СПОСОБ ОБНАРУЖЕНИЯ ТЕРПЯЩИХ БЕДСТВИЕ Российский патент 2011 года по МПК G01S7/292 

Предлагаемый способ относится к радиолокационной технике и может найти применение в горноспасательных работах для дистанционного обнаружения жертв аварий, поиска заблудившихся и потерявшихся в лесу, терпящих бедствие в морских условиях рыбаков, особенно в условиях плохой видимости, для поиска туристов, геологов, а также для дистанционного обнаружения пострадавших при чрезвычайных и иных обстоятельствах (несчастные случаи, боевые действия, катастрофы, стихийные бедствия, природные катаклизмы и т.п.).

Известны способы обнаружения терпящих бедствие (авт. свид. СССР №№988655, 1348256, 1505840, 1588840, 1615054, 1664653, 1832237; патенты РФ №№2000995, 2009956, 2038259, 2043259, 2051956, 2206902, 2346290; патенты США №№3621501, 4646090, 4889511; патент Великобритании №1145051; патент ФРГ №2555505 и др.).

Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является «Способ обнаружения терпящих бедствие» (патент РФ №2346290, G01S 7/292, 2007), который и выбран в качестве прототипа.

Известный способ реализуется приемоответчиком и сканирующим устройством, состоящим из передатчика и приемника. Принцип действия приемоответчика основан на акустической обработке сложных сигналов с фазовой манипуляцией с помощью встречно-штыревого преобразователя поверхностных акустических волн (ПАВ).

Приемник сканирующего устройства содержит пять приемных антенн, которые располагаются в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают приемную антенну измерительного канала, общую для четырех пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, по два на каждую плоскость.

Однако известный способ обеспечивает определение только угловых координат α и β приемоответчика и не позволяет определить его местоположение.

Кроме того, в известном способе для выделения идентификационного номера запеленгованного приемоответчика используют синхронное детектирование принимаемого ФМн-сигнала на промежуточной частоте ω_пр. При этом опорное напряжение, необходимое для синхронного детектирования ФМн-сигнала, выделяют непосредственно из самого принимаемого ФМн-сигнала. Для этого фазу принимаемого ФМн-сигнала на промежуточной частоте умножают и делят на два, устраняя тем самым фазовую манипуляцию. Начальная фаза полученного таким образом опорного напряжения может иметь два значения: φ_прφ_пр+180°, что приводит к возникновению явления «обратной работы» и снижению достоверности выделения идентификационного номера запеленгованного приемоответчика. Это легко можно показать аналитически.

Если в гармоническом напряжении u₈(t) добавить фазовый угол 2π, что не изменяет исходного гармонического напряжения

u₈(t)=U_пр·cos[2(ω_пр±Δω)t+2φ_пр+2π],

то на выходе делителя фазы на два образуется следующее гармоническое напряжение

u₉(t)=U_пр·cos[(ω_пр±Δω)t+φ_пр+π],

которое выделяется узкополосным фильтром, используется в качестве опорного напряжения и подается на второй (опорный) вход фазового детектора.

Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей способа путем определения местоположения приемоответчика и повышение достоверности выделения идентификационного номера приемоответчика путем устранения явления «обратной работы».

Поставленная задача решается тем, что способ обнаружения терпящих бедствие, заключающийся, в соответствии с ближайшим аналогом, в излучении сигнала, приеме переизлученного приемоответчиком, размещенным на терпящем бедствие, сигнала в заданной полосе приема Δf_пр с последующим его обнаружением, при этом в качестве запросного сигнала, излучаемого передатчиком сканирующего устройства, используют широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией, а в качестве приемоответчика используют линию задержки на поверхностных акустических волнах и интегрированную с ней приемопередающую антенну, принимаемый приемником сканирующего устройства, содержащим измерительный и четыре пеленгационных канала, широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте в измерительном канале, умножают его по фазе на два, измеряют ширину спектра преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией и его второй гармоникой, сравнивают их между собой и по результатам сравнения разрешают дальнейшую обработку преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, перемножают его с принимаемыми в четырех пеленгационных каналах широкополосными сигналами с фазовой манипуляцией, выделяют гармонические сигналы на частоте гетеродина, измеряют между ними и напряжением гетеродина фазовые сдвиги

