 года по МПК H04L27/26 

Заявление о приоритете согласно 35 USC §119

Настоящая заявка на патент испрашивает приоритет для предварительной заявки номер 60/538,210, озаглавленной "Pilot Transmission and Channel Estimation for an OFDM System with Excess Delay Spread", зарегистрированной 21 января 2004 и приписанной правопреемнику этой заявки, и поэтому включенной сюда по ссылке.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится, в общем, к передаче данных и, более конкретно, к передаче пилот-сигнала и оцениванию канала для системы мультиплексирования с ортогональным делением частот (OFDM) с избыточным разбросом задержки.

Предшествующий уровень техники

OFDM - это технология модуляции с несколькими несущими, которая эффективно разбивает всю полосу пропускания системы на многочисленные (N_F) ортогональные поддиапазоны. Эти поддиапазоны также указываются как тоны, поднесущие, элементы дискретизации (bins) и частотные каналы. С OFDM каждый поддиапазон ассоциирован с соответствующей поднесущей, которая может модулироваться данными. Вплоть до N_F символов модуляции могут передаваться по N_F поддиапазонам в каждом периоде OFDM символа. До передачи эти символы модуляции преобразуются во временную область, используя N_F-точечное обратное быстрое преобразование Фурье (IFFT) для получения "преобразованного" символа, который содержит N_F элементарных сигналов.

OFDM может использоваться для противодействия избирательному затуханию частот, которое характеризуется разными усилениями каналов на разных частотах всей полосы пропускания системы. Хорошо известно, что избирательное затухание частот вызывает межсимвольные помехи (ISI), которые являются явлением, в силу которого каждый символ в принятом сигнале действует как искажение для одного или более последующих символов в принятом сигнале. ISI искажение ухудшает производительность, влияя на способность корректно обнаруживать принятые символы. Избирательному затуханию частот можно легко противодействовать с помощью OFDM посредством повторения части каждого преобразованного символа для формирования соответствующего OFDM символа. Повторенная часть обычно упоминается как циклический префикс.

Длина циклического префикса (т.е. величина, которая должна повторяться для каждого OFDM символа) зависит от разброса задержки. Разброс задержки беспроводного канала является промежутком времени или продолжительностью импульсной характеристики для беспроводного канала. Этот разброс задержки также является разностью между наиболее ранними и наиболее поздними экземплярами прибывающего сигнала (или компонентами многолучевого распространения) в приемнике для сигнала, переданного через беспроводной канал передатчиком. Разброс задержки системы OFDM является максимальным ожидаемым разбросом задержки беспроводных каналов для всех передатчиков и приемников в системе. Чтобы позволить всем приемникам в системе противодействовать ISI, длина циклического префикса должна быть равна или быть длиннее, чем максимальный ожидаемый разброс задержки. Однако, так как циклический префикс представляет служебную информацию для каждого OFDM символа, желательно иметь длину циклического префикса настолько короткой, насколько возможно, чтобы минимизировать служебную информацию. В качестве компромисса длина циклического префикса обычно выбирается так, что циклический префикс содержит значимую часть всех энергий компонентов многолучевого распространения для большинства приемников в системе.

Система OFDM может выдерживать разброс задержки, который меньше чем или равен длине циклического префикса. Когда это имеет место, N_F поддиапазонов ортогональны друг другу. Однако заданный приемник в системе может наблюдать избыточный разброс задержки, который является разбросом задержки, который больше чем длина циклического префикса. Избыточный разброс задержки может вызывать различные вредные эффекты, такие как ISI и ошибки оценивания канала, оба из которых могут ухудшать производительность системы, как описано ниже. Поэтому имеется необходимость в данной области техники в технологиях для ослабления вредных эффектов избыточного разброса задержки в системе OFDM.

Сущность изобретения

Здесь описываются технологии для передачи пилот-сигнала и оценки характеристики беспроводного канала с избыточным разбросом задержки. Чтобы ослабить вредные эффекты избыточного разброса задержки, количество поддиапазонов пилот-сигнала выбирается так, чтобы оно было больше чем длина циклического префикса (т.е. N_Peff>N_cp), для достижения "передискретизации" в частотной области. Передискретизация может быть получена посредством либо (1) использования большего количества поддиапазонов пилот-сигнала в каждом периоде OFDM символа, либо (2) использования разных наборов поддиапазонов пилот-сигнала в разных периодах OFDM символа (т.е. смещенных поддиапазонов пилот-сигнала). Например, схема смещенной передачи пилот-сигнала может использовать два набора поддиапазонов пилот-сигнала, причем каждый набор содержит N_cp поддиапазонов пилот-сигнала. Поддиапазоны пилот-сигнала в первом наборе являются смещенными или сдвинутыми от поддиапазонов пилот-сигнала во втором наборе.

В одной иллюстративной технологии оценивания канала для вышеуказанной схемы смещенной передачи пилот-сигнала, первая группа принятых символов пилот-сигнала для первого набора поддиапазонов пилот-сигнала получается в первом периоде символа и используется для вывода первой (начальной) оценки частотной характеристики для беспроводного канала. Вторая группа принятых символов пилот-сигнала для второго набора поддиапазонов пилот-сигнала получается во втором периоде символа и используется для вывода второй (начальной) оценки частотной характеристики (частотного отклика) для беспроводного канала. Первая и вторая оценки импульсной характеристики канала выводятся, базируясь на первой и второй оценках частотной характеристики, соответственно. Третья (полная) оценка импульсной характеристики канала затем выводится, базируясь на (например, посредством повторения и либо комбинирования, либо фильтрации) первой и второй оценках импульсной характеристики канала, как описано ниже. Третья оценка импульсной характеристики канала содержит больше ответвлений (составляющих), чем количество поддиапазонов пилот-сигнала либо в первом, либо во втором наборе, что делает возможной более точной характеризацию беспроводного канала в присутствии избыточного разброса задержки. Третья (конечная) оценка частотной характеристики выводится, базируясь на третьей оценке импульсной характеристики канала, и может использоваться для обнаружения и других целей. Оценивание канала может быть подстроено к конкретной схеме смещенной передачи пилот-сигнала, выбранной для использования.

Различные аспекты и варианты осуществления этого изобретения описываются более детально ниже.

Краткое описание чертежей

Признаки и природа настоящего изобретения станут более ясны из подробного описания, излагаемого ниже, когда оно берется в соединении с чертежами, на которых сходные ссылочные символы всюду идентифицируют соответствующие элементы, и где:

фиг.1 показывает OFDM модулятор для системы OFDM;

фиг.2A и 2D показывают беспроводной канал с избыточным разбросом задержки и его результативный канал соответственно;

фиг.2B и 2C показывают последовательность принятых элементарных сигналов для беспроводного канала;

фиг.3 показывает структуру поддиапазона, которая может использоваться для системы OFDM;

фиг.4A, 4B и 4C показывают периодически опрашиваемый канал для беспроводного канала, его результативный канал и его оцененный канал с критической дискретизацией соответственно;

фиг.5, 9A и 9B показывают три схемы смещенной передачи пилот-сигнала;

фиг.6 показывает процесс для получения полной оценки импульсной характеристики канала, базирующийся на схеме смещенной передачи пилот-сигнала, показанной на фиг.5;

фиг.7 показывает вывод полной оценки импульсной характеристики канала;

фиг.8A показывает оцененный канал с передискретизацией и усечением;

фиг.8B показывает оцененный канал с передискретизацией и без усечения;

фиг.10 показывает процесс для выполнения оценивания канала для заданной схемы смещенной передачи пилот-сигнала;

фиг.11 показывает точку доступа и терминал в системе OFDM; и

фиг.12 показывает модуль оценивания канала.

Подробное описание

Слово "иллюстративный" используется здесь для обозначения "служащий в качестве примера, экземпляра или иллюстрации". Любой вариант осуществления или конструкция, описанный здесь как "иллюстративный", не должен необходимо толковаться как предпочтительный или выгодный по сравнению с другими вариантами осуществления или конструкциями.

