УСТРОЙСТВО СИНХРОНИЗАЦИИ НЕСУЩЕЙ И ОПОРНОЙ ЧАСТОТ В КАНАЛЕ СВЯЗИ СО ЗНАЧИТЕЛЬНЫМИ ЧАСТОТНЫМИ НЕСТАБИЛЬНОСТЯМИ И ОГРАНИЧЕНИЯМИ НА ЭНЕРГЕТИКУ Российский патент 2012 года по МПК H04L7/02 

Изобретение относится к области радиосвязи и может найти применение в системах беспроводного доступа, фиксированной, сухопутной подвижной и спутниковой связи.

Известны системы сотовой и спутниковой связи, использующие псевдослучайные сигналы, а именно: система сотовой подвижной связи стандарта IS-95 на основе технологии многостанционного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) (в иностранной терминологии - CDMA); система спутниковой связи «Глобалстар» (США), SAT-CDMA (Ю. Корея), SW-CDMA (Европейское космическое агентство - ESA) [1], а также перспективные системы с МДКР, такие как CDMA-450, CDMA-2000 и WCDMA. Эффективное функционирование данных систем во многом зависит от обеспечения синхронной работы их передающих и приемных устройств, которая может быть нарушена вследствие как взаимной нестабильности частот передаваемых и опорных сигналов, так и эффекта Доплера, обусловленного перемещением в пространстве передающих и приемных устройств относительно друг друга со значительными скоростями.

Отмеченная нестабильность частот является серьезной причиной, затрудняющей обнаружение передаваемых сигналов и последующую синхронизацию передающих и приемных устройств.

Поскольку обнаружение сигнала и синхронизация приемника по несущей и тактовой частотам осуществляется по преамбуле и маркеру, которые передаются в начале сеанса связи, то при нестабильности несущей частоты в канале связи, соизмеримой с тактовой частотой формирования преамбулы и маркера F_T, имеет место паразитная модуляция сигнала на длине преамбулы и маркера, что значительно ухудшает характеристики обнаружения сигнала, а также установление цикловой и тактовой синхронизации приемника. Например, при относительной нестабильности частоты δ=10^-7 и величине несущей f_н=14 ГГц значение абсолютной величины нестабильности частоты f_p=±f_н·δ=±1,4 кГц. Тогда при F_T=7 кГц и использовании фазовой или относительной фазовой модуляции каждый пятый принятый символ будет ошибочным (F_T/f_p=7/1,4=5).

Столь высокая частота возникновения ошибок из-за нестабильности частот на этапе синхронизации приемника недопустима. Для устранения частотной расстройки принимаемого и опорного сигналов в известных системах широко используются системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Однако при малых отношениях с/ш в информационном канале и ограничениях на время установления синхронизации при заданной длительности преамбулы использование ФАПЧ может оказаться проблематичным. Например, пусть длительность преамбулы Т_пр=16 мс, время установления синхронизации по несущей частоте Т_сч=2 мс, тактовая частота формирования преамбулы и маркера F_T=7 кГц, требуемое отношение с/ш на входе схемы ФАПЧ≥17 дБ, вероятность ошибки на бит принятой информации равна 10^-3, что соответствует отношению с/ш в информационном канале 3 дБ.

Исходя из динамики работы ФАПЧ ее постоянная времени τ должна обеспечивать завершение переходных процессов в схеме и составлять от времени установления синхронизации по несущей частоте величину ≤0,5Т_сч. Для нашего случая τ=0,5Т_сч=1 мс. Тогда полоса пропускания ФАПЧ должна составлять .

При этих значениях отношение с/ш на выходе ФАПЧ будет в 7 раз выше, чем в информационном канале, т.е. выше на ~8 дБ. Учитывая, что отношение с/ш в информационном канале составляет 3 дБ, отношение с/ш на входе ФАПЧ будет составлять (8+3)=11 дБ. Из приведенных расчетов следует, что отношение с/ш на входе ФАПЧ не достигает требуемого значения на 6 дБ. Следовательно, схема не обеспечивает требуемых характеристик синхронизации по несущей частоте.

Чтобы обеспечить требуемое качество синхронизации (отношение с/ш на входе ФАПЧ должно быть ≥17 дБ) необходимо уменьшить полосу пропускания ФАПЧ в 4 раза, т.е. она будет составлять 0,250 кГц. Это приведет к изменению постоянной времени ФАПЧ τ с 1 мс до 4 мс, а время установления синхронизации Т_сч составит 8 мс, т.е. время установления синхронизации составит половину длительности преамбулы, т.е. времени для решения задач обнаружения сигнала и тактовой синхронизации будет недостаточно.