где d₁, d₂, d₃, d₄ - измерительные базы;

λ - длина волны;

α, β - азимут и угол места,

приемные антенны измерительного и пеленгационных каналов размещают в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну измерительного канала, в каждой плоскости формируют две измерительные базы d₁ и d₂, d₃ и d₄, определяют разности разностей фаз:

Δφ_p1=Δφ₂-Δφ₁, Δφ_p2=Δφ₄-Δφ₃,

эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых

d₅=d₂-d₁, d₆=d₄-d₃,

формируют с использованием разности разностей фаз грубые, но однозначные шкалы отсчета углов α и β, соответствующие малым измерительным базам 6.5 и de, определяют сумму разностей фаз:

Δφ_Σ1=Δφ₁-Δφ₂, Δφ_Σ2=Δφ₃-Δφ₄,

эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых

d₇=d₁+d₂, d₈=d₃+d₄,

формируют с использованием суммы разностей фаз точные, но неоднозначные шкалы отсчета углов α и β, соответствующие большим измерительным базам d₇ и d₈, отличается от ближайшего аналога тем, что переизлученный широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией, задержанный на время τ_з и принятый четвертым пеленгационным каналом, перемножают с запросным широкополосным сигналом с фазовой манипуляцией, пропущенным через блок регулируемой задержки, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное корреляционной функции R(τ), поддерживают ее на максимальном значении, изменяют время задержки τ блока регулируемой задержки так, чтобы выполнялось равенство τ=τ_з, что соответствует максимальному значению корреляционной функции R(τ), определяют дальность до приемоответчика, размещенного на терпящем бедствие

,

где C - скорость распространения радиоволн,

регистрируют ее, по измеренным значениям азимута α, угла места β и дальности R определяют местоположение приемоответчика, запросный широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией, пропущенный через блок регулируемой задержки, используют в качестве опорного напряжения для синхронного детектирования переизлученного широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, задержанного на время τ_з/2 и принятого четвертым пеленгационным каналом, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное идентификационному номеру приемоответчика, и регистрируют его.

Структурная схема передатчика и приемника сканирующего устройства представлена на фиг.1. Структурная схема приемоответчика, размещенного на терпящем бедствие, изображена на фиг.2. Взаимное расположение приемных антенн показано на фиг.3.

Передатчик сканирующего устройства содержит последовательно включенные задающий генератор 1, фазовый манипулятор 3, второй вход которого соединен с выходом генератора 2 модулирующего кода, усилитель 4 мощности и передающую антенну 5.

Приемник сканирующего устройства содержит измерительный и четыре пеленгационных канала.

Измерительный канал содержит последовательно включенные приемную антенну 12, усилитель 17 высокой частоты, смеситель 23, второй вход которого соединен с выходом гетеродина 22, усилитель 24 промежуточной частоты, удвоитель 26 фазы, второй анализатор 27 спектра, блок 28 сравнения, второй вход которого через первый анализатор 25 спектра соединен с выходом усилителя 24 промежуточной частоты, и ключ 29, второй вход которого соединен с выходом усилителя 24 промежуточной частоты.

Каждый пеленгационный канал состоит из последовательно включенных приемной антенны 13 (14, 15, 16), усилителя 18 (19, 20, 21) высокой частоты, перемножителя 33 (34, 35, 36), второй вход которого соединен с выходом ключа 29, узкополосного фильтра 37 (38, 39, 40) и фазометра 41 (42, 43, 44), второй вход которого соединен с выходом гетеродина 22. Выходы фазометров 41 и 42 (43 и 44) через вычитатель 45 (46) и сумматор 47 (48) подключены к соответствующим входам блока 49 регистрации.

Сканирующее устройство, кроме того, содержит последовательно подключенные к выходу фазового манипулятора 3 блок 50 регулируемой задержки, перемножитель 31, второй вход которого соединен с выходом усилителя 21 высокой частоты четвертого пеленгационного канала, фильтр 51 нижних частот, экстремальный регулятор 52, блок 50 регулируемой задержки и индикатор 53 дальности, выход которого соединен с пятым входом блока 49 регистрации. Выходы усилителя 21 высокой частоты и блока 50 регулируемой задержки через фазовый детектор 32 подключены к шестому входу блока 49 регистрации.