Фиг.1 показывает блок-схему OFDM модулятора 100 для системы OFDM. Данные, которые должны передаваться, обычно кодируются и перемежаются для генерирования битов кода, которые затем отображаются в символы модуляции. Отображение в символы выполняется посредством (1) группирования битов кода в B-битные бинарные значения, где B≥1, и (2) отображения каждого B-битного значения в конкретный символ модуляции, базируясь на некоторой схеме модуляции (например, M-PSK или M-QAM, где M=2^B). Каждый символ модуляции является комплексным значением в совокупности сигналов, соответствующей схеме модуляции. Для каждого периода OFDM символа один "передаваемый" символ посылается по каждому из N_F поддиапазонов. Каждый передаваемый символ может являться либо символом модуляции для пилот-сигнала/данных, либо сигнальным значением нуля, (т.е. "нулевым символом"). IFFT модуль 110 выполняет N_F-точечное IFFT над N_F передаваемыми символами для N_F полных поддиапазонов в каждом периоде OFDM символа и предоставляет преобразованный символ, который содержит N_F элементарных сигналов. IFFT может быть выражено как:

где - это N_F×1 вектор передаваемых символов для N_F поддиапазонов;

- это N_F×N_F матрица дискретного преобразования Фурье (DFT);

- это N_F×1 вектор элементарных сигналов временной области; и

^H обозначает сопряженное транспонирование.

DFT матрица определяется так, что (n,m)-е вхождение, w_n,m, задается как:

где n - это индекс строки и m - это индекс столбца. - это обратная DFT матрица.

Генератор 120 циклического префикса повторяет часть каждого преобразованного символа для получения соответствующего OFDM символа, который содержит N_C элементарных сигналов, где N_C=N_F+N_cp, N_cp - это длина циклического префикса. Период OFDM символа является продолжительностью одного OFDM символа, который равен N_C периодам элементарных сигналов. Элементарные сигналы обрабатываются и передаются через беспроводной канал.

Фиг.2A показывает иллюстративную импульсную характеристику 210 беспроводного канала с избыточным разбросом задержки. Импульсная характеристика 210 канала включает в себя два ответвления 212 и 214 для двух компонентов многолучевого распространения в беспроводном канале. Ответвление 212 имеет комплексное усиление, равное h₁, и находится на индексе 1 ответвления. Ответвление 214 имеет комплексное усиление, равное h_e, и находится на индексе N_e ответвления, который находится вне длины N_cp циклического префикса. Как здесь используется, "главный канал" указывает на часть импульсной характеристики канала, которая находится на или внутри длины циклического префикса, "канал избытка" относится к части импульсной характеристики канала, которая находится вне длины циклического префикса, и "избыток" относится к разности между индексом ответвления для ответвления канала избытка и длиной циклического префикса. Для импульсной характеристики 210 канала главный канал включает в себя одно ответвление 212, канал избытка включает в себя одно ответвление 214, и избыток для ответвления 214 равен N_ex=N_e-N_cp.

Фиг.2B показывает последовательность 220 принятых элементарных сигналов для беспроводного канала, показанного на фиг.2A. Последовательность 220 принятых элементарных сигналов является сверткой последовательности переданных элементарных сигналов с ответвлениями 212 и 214 для беспроводного канала. Последовательность 220 принятых элементарных сигналов состоит из (1) последовательности 222 элементарных сигналов, сгенерированной посредством свертывания ответвления 212 главного канала с последовательностью переданных элементарных сигналов, и (2) последовательности 224 элементарных сигналов, сгенерированной посредством свертывания ответвления 214 канала избытка с последовательностью переданных элементарных сигналов, где s_i обозначает i-й элементарный сигнал для текущего OFDM символа, x_i обозначает i-й элементарный сигнал для предыдущего OFDM символа и i=1... N_C.

Фиг.2C показывает разложение последовательности 220 принятых элементарных сигналов на различные компоненты. Последовательность 224 элементарных сигналов на фиг.2B заменяется на (1) последовательность 226 элементарных сигналов, сгенерированную посредством круговой свертки ответвления 214 канала избытка с N_C элементарными сигналами для текущего OFDM символа, (2) последовательность 228 элементарных сигналов для хвостового конца предыдущего OFDM символа и (3) последовательность 230 элементарных сигналов для хвостового конца текущего OFDM символа. Последовательности 222 и 226 элементарных сигналов представляют последовательности, которые были бы приняты для ответвлений 212 и 214, если бы длина циклического префикса была достаточно длинной и ответвление 214 являлось частью главного канала. Однако, так как это не имеет места, последовательности 228 и 230 элементарных сигналов обе возникают вследствие избыточного разброса задержки. Последовательность 228 элементарных сигналов представляет утечку предыдущего OFDM символа в текущий OFDM символ и является источником межсимвольных помех. Последовательность 230 элементарных сигналов представляет возмущение для круговой свертки и является источником помех между несущими (ICI) и ослабления канала.

Межсимвольные помехи, наблюдаемые в каждом поддиапазоне, могут быть выражены как:

где - это N_F×1 вектор переданных символов для предыдущего OFDM символа;

- это N_ex×N_F матрица с последними N_ex строками ;

и

(k) - это 1×N_ex вектор с первыми N_ex элементами в k-й строке .

Операция генерирует N_ex×1 вектор , который содержит последние N_ex элементарных сигналов предыдущего OFDM символа. Умножение на (k) генерирует помехи вследствие этих последних N_ex элементарных сигналов в поддиапазоне k.

Мощность шума в каждом поддиапазоне вследствие межсимвольных помех может быть выражена как:

где E_S - это энергия переданного символа, |h_e|² - это мощность канала избытка, - это мощность шума вследствие ISI в каждом поддиапазоне. Как показано в уравнении (4), мощность ISI шума на поддиапазон (1) пропорциональна энергии канала избытка |h_e|², (2) пропорциональна избытку N_ex, который показывает величину утечки предыдущего OFDM символа на текущий OFDM символ, и (3) обратно относится к количеству всех поддиапазонов, так как полная мощность ISI шума распределена по N_F поддиапазонам.

Мощность шума в каждом поддиапазоне вследствие помех между несущими может быть вычислена аналогичным способом, как для межсимвольных помех, и выражается как:

где является мощностью шума вследствие ICI в каждом поддиапазоне.

Фиг.2D показывает "результативный" канал 240 для беспроводного канала, показанного на фиг.2A. Ссылаясь назад на фиг.2C, последовательность 226 элементарных сигналов представляет вклад вследствие ответвления 214 канала избытка (предполагая, что циклический префикс является достаточно длинным), и последовательность 230 элементарных сигналов представляет источник ICI вследствие канала избытка. Операция вычитания для последовательности 230 элементарных сигналов частично дает результатом уменьшение мощности сигнала для каждого поддиапазона. Это вычитание может учитываться посредством уменьшения масштаба ответвления 214 канала избытка с помощью коэффициента, равного (1-N_ex/N_F). Как показано на фиг.2D, результативный канал 240 включает в себя ответвление 212, имеющее комплексное усиление, равное h₁, и ответвление 216, имеющее комплексное усиление, равное h_e·(1-N_ex/N_F). Уменьшение в усилении ответвления 216 по отношению к усилению ответвления 214 упоминается как "ослабление канала" и проистекает от избыточного разброса задержки для ответвления 214. Величина ослабления связана с избытком N_ex.

Приемник выполняет оценивание канала, чтобы вывести оценку канала для беспроводного канала. Оценивание канала обычно выполняется, базируясь на символах пилот-сигнала, которые являются символами модуляции, которые известны приемнику заранее. Символы пилот-сигнала могут передаваться различными способами, как описывается ниже.

Фиг.3 показывает иллюстративную структуру поддиапазонов, которая может использоваться для системы OFDM. Система OFDM имеет полную полосу пропускания системы, равную BW МГц, которая разделена на N_F ортогональных поддиапазонов, используя OFDM. Каждый поддиапазон имеет полосу пропускания, равную BW/N_F МГц. Для спектрально профилированной системы OFDM, только N_U из N_F суммарных поддиапазонов (суммарного количества поддиапазонов) используются для передачи данных/пилот-сигнала, где N_U<N_F, и остающиеся N_F-N_U поддиапазонов не используются для передачи данных/пилот-сигнала и служат в качестве защитных поддиапазонов, чтобы позволять системе удовлетворять спектральным требованиям маски. Для простоты последующее описание предполагает, что в системе OFDM могут использоваться все N_F поддиапазонов.