Целью настоящего изобретения является разработка устройства, позволяющего обеспечить синхронизацию передатчика и приемника по несущей частоте в многоканальных системах связи с кодовременным разделением каналов, работающих в условиях больших частотных расстроек принимаемых сигналов относительно опорной частоты и жестких энергетических ограничений.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является устройство [2, с.194, рис.6.6], включающее два квадратурных канала, первый из которых состоит из последовательно соединенных первого перемножителя, первого усилителя, первого согласованного фильтра и первого квадратичного детектора, а второй квадратурный канал - из последовательно соединенных второго перемножителя, второго усилителя, второго согласованного фильтра и второго квадратичного детектора, а также сумматор, выход которого является выходом обнаружителя, фазовращатель на π/2 и гетеродин, при этом первые входы первого и второго перемножителей объединены и являются входом обнаружителя, выход гетеродина соединен со вторым входом второго перемножителя и через фазовращатель на π/2 - со вторым входом первого перемножителя, выход первого квадратичного детектора соединен с первым входом сумматора, а выход второго квадратичного детектора - со вторым входом сумматора.

Указанная цель достигается тем, что в известное устройство, включающее два квадратурных канала, первый из которых состоит из последовательно соединенных первого перемножителя, первого усилителя, первого согласованного фильтра и первого квадратичного детектора, а второй квадратурный канал - из последовательно соединенных второго перемножителя, второго усилителя, второго согласованного фильтра и второго квадратичного детектора, а также сумматор, выход которого является выходом обнаружителя, фазовращатель на π/2 и гетеродин, при этом первые входы первого и второго перемножителей объединены и являются входом обнаружителя, выход гетеродина соединен со вторым входом второго перемножителя и через фазовращатель на π/2 - со вторым входом первого перемножителя, выход первого квадратичного детектора соединен с первым входом сумматора, а выход второго квадратичного детектора - со вторым входом сумматора, внесены следующие изменения:

исключены сумматор и гетеродин, в первом квадратурном канале исключены первый усилитель, первый согласованный фильтр и первый квадратичный детектор, а во втором квадратурном канале - второй усилитель, второй согласованный фильтр и второй квадратичный детектор, а также введены новые элементы и соответствующие связи между ними, а именно, в первый квадратурный канал дополнительно введены:

последовательно соединенные первый полосовой фильтр, вход которого соединен с выходом первого перемножителя, первый аналого-цифровой преобразователь, первый цифровой согласованный фильтр, N выходов которого, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами первого блока квадраторов, где N - длина псевдослучайной последовательности, а N выходов первого блока квадраторов, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами первого детектора максимального сигнала, выход которого соединен со входом инвертора и с первым входом накопителя,

а во второй квадратурный канал введены: последовательно соединенные второй полосовой фильтр, вход которого соединен с выходом второго перемножителя, второй аналого-цифровой преобразователь, второй цифровой согласованный фильтр, N выходов которого, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами второго блока квадраторов, а N выходов второго блока квадраторов, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами второго детектора максимального сигнала, выход которого соединен с первым входом сумматора и с вторым входом накопителя,

выход инвертора соединен со вторым входом сумматора, а выход накопителя соединен с первым входом порогового устройства, на второй вход которого подается напряжение порога U_пор,

выход сумматора соединен с входом устройства цифровой обработки, первый выход которого соединен с первым входом управляемого генератора и входом генератора опорного сигнала, а его второй выход - с первым входом фазового детектора, второй вход фазового детектора соединен с выходом генератора опорного сигнала, выход фазового детектора через фильтр нижних частот соединен с вторым входом управляемого генератора, выход управляемого генератора соединен со вторым входом второго перемножителя и с входом фазовращателя на π/2, выход порогового устройства является выходом устройства.

Отличительными признаками предлагаемого устройства являются введенные в его схему новые элементы, а именно: первый и второй полосовые фильтры, первый и второй аналого-цифровые преобразователи, первый и второй цифровые согласованные фильтры, первый и второй блоки квадраторов, первый и второй детекторы максимального сигнала, инвертор, сумматор, накопитель, фазовый детектор, фильтр нижних частот, пороговое устройство, управляемый генератор, устройство цифровой обработки, генератор опорного сигнала, а также соответствующие связи между ними, благодаря чему удается обеспечить обнаружение сигнала при значительных расстройках по несущей частоте, что соответствует критерию «новизна».

Поскольку совокупность введенных элементов и их связи до даты подачи заявки в патентной и научной литературе не обнаружены, то предлагаемое техническое решение соответствует «изобретательскому уровню».