Приемоответчик представляет собой встречно-штыревой преобразователь поверхностных акустических волн (ПАВ), который содержит две гребенчатые системы электродов 8, шины 9 и 10, которые соединяют электроды каждой из гребенок между собой. Шины, в свою очередь, связаны с микрополосковой антенной 7. Электроды 8, шины 9, 10, отражатели 11 и микрополосковая антенна 7 нанесены на поверхность пьезокристалла 6.

Предлагаемый способ реализуется следующим образом.

Все люди, связанные с определенным риском, снабжаются пассивными приемоответчиками, которые могут быть выполнены в виде брелков, колец или медальонов.

Передатчик сканирующего устройства формирует сигнал запроса. С этой целью задающий генератор 1 формирует высокочастотное колебание

u_c(t)=U_c·cos(ω_сt+φ_c), 0≤t>T_c,

которое поступает на первый вход фазового манипулятора 3, на второй вход которого подается модулирующий код M(t) с выхода генератора 2 модулирующего кода. На выходе фазового манипулятора 3 образуется фазоманипулированный (ФМн) сигнал

u₁(t)=U_c·cos[ω_сt+φ_k1(t)+φ_c), 0≤t>T_c,

где φ_k1(t)={0,π} - манипулированная составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t); который после усиления в усилителе 4 мощности излучается передающей антенной 5 в эфир, улавливается микрополосковой антенной 7 приемоответчика. Затем ФМн-сигнал u₁(t) преобразуется в акустическую волну, которая распространяется по поверхности пьезокристалла 6, отражается от отражателей 11 и опять преобразуется в электромагнитный сигнал с фазовой манипуляцией

u₂(t)=U₂·cos[ω_сt+φ_k1(t)+φ_k2(t)+φ_c], 0≤t>T_c,

где φ_k2(t)={0,π} - манипулированная составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с топологией встречно-штыревого преобразователя, имеет индивидуальный характер и содержит всю необходимую уникальную информацию о владельце приемоответчика, например фамилия, имя, отчество, год рождения и т.п.

Сформированный ФМн-сигнал u₂(t) излучается микрополосковой антенной 7 в эфир и улавливается приемными антеннами 12÷16:

u₃(t)=U₃·cos[(ω_с±Δω)(t-τ_з)+φ_k1(t-τ_з)+φ_k2(t-τ_з/2)+φ₁],

u₄(t)=U₄·cos[(ω_с±Δω)(t-τ_з)+φ_k1(t-τ_з)+φ_k2(t-τ_з/2)+φ₂],

u₅(t)=U₅·cos[(ω_с±Δω)(t-τ_з)+φ_k1(t-τ_з)+φ_k2(t-τ_з/2)+φ₃],

u₆(t)=U₆·cos[(ω_с±Δω)(t-τ_з)+φ_k1(t-τ_з)+φ_k2(t-τ_з/2)+φ₄],

u₇(t)=U₇·cos[(ω_с±Δω)(t-τ_з)+φ_k1(t-τ_з)+φ_k2(t-τ_з/2)+φ₅],

где ±Δω - нестабильность несущей частоты, вызванная различными дестабилизирующими факторами, в том числе и эффектом Доплера;

τ_з - время распространения сигнала от сканирующего устройства до приемоответчика и обратно.

Причем приемные антенны 12÷16 располагаются в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают приемную антенну 12 измерительного канала, общую для приемных антенн четырех пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, по две на каждую плоскость.

Сканирующее устройство может быть установлено на транспортном средстве, вертолете, самолете или космическом аппарате, а также может переноситься спасателем МЧС.

Напряжение u_з(t) с выхода приемной антенны 12 через усилитель 17 высокой частоты поступает на вход смесителя 23, на второй вход которого подается напряжение гетеродина 22

u_г(t)=U_г·cosω_гt+ω_г.