Фиг.3 также показывает иллюстративную схему 300 передачи пилот-сигнала мультиплексной передачи с частотным разделением каналов (FDM). N_P поддиапазонов используются для передачи пилот-сигнала и указываются как "поддиапазоны пилот-сигнала". Чтобы упростить вычисление для оценки канала, N_P может выбираться как степень двух, и N_P поддиапазонов пилот-сигнала могут равномерно распределяться по N_F суммарным поддиапазонам, так что последовательные поддиапазоны пилот-сигнала разделены посредством N_F/N_P поддиапазонов.

Приемник может выводить начальную оценку частотной характеристики беспроводного канала, базируясь на принятых символах пилот-сигнала для поддиапазонов пилот-сигнала, следующим образом:

где y_p(k) - это принятый символ пилот-сигнала для поддиапазона k;

p(k) - это символ пилот-сигнала, переданный по поддиапазону k;

_p(k) - это оценка усиления канала для поддиапазона k пилот-сигнала; и

K_p - это набор поддиапазонов пилот-сигнала.

N_P×1 вектор _p для начальной оценки частотной характеристики для N_P равномерно распределенных поддиапазонов пилот-сигнала может быть сформирован как _p=[_p(1) _p(2)... _p(N_P)]^T, где "^T" обозначает транспонирование. Если символы пилот-сигнала не передаются по какому-либо из N_P поддиапазонов пилот-сигнала (например, для спектрально профилированной системы OFDM), то могут выполняться экстраполяция и/или интерполяция согласно необходимости для получения оценок усиления канала для поддиапазонов пилот-сигнала без передачи пилот-сигнала. Также может выполняться фильтрация над векторами _p, полученными для разных периодов OFDM символа, для улучшения качества начальной оценки частотной характеристики.

Оценка частотной характеристики для N_F суммарных поддиапазонов может быть получена, базируясь на начальной оценке _p частотной характеристики, используя различные технологии. Для технологии оценивания канала по наименьшим квадратам оценка импульсной характеристики по наименьшим квадратам для беспроводного канала сначала получается следующим образом:

где - это N_P×N_P DFT матрица для N_P поддиапазонов пилот-сигнала; и

- это N_P×1 вектор для оценки импульсной характеристики наименьших квадратов.

Уравнение (7) показывает, что максимальное количество ответвлений канала, которые могут быть оценены, ограничено количеством поддиапазонов пилот-сигнала (т.е. N_tap=N_P).

Вектор может быть подвергнут последующей обработке, например, посредством установки ответвлений со значениями меньшими, чем заданный порог, на ноль, установки ответвлений для канала избытка на ноль, и так далее, как описано ниже. Вектор затем заполняется нулями до длины N_F. Заполненный нулями вектор преобразуется с помощью N_F-точечного FFT для получения вектора для конечной оценки частотной характеристики следующим образом:

где =[(1) (2)... (N_F)]^T.

Фиг.4A показывает типичную импульсную характеристику 410 для беспроводного канала. Импульсная характеристика 410 канала включает в себя (1) N_cp ответвлений с индексами 1 по N_cp для главного канала и (2) L ответвлений с индексами N_cp+1 по N_cp+L для канала избытка. L - это промежуток времени или длина канала избытка, и она больше чем нуль, когда присутствует избыточный разброс задержки. Каждое ответвление имеет комплексное усиление h_i, которое, в общем, может быть ненулевым или нулевым значением.

Фиг.4B показывает импульсную характеристику 420 для результативного канала для беспроводного канала на фиг.4A. Импульсная характеристика 420 канала включает в себя все ответвления импульсной характеристики 410 канала. Однако каждое из L ответвлений для канала избытка масштабируется с помощью масштабирующего коэффициента, равного =(1-N_i/N_F), где N_i - это избыток для ответвления и N_i=1... L. Промежуток времени результативного канала равен промежутку времени беспроводного канала и больше, чем длина циклического префикса в присутствии избыточного разброса задержки. Частотная характеристика для беспроводного канала может быть получена посредством выполнения FFT над импульсной характеристикой 420 для результативного канала.

Импульсная характеристика канала для результативного канала может быть оценена, базируясь на принятых символах пилот-сигнала, как показано в уравнениях (6) и (7). На точность оценки импульсной характеристики канала влияет количество поддиапазонов пилот-сигнала.

Для критически дискретизированной системы OFDM количество поддиапазонов пилот-сигнала равно длине циклического префикса (т.е. N_P=N_cp). Так как количество поддиапазонов пилот-сигнала определяет максимальный промежуток времени, который может быть оценен для импульсной характеристики канала, вплоть до N_cp ответвлений канала для индексов от 1 до N_cp могут быть оценены для критически дискретизированной системы.

Фиг.4C показывает импульсную характеристику 430 для оцененного канала для критически дискретизированной системы OFDM с избыточным разбросом задержки. Промежуток времени результативного канала больше, чем длина циклического префикса, когда присутствует избыточный разброс задержки. В этом случае ответвления канала избытка с индексами N_cp+1 по N_cp+L не могут быть оценены, так как существует недостаточное количество степеней свободы для критически дискретизированной системы OFDM. Более того, импульсная характеристика канала для беспроводного канала недостаточно дискретизирована в частотной области N_P поддиапазонами пилот-сигнала. Это тогда вызывает эффект циклического перехода канала избытка во временной области, так что ответвление канала избытка с индексом N_cp+1 появляется на индексе 1, ответвление канала избытка с индексом N_cp+2 появляется на индексе 2 и так далее. Каждое ответвление канала избытка циклического перехода вызывает ошибку в оценке соответствующего ответвления главного канала.

Если FFT выполняется над импульсной характеристикой 430 канала, то результирующая оценка частотной характеристики для каждого поддиапазона может быть выражена как:

где H(k) - это фактическое усиление канала для поддиапазона k;

_cs(k) - это оценка усиления канала для поддиапазона k с критической дискретизацией; и

H_err(k) - это ошибка в оценке усиления канала для поддиапазона k.

Для простоты, ошибка усиления канала вследствие другого шума в уравнении (9) не показана.

Ошибка H_err(k) усиления канала может быть выражена как:

где H_ex(k) - это комплексное усиление для поддиапазона k вследствие канала избытка, которое может быть получено посредством выполнения FFT над ответвлениями канала избытка. Ошибка усиления канала H_err(k) может быть разложена на четыре части. Коэффициент 2, сразу справа от знака равенства в уравнении (10), отражает два источника ошибки усиления канала: (1) неспособность дискретизировать канал избытка и (2) циклический переход канала избытка на главный канал. Член синуса соответствует синусоиде, имеющей частоту, определенную отношением N_cp к N_F. Полная мощность шума для ошибок усиления канала для всех поддиапазонов может быть выражена как:

Отношение сигнала к шуму и помехам (SNR) для каждого поддиапазона может быть выражено как:

где N₀ - это шум канала (который включает в себя тепловой шум, помехи от других источников, шум приемника и так далее), и - это 2-норма импульсной характеристики результативного канала. Как показано в уравнении (12), ошибка оценивания канала, ISI и мощность шума ICI - все масштабируются посредством мощности E_S сигнала. Эти три шумовых члена, таким образом, проявляются в качестве минимального уровня шума для SNR. Минимальный уровень шума вследствие ошибки оценивания канала, ISI и мощностей ICI шума может игнорироваться, если они меньше, чем шум N₀ канала. Однако этот минимальный уровень шума может ограничивать производительность системы, если эти мощности шума больше, чем шум N₀ канала. Мощность шума ошибки оценивания канала может превосходить мощности ISI и ICI шума, если ответвления канала избытка содержат значительную часть (например, 10% или более) суммарной энергии канала.

Чтобы ослабить вредные эффекты избыточного разброса задержки в ошибке оценивания канала и SNR, количество поддиапазонов пилот-сигнала может быть увеличено. Для передискретизированной системы OFDM "эффективное" количество поддиапазонов пилот-сигнала (которое является количеством разных поддиапазонов пилот-сигнала, используемых для оценивания канала) больше, чем длина циклического префикса (т.е. N_Peff>N_cp). Если N_Peff является достаточно большим, так что импульсная характеристика беспроводного канала (включающего в себя канал избытка) не превосходит N_Peff ответвлений, то достаточное количество степеней свободы доступно для оценки всех ответвлений для беспроводного канала в присутствии избыточного разброса задержки.

С помощью различных средств могут быть получены дополнительные поддиапазоны пилот-сигнала для передискретизации. В одной схеме передачи пилот-сигнала N_Peff=N_P>N_cp, и символы пилот-сигнала передаются по всем N_P поддиапазонам пилот-сигнала в каждом периоде OFDM символа. Чтобы упростить вычисление, N_P может выбираться равным степени двух (например, N_P=2N_cp), и N_P поддиапазонов пилот-сигнала могут быть равномерно распределены по N_F суммарным поддиапазонам. Для этой схемы передачи пилот-сигнала будет доступно меньшее количество поддиапазонов для передачи данных.

Фиг. 5 показывает схему 500 смещенной передачи пилот-сигнала, которая может использоваться для увеличения эффективного количества поддиапазонов пилот-сигнала без увеличения служебной информации пилот-сигнала. Для схемы 500 N_P=N_cp поддиапазонов пилот-сигнала используются для каждого периода OFDM символа. Однако N_cp поддиапазонов пилот-сигнала для нечетных периодов OFDM символа смещены или сдвинуты от N_cp поддиапазонов пилот-сигнала для четных периодов OFDM символа на N_F/2N_cp поддиапазонов. Схема 500 использует два разных набора N_cp поддиапазонов пилот-сигнала, которые соответствуют коэффициенту повторения, равному двум. Эффективное количество поддиапазонов пилот-сигнала равно, таким образом, N_Peff=2N_P=2N_cp. Чтобы упростить вычисление, N_cp поддиапазонов пилот-сигнала для каждого OFDM символа могут равномерно распределяться по N_F суммарным поддиапазонам.

Фиг.6 показывает процесс 600 для вывода полной оценки импульсной характеристики канала длины N_Peff=2N_cp для беспроводного канала, базирующийся на схеме 500 передачи пилот-сигнала. Начальная оценка _p0 частотной характеристики получается, базируясь на принятых символах пилот-сигнала для первого набора N_cp поддиапазонов пилот-сигнала, используемых в периоде n OFDM символа, как показано в уравнении (6) (этап 612). Начальная оценка _p1 частотной характеристики также получается, базируясь на принятых символах пилот-сигнала для второго набора N_cp поддиапазонов пилот-сигнала, используемых в периоде n+1 OFDM символа (этап 614). N_cp-точечное IFFT выполняется над _p0 для получения оценки ₀ импульсной характеристики канала с N_cp ответвлениями (этап 616). N_cp-точечное IFFT также выполняется над _p1 для получения другой оценки ₁ импульсной характеристики канала с N_cp ответвлениями (этап 618). Для схемы 500 с повторением, равным двум, вектор ₀ повторяется для получения вектора ₀ длины N_Peff=2N_cp (этап 620). Вектор ₁ также повторяется, но дополнительно регулируется по фазе для получения вектора ₁ длины N_Peff (также этап 620). Векторы ₀ и ₁ затем комбинируются (например, фильтрацией) для получения полной оценки импульсной характеристики канала с N_Peff ответвлениями (этап 622). Вектор может дополнительно обрабатываться (например, для подавления шума) и заполняться нулями для получения вектора длины N_F (этап 624). N_F-точечное FFT затем выполняется над вектором для получения конечной оценки частотной характеристики для N_F поддиапазонов, как показано в уравнении (8) (этап 626).

Фиг.6 показывает вариант осуществления, в силу которого оценки канала для двух наборов поддиапазонов пилот-сигнала комбинируются во временной области. Это достигается посредством (1) вывода начальной оценки импульсной характеристики канала для начальной оценки частотной характеристики для каждого набора поддиапазонов пилот-сигнала (этапы 616 и 618) и (2) комбинирования начальных оценок импульсной характеристики канала для двух наборов поддиапазонов пилот-сигнала для получения полной оценки импульсной характеристики канала (этап 622). Начальные оценки частотной характеристики канала для двух наборов поддиапазонов пилот-сигнала также могут комбинироваться в частотной области для получения промежуточной оценки частотной характеристики, которая затем может использоваться для вывода полной оценки импульсной характеристики канала.

Фиг.7 показывает вывод полной оценки импульсной характеристики канала с N_Peff=2N_cp ответвлениями, базирующийся на схеме 500 смещенной передачи пилот-сигнала. Вектор ₀ представляет оценку импульсной характеристики канала с N_cp ответвлениями и включает в себя (1) характеристику 712 для главного канала и (2) характеристику 714 для канала избытка циклического перехода, который обусловлен недостаточной дискретизацией в частотной области с N_cp поддиапазонами пилот-сигнала. Вектор ₀ повторяется для получения вектора ₀=[₀₀]^T. Вектор ₁ аналогично включает в себя характеристику 722 для главного канала и характеристику 724 для канала избытка циклического перехода. Вектор ₁ также повторяется, причем повторяемый экземпляр инвертируется для получения вектора ₁=[₁ -₁]^T. Вектор может быть получен посредством сложения векторов ₀ и ₁, как показано на фиг.7. Вектор также может быть получен посредством фильтрации векторов ₀ и ₁, как описано ниже.

Вектор представляет полную оценку импульсной характеристики канала с N_Peff=2·N_cp ответвлениями и включает в себя (1) характеристику 732 для главного канала, (2) характеристику 734 для неотмененной части канала избытка циклического перехода, (3) характеристику 736 для канала избытка и (4) характеристику 738 для неотмененной части главного канала. Характеристики 734 и 738 могут проистекать вследствие различных факторов, таких как, например, изменения в беспроводном канале между временами, в которые векторы ₀ и ₁ получены.

Как показано на фиг.7, полная импульсная характеристика канала (с N_Peff ответвлениями) беспроводного канала может быть оценен, базируясь на двух принятых OFDM символах, каждый содержит N_cp поддиапазонов пилот-сигнала. Если беспроводной канал является относительно статическим над этими двумя OFDM символами, то характеристики 734 и 738 могут быть маленькими и вектор является точной полной оценкой импульсной характеристики беспроводного канала.

Полная оценка импульсной характеристики канала может использоваться различными способами для получения конечной оценки частотной характеристики. Для использования могут выбираться все или некоторые из ответвлений в , и ноль или более ответвлений могут быть установлены на ноль (т.е. обнулены) для подавления шума. Несколько схем выбора ответвлений описываются ниже.

Фиг.8A показывает импульсную характеристику 810 для оцененного канала для первой схемы выбора ответвлений. Для этой схемы используются первые N_cp ответвлений (для главного канала) полной оценки импульсной характеристики канала, и последние N_Peff-N_cp ответвлений (для канала избытка) установлены на ноль (т.е. усечены). Оцененная импульсная характеристика 810 канала, таким образом, испытывает эффект усечения, так как характеристика канала избытка была обнулена. Однако импульсная характеристика 810 не испытывает эффекта циклического перехода. Ошибка оценивания канала для этой схемы выбора ответвлений определяется каналом избытка и может быть выражена как:

Мощность шума ошибки оценивания канала для этой схемы имеет порядок энергии канала избытка и равна приблизительно половине мощности шума для критически дискретизированного случая, показанного в уравнении (11). Для первой схемы выбора ответвлений эффект усечения представляет минимальный уровень шума для SNR, но эффект циклического перехода не присутствует и не оказывает влияния на минимальный уровень шума. Таким образом, минимальный уровень шума для первой схемы выбора ответвлений ниже, чем минимальный уровень шума для критически дискретизированного случая.

Первая схема выбора ответвлений также предоставляет "усиление передискретизации", которое является уменьшением в шуме, возникающем из-за обнуления некоторых из ответвлений. Так как последние N_Peff-N_cp ответвлений устанавливаются на ноль, они не вводят какой-либо шум и не ухудшают конечную оценку частотной характеристики. Если N_Peff=2N_cp и последние N_cp ответвлений обнуляются, то шум уменьшается приблизительно на 3 дБ по сравнению с критически дискретизированным случаем.