На выходе смесителя 23 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 24 выделяется напряжение промежуточной (разностной) частоты

U_пp(t)=U_пр·cos[(ω_пр±Δω)(t-τ_з)+φ_k1(t-τ_з)+φ_k2(t-τ_з/2)+φ_пр],

где ;

ω_пр=ω_c-ω_г - промежуточная частота;

φ_пр=φ_с-φ_г,

которое поступает на вход удвоителя 26 фазы, на выходе которого образуется гармоническое напряжение

u₈(t)=U_пр·cos[2(ω_пр±Δω)(t-τ_з)+2φ_пр], 0≤t>T_c,

в котором фазовая манипуляция уже отсутствует, так как 2φ_k1(t-τ_з)={0,2π} и 2φ_k2(t-τ_з/2)={0,2π}.

Ширина спектра Δf_c широкополосного ФМн-сигнала определяется длительностью τ_з его элементарных посылок

.

Тогда как ширина спектра его второй гармоники Δf₂ определяется длительностью сигнала T_c

,

где T_c=N·τ_э - длительность сигнала;

τ_э и N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью T_c.

Следовательно, при умножении фазы на два широкополосного ФМн-сигнала его ширина спектра сворачивается в N раз

Это обстоятельство позволяет обнаружить и отселектировать широкополосный ФМн-сигнал среди других сигналов и помех.

Ширина спектра Δf_c широкополосного ФМн-сигнала измеряется с помощью анализатора 25 спектра, а ширина спектра Δf₂ его второй гармоники измеряется с помощью анализатора 27 спектра.

Напряжения U₀ и U₂, пропорциональные Δf_c и Δf₂ соответственно, с выходов анализаторов 25 и 27 спектра поступают на два входа блока 28 сравнения.

Если на два входа блока 28 сравнения поступают приблизительно одинаковые по интенсивности напряжения, то на его выходе напряжение отсутствует. Если на два входа блока 28 сравнения поступают разные по интенсивности напряжения, то на его выходе появляется постоянное напряжение.

Так как U₀>>U₂, то на выходе блока 28 сравнения формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход ключа 29, открывая его. В исходном состоянии ключ 29 всегда закрыт.

Напряжение u_пр(t) с выхода усилителя 24 промежуточной частоты через открытый ключ 29 подается на вторые входы перемножителей 33÷36, на первые входы которых поступают принимаемые ФМн-сигналы u₄(t)÷u₇(t) с выходов усилителей 18÷21 высокой частоты. На выходе перемножителей 33÷36 образуются следующие гармонические колебания:

u₁₀(t)=U₁₀·cos(ω_гt+φ_г+Δφ₁);

u₁₁(t)=U₁₁·cos(ω_гt+φ_г+Δφ₂);

u₁₂(t)=U₁₂·cos(ω_гt+φ_г+Δφ₃);

u₁₃(t)=U₁₃·cos(ω_гt+φ_г+Δφ₄),

где

d₁, d₂, d₃, d₄ - измерительные базы (фиг.3),

α, β - угловые координаты потерпевшего бедствие (азимут и угол места), которые выделяются узкополосными фильтрами 37-40 и поступают на первые входы фазометров 41-44, на вторые входы которых подается напряжение u_г(t) гетеродина 22. Фазометры 41-44 измеряют фазовые сдвиги Δφ₁÷Δφ₄ соответственно.

Однако в ряде случаев, особенно на борту летательного аппарата, при больших диапазонах однозначного измерения углов α и β грубые базы d₁ и d₃ могут быть столь малы, что на них физически невозможно разместить две антенны. В таких случаях возможно образование грубых баз косвенным методом.

Измеренные сдвиги фаз Δφ₁ и Δφ₂, Δφ₃ и Δφ₄ с выходов фазометров 41 и 42, 43 и 44 поступают на два входа вычитателя 45 (46) и сумматора 47 (48).

На выходах вычитателей 45 и 46 формируются разности разностей фаз:

Δφ_p1=Δφ₂-Δφ₁, Δφ_p2=Δφ₄-Δφ₃,

эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых

d₅=d₂-d₁, d₆=d₄-d₃.

Таким образом, выбирая разность фаз d₅ и d₆ достаточно малыми, можно обеспечить формирование грубых, но однозначных шкал отсчетов азимута α и угла места β.