Фиг.8B показывает импульсную характеристику 820 для оцененного канала для второй схемы выбора ответвлений. Для этой схемы используются все N_Peff ответвлений для полной оценки импульсной характеристики канала. Оцененная импульсная характеристика 820 канала не испытывает эффекта усечения или эффекта циклического перехода, так как характеристика канала избытка надлежащим образом оценивается с достаточным количеством поддиапазонов пилот-сигнала. Как результат, мощность шума ошибки оценивания канала для этой схемы приблизительно ноль, и SNR не наблюдает минимальный уровень шума вследствие этих двух эффектов. Однако, так как используются все N_Peff ответвлений, никакого уменьшения в шуме (т.е. никакого усиления передискретизации) не достигается по сравнению с критически дискретизированным случаем.

Таблица 1 резюмирует эффекты, наблюдаемые для случаев критической дискретизации и передискретизации. "Да" в столбце Усечение показывает, что последние N_Peff-N_cp ответвлений полной оценки импульсной характеристики канала установлены на ноль, и "нет" показывает, что используются все N_Peff ответвлений.

Таблица 1ДискретизацияУсечениеЭффект циклического переходаЭффект усеченияУсиление передискретизацииКритическая дискретизация (N_Peff=N_cp)-ДаДаНетПередискретизация (N_Peff>N_cp)ДаНетДаДаНетНетНетНет

Первая и вторая схемы выбора ответвлений выбирают ответвления детерминистическим способом. Выбор ответвлений также может выполняться другими способами, некоторые из которых описываются ниже.

В третьей схеме выбора ответвлений используется "установление порогов" для выбора ответвлений канала с достаточной энергией и для обнуления ответвлений канала с низкой энергией. Ответвления канала с низкой энергией скорее возникают вследствие шума, нежели энергии сигнала. Может использоваться порог для определения, имеет ли или нет заданное ответвление канала достаточную энергию и должно ли быть сохранено. Порог может вычисляться, базируясь на различных факторах и различными способами. Порог может быть относительным значением (т.е. зависящим от измеренной характеристики канала) или абсолютным значением (т.е. не зависящим от измеренной характеристики канала). Относительный порог может вычисляться, базируясь на (например, полной или средней) энергии оценки импульсной характеристики канала. Использование относительного порога обеспечивает, что (1) установление порогов не зависит от изменений в принятой энергии, и (2) ответвления канала, которые присутствуют, но имеют низкую энергию сигнала, не обнуляются. Абсолютный порог может вычисляться, базируясь на шуме в приемнике, наименьшей энергии, ожидаемой для принятых символов пилот-сигнала, и так далее. Использование абсолютного порога заставляет ответвления канала удовлетворять некоторому минимальному значению, чтобы быть выбранными для использования. Порог также может вычисляться, базируясь на комбинации факторов, используемых для относительного и абсолютного порогов. Например, порог может вычисляться, базируясь на энергии оценки импульсной характеристики канала, и дополнительно иметь ограничение, чтобы быть равным или быть больше чем некоторое заданное минимальное значение.

Установление порогов может выполняться различными способами. В одной схеме установления порогов установление порогов выполняется после усечения последних N_Peff-N_cp ответвлений и может быть выражено как:

где _i - это i-й элемент/ответвление в ;

|_i|² - это энергия i-го ответвления;

E_th - это порог, используемый для обнуления ответвлений низкой энергии.

Порог может определяться, например, базируясь на энергии N_cp ответвлений для главного канала следующим образом: E_th=α_th·, где - это энергия главного канала (после усечения) и α_th - это коэффициент. Коэффициент α_th может выбираться, базируясь на компромиссе между подавлением шума и удалением сигнала. Более высокое значение для α_th предоставляет большее подавление шума, но также увеличивает вероятность того, что ответвление низкой энергии будет обнуляться. Коэффициент α_th может быть значением внутри диапазона от 0 до 1/N_cp (например, α_th=0,1/N_cp).

В другой схеме установления порогов установление порогов выполняется на всех N_Peff элементах (т.е. без усечения), используя единственный порог, аналогично показанному в уравнении (14). В еще другой схеме установления порогов установление порогов выполняется на всех N_Peff элементах , используя многочисленные пороги. Например, первый порог может использоваться для первых N_cp ответвлений в для главного канала, и второй порог может использоваться для последних N_Peff-N_cp ответвлений в для канала избытка. Второй порог может устанавливаться ниже, чем первый порог. В еще другой схеме установления порогов установление порогов выполняется только на последних N_Peff-N_cp ответвлениях в и не на первых N_cp ответвлениях. Установление порогов может выполняться другими способами, и это находится в рамках объема этого изобретения.

Установление порогов хорошо подходит для беспроводного канала, который является "разреженным", таким как беспроводной канал в макросотовой широковещательной системе. В разреженном беспроводном канале большая часть энергии канала сконцентрирована в небольшом количестве ответвлений. Каждое ответвление соответствует различимому лучу сигнала с разной задержкой распространения. Разреженный канал включает в себя малое количество лучей сигнала, даже хотя разброс задержки (т.е. временная разность) между этими лучами сигнала может быть большим. Ответвления, соответствующие слабым или несуществующим лучам сигнала, могут обнуляться.

Можно показать, что производительность системы может быть значительно улучшена посредством передискретизации с N_Peff>N_cp. Передискретизация в комбинации с усечением последних N_Peff-N_cp ответвлений предоставляет (1) меньший минимальный уровень шума в SNR, так как эффект циклического перехода не присутствует, и (2) уменьшение шума вследствие усиления передискретизации. Передискретизация без усечения удаляет минимальный уровень шума вследствие эффектов циклического перехода и усечения, но не предоставляет усиление передискретизации. Передискретизация в комбинации с установлением порогов (с или без усечения) может предоставлять дополнительное улучшение в некоторых сценариях. Усечение и/или установление порогов может также быть выключено или включено, базируясь на обнаруженном разбросе задержки. Например, если обнаруживается условие избыточного разброса задержки (например, посредством выполнения сопоставления над принятыми элементарными сигналами), то усечение может быть выключено, и установление порогов может быть включено или выключено. В любом случае, передискретизация позволяет приемнику получать полную оценку импульсной характеристики канала, что может предоставлять более точную оценку канала и улучшать производительность системы. В общем, величина улучшения с передискретизацией увеличивается по мере того, как величина энергии в канале избытка возрастает.

Фиг.5 показывает иллюстративную схему смещенной передачи пилот-сигнала с двумя наборами перемежающихся поддиапазонов пилот-сигнала. Различные другие схемы передачи пилот-сигнала также могут использоваться для получения необходимого эффективного количества поддиапазонов пилот-сигнала для передискретизации.

Фиг.9A показывает схему 910 смещенной передачи пилот-сигнала с четырьмя разными наборами поддиапазонов пилот-сигнала. Каждый из четырех наборов включает в себя N_Psb поддиапазонов пилот-сигнала. Чтобы упростить вычисление, N_Psb может выбираться, чтобы быть степенью двух, и N_Psb поддиапазонов пилот-сигнала в каждом наборе могут быть равномерно распределены по N_F суммарным поддиапазонам, так что последовательные поддиапазоны пилот-сигнала в каждом наборе отделены посредством N_F/N_Psb поддиапазонов. Например, N_Psb может равняться N_cp, N_cp/2 и так далее. Поддиапазоны пилот-сигнала в упомянутых четырех наборах также перемежаются в гребенчатой структуре, как показано на фиг.9A. Четыре набора поддиапазонов пилот-сигнала используются в четырех периодах OFDM символа, например, в порядке, показанном на фиг. 9A, или в другом порядке.

Принятые символы пилот-сигнала для четырех наборов поддиапазонов пилот-сигнала могут использоваться различными способами для оценивания канала. Оценка импульсной характеристики канала длины N_Psb, 2N_Psb или 4N_Psb может быть получена, базируясь на принятых символах пилот-сигнала для этих четырех наборов поддиапазонов пилот-сигнала. Оценка импульсной характеристики канала длины N_Peff=2N_Psb может быть получена посредством (1) выполнения N_Psb-точечного IFFT над N_Psb принятыми символами пилот-сигнала для каждого периода OFDM символа для получения оценки импульсной характеристики длины N_Psb, (2) повторения оценки импульсной характеристики один раз и регулировки фазы каждого экземпляра согласно необходимости для получения вектора и (3) обновления полной оценки импульсной характеристики канала с помощью вектора . Оценка импульсной характеристики канала длины N_Peff=4N_Psb может быть получена посредством (1) выполнения N_Psb-точечного IFFT над N_Psb принятыми символами пилот-сигнала для каждого периода OFDM символа для получения оценки импульсной характеристики, (2) повторения оценки импульсной характеристики три раза и регулировки фаз каждого экземпляра согласно необходимости для получения вектора и (3) обновления полной оценки импульсной характеристики канала с помощью вектора . Регулировка фазы зависит от количества наборов поддиапазонов пилот-сигнала и поддиапазонов пилот-сигнала в каждом наборе.

Фиг.9B показывает схему 920 смещенной передачи пилот-сигнала с тремя разными наборами поддиапазонов пилот-сигнала. Первый набор включает в себя 2N_Psb поддиапазонов пилот-сигнала, и второй и третий наборы каждый включают в себя N_Psb поддиапазонов пилот-сигнала. Чтобы упростить вычисление, N_Psb может выбираться степенью двух, и N_Psb или 2N_Psb поддиапазонов пилот-сигнала в каждом наборе могут быть равномерно распределены по N_F суммарным поддиапазонам. Поддиапазоны пилот-сигнала в этих трех наборах также перемежаются в гребенчатой структуре, как показано на фиг.9B. Три набора поддиапазонов пилот-сигнала могут использоваться в трех периодах OFDM символа, например, в порядке, показанном на фиг.9B, или в другом порядке.

В общем, схема смещенной передачи пилот-сигнала использует разные наборы поддиапазонов пилот-сигнала для разных периодов OFDM символа, и эффективное количество поддиапазонов пилот-сигнала равно количеству разных поддиапазонов, используемых для передачи пилот-сигнала. Может использоваться любое количество наборов поддиапазонов пилот-сигнала (или повторений). Большее количество повторений, в общем, соответствует большему эффективному количеству поддиапазонов пилот-сигнала и также более длительной задержке оценивания канала. Более того, любое количество поддиапазонов пилот-сигнала может использоваться для каждого набора, и наборы могут включать в себя одни и те же или разные количества поддиапазонов. Может быть предпочтительным совершать цикл и передавать символы пилот-сигнала по такому большому количеству N_F суммарных поддиапазонов, насколько возможно. Однако только малое количество (например, N_cp) поддиапазонов используются в каждом периоде OFDM символа, чтобы уменьшить служебную информацию пилот-сигнала.

Фиг.10 показывает процесс 1000 для выполнения оценивания канала для заданной схемы смещенной передачи пилот-сигнала. Сначала, группа принятых символов пилот-сигнала получается для набора поддиапазонов пилот-сигнала, используемых для передачи пилот-сигнала в текущем периоде n OFDM символа (этап 1012). Начальная оценка _p(n) частотной характеристики выводится для этих поддиапазонов пилот-сигнала, базируясь на принятых символах пилот-сигнала (этап 1014). Начальная оценка (n) импульсной характеристики канала затем выводится, базируясь на (например, посредством выполнения IFFT) начальной оценке _p(n) частотной характеристики (этап 1016). Начальная оценка (n) импульсной характеристики канала повторяется один раз или возможно более раз (этап 1018). Каждый экземпляр (n) подходящим образом регулируется, например, по фазе, базируясь на конкретных поддиапазонах пилот-сигнала, используемых в текущем периоде n OFDM символа (также этап 1018). Вывод этапа 1018 является расширенной оценкой (n) импульсной характеристики канала с большим количеством ответвлений, чем (n).

Полная оценка (n) импульсной характеристики канала для текущего периода n OFDM символа затем обновляется, базируясь на (n) (этап 1020). Обновление (n) может выполняться различными способами, зависящими от (1) схемы смещенной передачи пилот-сигнала, выбранной для использования, (2) выполняется ли или нет фильтрация, и (3) возможно других факторов. Например, если фильтрация не выполняется и используется схема 500 передачи пилот-сигнала, показанная на фиг.5, то (n) может быть установлен на (n) для периода OFDM символа с нечетным номером и вычисляться как (n)=[(n-1)+(n)]/2 для периода OFDM символа с четным номером. Фильтрация (n) для получения (n) описывается ниже. Полная оценка (n) импульсной характеристики канала может дополнительно обрабатываться (например, может выполняться усечение, установление порогов и так далее) и заполняться нулями для получения вектора (n) длины N_F (этап 1022). Конечная оценка (n) частотной характеристики для текущего периода n OFDM символа затем выводится, базируясь на оценке (n) импульсной характеристики канала (этап 1024). Этапы 1012 по 1024 могут выполняться для каждого периода OFDM символа или всякий раз, когда принимаются символы пилот-сигнала.

Как отмечено выше, полная оценка (n) импульсной характеристики канала может быть получена посредством фильтрации (n). Например, (n) может быть получена с помощью FIR фильтра следующим образом:

где _i - это вектор с N_Peff коэффициентами для ответвления i FIR фильтра; и

L₁ и L₂ - это временные пределы FIR фильтра.

Для каузального FIR фильтра L₁=0, L₂≥1, и фильтрованная оценка (n) частотной характеристики является взвешенной суммой расширенных оценок (n) импульсной характеристики канала для L₂ предыдущих и текущего периодов OFDM символа. Для некаузального FIR фильтра, L₁≥1, L₂≥1 и фильтрованная оценка (n) частотной характеристики является взвешенной суммой расширенных оценок (n) импульсной характеристики канала для L₂ предыдущих, текущего и L₁ будущих периодов OFDM символа. Буферизация L₁ принятых OFDM символов нужна для реализации некаузального FIR фильтра.

Коэффициенты для FIR фильтра могут выбираться различными способами. L₁+L₂+1 векторов _i для L₁+L₂+1 ответвлений FIR фильтра выбираются для получения требуемых характеристик фильтрации (например, полосы пропускания фильтра и спада). N_Peff коэффициентов для каждого вектора _i также могут выбираться различными способами. В одном варианте осуществления все N_Peff коэффициентов в векторе _i для каждого ответвления FIR фильтра устанавливаются на одно и то же значение. В другом варианте осуществления первые N_cp коэффициентов (для главного канала) в векторе _i для каждого ответвления FIR фильтра устанавливаются на одно значение, и оставшиеся N_Peff-N_cp коэффициентов устанавливаются на другое значение. В общем, могут использоваться равные или разные веса для N_Peff коэффициентов в каждом векторе _i.

Полная оценка (n) импульсной характеристики канала также может быть получена с помощью IIR фильтра следующим образом:

где α_t - это константа времени для фильтрации. Константа α_t времени может выбираться, базируясь на характеристиках (например, времени когерентности) беспроводного канала.

Начальная оценка _p(n) частотной характеристики и/или конечная оценка (n) частотной характеристики также может фильтроваться для получения более высокого качества.

Конечная оценка (n) частотной характеристики может использоваться для обнаружения, чтобы восстанавливать переданные символы данных. Принятый символ для каждого поддиапазона может быть выражен как:

где S(k) - это переданный символ для поддиапазона k;

(k) - это оценка усиления канала для поддиапазона k;

N(k) - это шум, наблюдаемый для поддиапазона k; и

Y(k) - это принятый символ для поддиапазона k.

Обнаружение может выполняться следующим образом:

где (k) - это обнаруженный символ в поддиапазоне k;

N'(k) - это подвергшийся последующей обработке шум в поддиапазоне k; и

K_d - это набор поддиапазонов, используемых для передачи данных (т.е. поддиапазонов данных).