На выходах сумматоров 47 и 48 формируются суммы разностей фаз

Δφ_Σ1=Δφ₁-Δφ₂, Δφ_Σ2=Δφ₃-Δφ₄,

эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых

d₇=d₁+d₂, d₈=d₃+d₄,

Так формируются точные, но неоднозначные шкалы отсчетов азимута α и угла места β.

Между сформированными измерительными базами устанавливаются следующие неравенства:

, .

Напряжение u₇(t) с выхода усилителя 21 высокой частоты одновременно поступает на первый вход перемножителя 31, на второй вход которого подается широкополосный ФМн-сигнал u₁(t) с выхода фазового манипулятора 3 через блок 50 регулируемой задержки. Полученное на выходе перемножителя 31 напряжение пропускается через фильтр 51 нижних частот, на выходе которого формируется корреляционная функция R(τ). Экстремальный регулятор 52, предназначенный для поддержания максимального значения корреляционной функции R(τ) и подключенный к выходу фильтра 51 нижних частот, воздействует на блок 50 регулируемой задержки и поддерживает вводимую им задержку τ равной τ₃ (τ=τ₃), что соответствует максимальному значению R(τ). Индикатор 53 дальности, связанный с блоком 50 регулируемой задержки, позволяет непосредственно считывать измеренное значение дальности до приемоответчика

,

где C - скорость распространения радиоволн.

Следовательно, задача измерения дальности R сводится к измерению временной задержки τ_з ретранслированного ФМн-сигнала относительно запросного (зондирующего). Это осуществляется с помощью коррелятора 30, состоящего из перемножителя 31, блока 50 регулируемой задержки, фильтра 51 нижних частот и экстремального регулятора 52.

Одновременно напряжение

u₇(t)=U₇·cos[(ω_c±Δω)(t-τ_з)+φ_k1(t-τ_з)+φ_k2(t-τ_з/2)+φ₅]

с выхода усилителя 21 высокой частоты поступает на первый (информационный) вход фазового детектора 32, на второй (опорный) вход которого подается напряжение

u₉(t)=U_c·cos[ω_c(t-τ_з)+φ_k1(t-τ₃)+φ_c]

с первого выхода блока 50 регулируемой задержки. В результате синхронного детектирования широкополосного ФМн-сигнала u₇(t) на выходе фазового детектора 32 выделяется низкочастотное напряжение

u_н(t)=U_н·cosφ_k2(t-τ_з/2), 0≤t≤T_c,

где ,

пропорциональное идентификационному номеру приемоответчика, размещенного на терпящем бедствие. Это напряжение фиксируется блоком 49 регистрации.

С точки зрения обнаружения широкополосные ФМн-сигналы обладают высокой энергетической и структурной скрытностью.

Энергетическая скрытность указанных сигналов обусловлена их высокой сжимаемостью во времени или по спектру при оптимальной обработке, что позволяет снизить мгновенную излучаемую мощность. Вследствие этого широкополосный ФМн-сигнал в точке приема может оказаться замаскирован шумами и помехами. Причем энергия широкополосного ФМн-сигнала отнюдь не мала, она просто распределена по частотно-временной области так, что в каждой точке этой области мощность сигнала меньше мощности шумов и помех.

Структурная скрытность широкополосных ФМн-сигналов обусловлена большим разнообразием их форм и значительными диапазонами изменения значений параметров, что затрудняет оптимальную или хотя бы квазиоптимальную обработку широкополосных ФМн-сигналов априорно неизвестной структуры с целью повышения чувствительности приемного устройства.

Широкополосные ФМн-сигналы позволяют применять новый вид селекции - структурную селекцию. Это значит, что появляется новая возможность выделять эти сигналы среди других сигналов и помех, действующих в той же полосе частот и в те же промежутки времени.

Положительным свойством приемоответчиком на ПАВ является отсутствие источников питания и малые габариты.

Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом обеспечивает не только обнаружение терпящих бедствие и их пеленгацию, но и позволяет определять их местоположение. Кроме того, предлагаемый способ позволяет повысить достоверность выделения низкочастотного напряжения, пропорциональное идентификационному номеру приемоответчика, путем устранения явления «обратной работы».

Тем самым функциональные возможности способа расширены.