Операция в уравнении (18) обычно упоминается как уравнивание (коррекция) и обычно используется для некодированной системы. Альтернативно, обнаружение может выполняться как:

где "*" обозначает комплексное сопряжение. Операция в уравнении (19) обычно указывается как согласованная фильтрация и обычно используется для кодированной системы.

Фиг.11 показывает блок-схему точки 1100 доступа и терминала 1150 в системе OFDM. По нисходящей линии связи, в точке 1100 доступа, процессор 1110 передаваемых (TX) данных принимает, форматирует, кодирует, перемежает и модулирует (т.е. отображает в символы) данные трафика и предоставляет символы модуляции (или просто, "символы данных"). OFDM модулятор 1120 принимает символы данных и символы пилот-сигнала, выполняет OFDM модуляцию, как описано для фиг. 1, и предоставляет поток OFDM символов. Символы пилот-сигнала передаются способом, таким, что эффективное количество поддиапазонов пилот-сигнала больше чем длина циклического префикса (т.е. N_Peff>N_cp) для достижения передискретизации. Модуль 1122 передатчика (TMTR) принимает и преобразует поток OFDM символов в один или более аналоговых сигналов, обрабатывает (например, усиливает, фильтрует и преобразует с повышением частоты) эти аналоговые сигналы для генерирования сигнала нисходящей линии связи и передает сигнал через антенну 1124 терминалам.

В терминале 1150 антенна 1152 принимает сигнал нисходящей линии связи и предоставляет принятый сигнал модулю 1154 приемника (RCVR). Модуль 1154 приемника обрабатывает (например, фильтрует, усиливает и преобразует с понижением частоты) принятый сигнал, оцифровывает обработанный сигнал и предоставляет принятые элементарные сигналы OFDM демодулятору 1156.

Фиг.12 показывает вариант осуществления OFDM демодулятора 1156. Модуль 1212 удаления циклического префикса удаляет циклический префикс, добавленный к каждому OFDM символу. FFT модуль 1214 затем преобразует каждый принятый преобразованный символ в частотную область, используя N_F-точечное FFT, и получает N_F принятых символов для N_F поддиапазонов. FFT модуль 1214 предоставляет принятые символы пилот-сигнала процессору 1170 и принятые символы данных детектору 1216. Детектор 1216 дополнительно принимает оценку частотной характеристики для нисходящей линии связи от процессора 1170, выполняет обнаружение над принятыми символами данных для получения обнаруженных символов (которые являются оценками переданных символов данных) и предоставляет обнаруженные символы процессору 1158 RX данных.

Процессор 1170 включает в себя модуль 1220 оценивания канала, который получает принятые символы пилот-сигнала и выполняет оценивание канала, как описано выше. Внутри модуля 1220 оценивания канала детектор 1222 пилот-сигнала удаляет модуляцию принятых символов пилот-сигнала и может выполнять экстраполяцию и/или интерполяцию согласно необходимости для получения начальной оценки _p,dn частотной характеристики с оценками усиления канала для N_dn равномерно распределенных поддиапазонов в каждом периоде OFDM символа. IFFT модуль 1224 выполняет IFFT над начальной оценкой частотной характеристики для получения оценки импульсной характеристики канала с N_dn ответвлениями. Модуль 1226 повторения повторяет оценку импульсной характеристики канала столько раз, сколько необходимо и дополнительно регулирует фазу каждого экземпляра, если нужно. Модуль комбинирования/фильтр 1228 затем либо комбинирует, либо фильтрует вывод модуля 1226 и предоставляет полную оценку импульсной характеристики канала. Модуль 1230 установления порогов и заполнения нулями выполняет установление порогов (если включено) и заполнение нулями для получения вектора с N_F ответвлениями. FFT модуль 1232 затем выполняет FFT над вектором для получения конечной оценки частотной характеристики для N_F поддиапазонов для нисходящей линии связи.

Ссылаясь обратно на фиг. 11, процессор 1158 RX данных демодулирует (т.е. осуществляет обратное отображение символов), устраняет перемежение и декодирует обнаруженные символы для восстановления переданных данных трафика. Обработка OFDM демодулятором 1156 и процессором 1158 RX данных является дополнительной к обработке OFDM модулятором 1120 и процессором 1110 TX данных соответственно в точке 1100 доступа.

В восходящей линии связи процессор 1182 TX данных обрабатывает данные трафика и предоставляет символы данных. OFDM модулятор 1184 принимает и мультиплексирует символы данных с символами пилот-сигнала, выполняет OFDM модуляцию и предоставляет поток OFDM символов. Символы пилот-сигнала могут передаваться по N_up поддиапазонам, которые были назначены терминалу 1150 для передачи пилот-сигнала. Количество поддиапазонов пилот-сигнала (N_up) для восходящей линии связи может быть таким же или отличаться от количества поддиапазонов пилот-сигнала (N_dn) для нисходящей линии связи. Более того, такие же или разные (например, со смещением) схемы передачи пилот-сигнала могут использоваться для нисходящей линии связи и восходящей линии связи. Модуль 1186 передатчика затем принимает и обрабатывает поток OFDM символов для генерирования сигнала восходящей линии связи, который передается через антенну 1152 точке доступа.

В точке 1100 доступа сигнал восходящей линии связи от терминала 1150 принимается антенной 1124 и обрабатывается модулем 1142 приемника для получения принятых элементарных сигналов. OFDM демодулятор 1144 затем обрабатывает принятые элементарные сигналы и предоставляет принятые символы пилот-сигнала и обнаруженные символы для восходящей линии связи. Процессор 1146 RX данных обрабатывает обнаруженные символы для восстановления данных трафика, переданных терминалом 1150.

Процессор 1130 выполняет оценивание канала для каждого терминала, передающего по восходящей линии связи, как описано выше. Многочисленные терминалы могут передавать пилот-сигналы параллельно по восходящей линии связи на их назначенных поддиапазонах пилот-сигнала. Чтобы уменьшить помехи, каждый поддиапазон может использоваться для передачи пилот-сигнала или данных только одним терминалом в заданный период OFDM символа. Процессор 1130 может реализовать модуль 1220 оценивания канала, показанный на фиг. 12. Для каждого терминала m процессор 1130 получает начальную оценку _m частотной характеристики для восходящей линии связи для терминала, базируясь на символах пилот-сигнала, принятых от терминала, выводит оценку импульсной характеристики канала для терминала, базируясь на _m, и выводит конечную оценку частотной характеристики для терминала, базируясь на . Оценка частотной характеристики для каждого терминала предоставляется OFDM демодулятору 1144 и используется для обнаружения для этого терминала.

Процессоры 1130 и 1170 управляют работой в точке 1100 доступа и терминале 1150 соответственно. Запоминающие устройства 1132 и 1172 хранят программные коды и данные, используемые процессорами 1130 и 1170 соответственно. Процессоры 1130 и 1170 также выполняют оценивание канала, как описано выше.

Для ясности, технологии передачи пилот-сигнала и оценивания канала были описаны для системы OFDM. Эти технологии могут использоваться для других технологий модуляции с несколькими несущими, таких как дискретные многочастотные сигналы (DMT).

Технологии передачи пилот-сигнала и оценивания канала, здесь описанные, могут реализоваться различными средствами. Например, эти технологии могут реализоваться в аппаратном обеспечении, программном обеспечении или комбинации этого. Для аппаратной реализации обрабатывающие устройства, используемые для оценивания канала, могут реализоваться внутри одной или более специализированных интегральных схем (ASIC), цифровых сигнальных процессоров (DSP), устройств цифровой обработки сигналов (DSPD), программируемых логических устройств (PLD), программируемых пользователем вентильных матриц (FPGA), процессоров, контроллеров, микроконтроллеров, микропроцессоров, других электронных модулей, разработанных для выполнения функций, здесь описанных, или комбинации перечисленного.

Для программной реализации технологии передачи пилот-сигнала и оценивания канала могут реализоваться с помощью модулей (например, процедур, функций и так далее), которые выполняют функции, здесь описанные. Программные коды могут храниться в запоминающем устройстве (например, запоминающих устройствах 1132 и 1172 на фиг. 11) и исполняться процессором (например, процессорами 1130 и 1170). Запоминающее устройство может реализоваться внутри процессора или вне процессора, в этом случае оно может быть соединено для передачи данных с процессором посредством различных средств, как известно в данной области техники.

Предыдущее описание раскрытых вариантов осуществления предоставляется, чтобы сделать возможным для любого специалиста в данной области техники сделать или использовать настоящее изобретение. Различные модификации этих вариантов осуществления должны быть легко понятны специалистам в данной области техники, и общие принципы, здесь определенные, могут применяться к другим вариантам осуществления без отхода от сущности или объема этого изобретения. Таким образом, не предполагается, что настоящее изобретение ограничено вариантами осуществления, здесь показанными, но ему должен быть предоставлен наибольший объем, совместимый с принципами и новыми признаками, здесь раскрытыми.

Изобретение относится к передачи пилот-сигнала и оцениванию канала для системы OFDM с избыточным разбросом задержки. Достигаемый технический результат - ослабление вредных эффектов избыточного разброса задержки. Используется большое количество поддиапазонов пилот-сигнала в каждом периоде символа. Получают первую и вторую группы принятых символов пилот-сигнала для первого и второго наборов поддиапазонов пилот-сигнала и используют их для выведения первой и второй оценок частотной характеристики. Первая и вторая оценки импульсной характеристики выводятся, базируясь на первой и второй оценках частотной характеристики, соответственно, и используются для вывода третьей оценки импульсной характеристики, имеющей больше отводов (составляющих), чем количество поддиапазонов пилот-сигнала в каждом наборе. 5 н. и 46 з.п. ф-лы, 12 ил., 1 табл.

1. Способ оценивания частотной характеристики беспроводного канала в системе беспроводной связи, содержащий получение, по меньшей мере, двух групп принятых символов пилот-сигнала для, по меньшей мере, двух наборов поддиапазонов пилот-сигнала, по одной группе принятых символов пилот-сигнала для каждого набора поддиапазонов пилот-сигнала, причем каждый из упомянутых, по меньшей мере, двух наборов поддиапазонов пилот-сигнала используется для передачи пилот-сигнала в разном периоде символа; получение, по меньшей мере, двух начальных оценок частотной характеристики, базирующееся на упомянутых, по меньшей мере, двух группах принятых символов пилот-сигнала, по одной начальной оценке частотной характеристики для каждой группы принятых символов пилот-сигнала; вывод полной оценки импульсной характеристики канала, базирующийся на упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценках частотной характеристики, причем полная оценка импульсной характеристики канала содержит больше отводов, чем количество поддиапазонов пилот-сигнала в каждом из упомянутых, по меньшей мере, двух наборов поддиапазонов пилот-сигнала; и вывод полной оценки частотной характеристики для беспроводного канала, базирующийся на полной оценке импульсной характеристики канала.2. Способ по п.1, в котором вывод полной оценки импульсной характеристики канала, базирующийся на упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценках частотной характеристики, включает в себя вывод, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала, базирующийся на упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценках частотной характеристики, по одной начальной оценке импульсной характеристики для каждой начальной оценки частотной характеристики, и вывод полной оценки импульсной характеристики канала, базирующийся на упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценках импульсной характеристики канала.3. Способ по п.1, в котором вывод полной оценки импульсной характеристики канала, базирующийся на упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценках частотной характеристики, включает в себя вывод промежуточной оценки частотной характеристики, базирующийся на упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценках частотной характеристики, и вывод полной оценки импульсной характеристики канала, базирующийся на промежуточной оценке частотной характеристики.4. Способ по п.1, в котором полная оценка импульсной характеристики канала содержит N_T отводов, где N_T является длиной полной оценки импульсной характеристики канала и равняется суммарному количеству поддиапазонов пилот-сигнала в упомянутых, по меньшей мере, двух наборах поддиапазонов пилот-сигнала.5. Способ по п.1, в котором поддиапазоны пилот-сигнала из каждого набора равномерно распределены по всем N_F поддиапазонам и смещены от поддиапазонов пилот-сигнала из остальных наборов из числа упомянутых, по меньшей мере, двух наборов поддиапазонов пилот-сигнала, где N_F является целым числом, большим чем единица.6. Способ по п.1, в котором принятые символы пилот-сигнала получаются на первом наборе поддиапазонов пилот-сигнала в нечетно нумерованных периодах символа, и принятые символы пилот-сигнала получаются на втором наборе поддиапазонов пилот-сигнала в четно нумерованных периодах символа.7. Способ по п.1, в котором упомянутые, по меньшей мере, два набора поддиапазонов пилот-сигнала включают в себя равное количество поддиапазонов пилот-сигнала.8. Способ по п.1, в котором упомянутые, по меньшей мере, два набора поддиапазонов пилот-сигнала включают в себя разные количества поддиапазонов пилот-сигнала.9. Способ по п.2, в котором вывод полной оценки импульсной характеристики канала дополнительно включает в себя повторение каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала, по меньшей мере, один раз для получения, по меньшей мере, двух экземпляров начальной оценки импульсной характеристики канала,

формирование расширенной оценки импульсной характеристики канала для каждой начальной оценки импульсной характеристики канала, базирующееся на упомянутых, по меньшей мере, двух экземплярах начальной оценки импульсной характеристики канала, и

вывод полной оценки импульсной характеристики канала, базирующийся на, по меньшей мере, двух расширенных оценках импульсной характеристики канала для упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала.

установку каждого из N_T отводов на ноль, если его энергия меньше, чем некоторый порог.

повторения каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала, по меньшей мере, один раз для получения, по меньшей мере, двух экземпляров начальной оценки импульсной характеристики канала, формирования расширенной оценки импульсной характеристики канала для каждой начальной оценки импульсной характеристики канала на основании упомянутых, по меньшей мере, двух экземпляров начальной оценки импульсной характеристики канала, и получения полной оценки импульсной характеристики канала на основании, по меньшей мере, двух расширенных оценок импульсной характеристики канала для упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала.

повторения каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала, по меньшей мере, один раз для получения, по меньшей мере, двух экземпляров начальной оценки импульсной характеристики канала,

формирования расширенной оценки импульсной характеристики канала для каждой начальной оценки импульсной характеристики канала на основе упомянутых, по меньшей мере, двух экземпляров начальной оценки импульсной характеристики канала и

вывода полной оценки импульсной характеристики канала на основе, по меньшей мере, двух расширенных оценок импульсной характеристики канала для упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала.

масштабирования каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух расширенных оценок импульсной характеристики канала с помощью соответствующего набора коэффициентов для получения соответствующей масштабированной оценки импульсной характеристики канала, где, по меньшей мере, две масштабированные оценки импульсной характеристики канала получаются для упомянутых, по меньшей мере, двух расширенных оценок импульсной характеристики канала с помощью, по меньшей мере, двух наборов коэффициентов, и комбинирования упомянутых, по меньшей мере, двух масштабированных оценок импульсной характеристики канала для получения полной оценки импульсной характеристики канала.

установки выбранных отводов из N_T отводов полной оценки импульсной характеристики канала на ноль, где N_T является длиной полной оценки импульсной характеристики канала и является целым числом большим, чем единица.

вывода полной оценки импульсной характеристики канала на основе, по меньшей мере, двух расширенных оценок импульсной характеристики канала для упомянутых, по меньшей мере, двух начальных оценок импульсной характеристики канала.

масштабирования каждой из упомянутых, по меньшей мере, двух расширенных оценок импульсной характеристики канала с помощью соответствующего набора коэффициентов для получения соответствующей масштабированной оценки импульсной характеристики канала, где, по меньшей мере, две масштабированные оценки импульсной характеристики канала получаются для упомянутых, по меньшей мере, двух расширенных оценок импульсной характеристики канала с помощью, по меньшей мере, двух наборов коэффициентов, и комбинирования упомянутых, по меньшей мере, двух масштабированных оценок импульсной характеристики канала для получения полной оценки импульсной характеристики канала.

установки выбранных отводов из N_T отводов полной оценки импульсной характеристики канала на ноль, где N_T является длиной полной оценки импульсной характеристики канала и является целым числом большим, чем единица.