Предлагаемый способ относится к радиолокационной технике и может найти применение в горно-спасательных работах для дистанционного обнаружения терпящих бедствие. Достигаемый технической результат -расширение функциональных возможностей путем определения местоположения приемоответчика и повышение достоверности выделения идентификационного номера приемоответчика путем устранения явления «обратной работы». Предлагаемый способ реализуется передатчиком и приемником сканирующего устройства, а также - приемоответчиком. Передатчик сканирующего устройства содержит задающий генератор, генератор модулирующего кода, фазовый манипулятор, усилитель мощности и передающую антенну. Приемник сканирующего устройства содержит измерительный и четыре идентичных пеленгационных канала. Кроме того, сканирующее устройство содержит коррелятор, перемножитель, блок регулируемой задержки, фильтр нижних частот, экстремальный регулятор, индикатор дальности и блок регистрации. Приемоответчик содержит микрополосковую антенну, пьезокристалл, электроды, шины, отражатели. Все перечисленные средства определенным образом соединены между собой. 3 ил.

Способ обнаружения терпящих бедствие, заключающийся в излучении сигнала, приеме переизлученного приемоответчиком, размещенным на терпящем бедствие, сигнала в заданной полосе приема Δf_пр с последующим его обнаружением, при этом в качестве запросного сигнала, излучаемого передатчиком сканирующего устройства, используют широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией, а в качестве приемоответчика используют линию задержки на поверхностных акустических волнах и интегрированную с ней приемопередающую антенну, принимаемый приемником сканирующего устройства, содержащим измерительный и четыре пеленгационных канала, широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте в измерительном канале, умножают его по фазе на два, измеряют ширину спектра преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией и его второй гармоникой, сравнивают их между собой и по результатам сравнения разрешают дальнейшую обработку преобразованного по частоте широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, перемножают его с принимаемыми в четырех пеленгационных каналах широкополосными сигналами с фазовой манипуляцией, выделяют гармонические сигналы на частоте гетеродина, измеряют между ними и напряжением гетеродина фазовые сдвиги
,
,
,
,
где d₁, d₂, d₃, d₄ - измерительные базы;
λ - длина волны;
α, β - азимут и угол места, приемные антенны измерительного и пеленгационных каналов размещают в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну измерительного канала, в каждой плоскости формируют две измерительные базы d₁ и d₂, d₃ и d₄, определяют разности разностей фаз:
Δφ_p1=Δφ₂-Δφ₁, Δφ_p2=Δφ₄-Δφ₃,
эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых
d₅=d₂-d₁, d₆=d₄-d₃,
формируют с использованием разности разностей фаз грубые, но однозначные шкалы отсчета углов α и β, соответствующие малым измерительным базам d₅ и d₆, определяют суммы разностей фаз:
Δφ_Σ1=Δφ₁-Δφ₂, Δφ_Σ2=Δφ₃-Δφ₄,
эквивалентные измерению фазовых сдвигов на измерительных базах, длина которых
d₇=d₁+d₂, d₈=d₃+d₄,
формируют с использованием суммы разностей фаз точные, но неоднозначные шкалы отсчета углов α и β, соответствующие большим измерительным базам d₇ и d₈, отличающийся тем, что переизлученный сигнал с фазовой манипуляцией, задержанный на время τ_з и принятый четвертым пеленгационным каналом, перемножают с запросным широкополосным сигналом с фазовой манипуляцией, пропущенным через блок регулируемой задержки, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное корреляционной функции R(τ), поддерживают ее на максимальном значении, изменяют время задержки τ блока регулируемой задержки τ так, чтобы выполнялось равенство τ=τ_з, что соответствует максимальному значению корреляционной функции R(τ), определяют дальность до приемоответчика, размещенного на терпящем бедствие
,
где С - скорость распространения радиоволн,
регистрируют ее, по измеренным значениям азимута α, угла места β и дальности определяют местоположение приемоответчика, запросный широкополосный сигнал с фазовой манипуляцией, пропущенный через блок регулируемой задержки, используют в качестве опорного напряжения для синхронного детектирования переизлученного широкополосного сигнала с фазовой манипуляцией, задержанного на время τ_з/2 и принятого четвертым пеленгационным каналом, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное идентификационному номеру приемоответчика, и регистрируют его.