Структурная схема устройства представлена на фиг.1. Цифрами на фиг.1 обозначены:

1, 17 - полосовой фильтр (ПФ);

2, 18 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

3, 19 - цифровой согласованный фильтр (ЦСФ);

4, 20 - блок квадраторов (БК);

5, 21 - детектор максимального сигнала (ДМС);

6, 11 - перемножитель (П);

7 - фазовращатель (ФВ);

8 - фильтр нижних частот (ФНЧ);

9 - фазовый детектор (ФД);

10 - инвертор (И);

12 - управляемый генератор (УГ);

13 - устройство цифровой обработки (УЦО);

14 - сумматор (С);

15 - накопитель (Н);

16 - пороговое устройство (ПУ);

22 - генератор опорного сигнала (ГОС).

Работу устройства рассмотрим по структурной схеме, которая представлена на фиг.1, при следующих условиях:

1. Входной сигнал имеет следующую структуру: преамбулу, за которой следует маркер, затем следует служебная и управляющая информация и, наконец, последовательность канальных интервалов для размещения информации пользователей сети связи.

2. Синхронизация принятой несущей ω_н и опорной ω_о частот на приемной стороне осуществляется по информации, содержащейся в сигнале преамбулы. Преамбула представляет собой интервал определенной длительности Т_пр, заполненный несущей частотой ω_н, которая промодулирована меандром (меандр - последовательность разнополярных импульсов, частота следования которых задает тактовую частоту F_т последующих информационных и служебных сообщений).

3. Для обеспечения синхронизации в сети связи, для кодового разделения каналов (сигналов), а также для повышения помехозащищенности входной сигнал дополнительно кодируется периодической псевдослучайной последовательностью (ПСП) (применительно к преамбуле происходит сложение по модулю два псевдослучайной последовательности с последовательностью разнополярных импульсов преамбулы). Чтобы гарантировать неискаженную свертку ПСП в цифровом согласованном фильтре, длина ПСП N выбирается равной или меньшей длительности тактового импульса преамбулы.

4. Величина порогового сигнала в ПУ (16) выбирается исходя из требований к вероятностям пропуска сигнала и ложной тревоги.

Пусть на вход устройства (первые входы первого (6) и второго (11) П) поступает сигнал преамбулы вида

где A_m - амплитуда сигнала;

ω_н - угловая несущая частота;

ψ=(ψ_о+απ) - фаза сигнала;

ψ_о - начальная фаза сигнала;

απ - приращение фазы, определяемое элементами ПСП;

α - коэффициент, принимающий значения 0 или 1, в зависимости от элементов ПСП;

n(t) - нормальный гауссов шум с дисперсией σ² и нулевым математическим ожиданием, т.е. ,

а на вторые входы П (6) и (11) поступает сигнал от УГ (12), причем на второй вход П (11) сигнал от УГ (12) поступает непосредственно и имеет вид cos(ω_ot), а на второй вход П (6) - через ФВ (7) и имеет вид sin(ω_ot).

В перемножителях (6) и (11) происходит перемножение сигналов и на их выходах появляются две квадратурные составляющие, а именно: на выходе П (11) составляющая вида

а на выходе П (6) составляющая вида

Составляющие суммарной частоты подавляются ПФ (1) и (17), а составляющие разностной частоты свободно проходят через эти фильтры и поступают на соответствующие входы АЦП (2) и (18). Сигнал на входе АЦП (18) имеет вид

а на входе АЦП (2)

где Δω - величина расстройки принятой несущей и опорной частот.

В АЦП (2) и (18) сигнал разностной частоты преобразуется в цифровую форму, т.е. аналоговая входная величина преобразуется в соответствующее число. На выходе АЦП (18) сигнал имеет вид

а на выходе АЦП (2) -

где i - порядковый номер выборки на интервале ПСП. Причем i принимает значения от 1 до L, a L≥2N, где N - число элементов ПСП;

n(t_i) - шумовая составляющая с параметрами:

Сигналы с выходов АЦП (2) и (18) в цифровой форме поступают на входы ЦСФ (3) и (19) соответственно. В ЦСФ (3) и (19) происходит сжатие сигнала и на каждом n-м их выходе (n принимает значения от 1 до N) формируются отсчеты взаимокорреляционной функции (ВКФ) ПСП с периодом N, причем на одном из n выходов ЦСФ (2) и (18) присутствует отсчет максимального уровня, соответствующий максимальному значению ВКФ, а на остальных выходах присутствуют отсчеты боковых выбросов ВКФ в смеси с шумом, который, как правило, превышает значение боковых выбросов ВКФ [3]. Учитывая выражения (1) и (2) отсчет максимального уровня на выходе ЦСФ (19) для j-й ПСП имеет вид

а на выходе ЦСФ (3)

где - порядковый номер ПСП из общего числа ПСП М, отведенных для установления синхронизации по несущей частоте.

Отсчеты с каждого из n выходов ЦСФ (3) и (19) один раз за период ПСП поступают на соответствующие n-е входы блоков квадраторов (4) и (20).

В БК (4) и (20) поступившие сигналы возводятся в квадрат и на одном из N выходов каждого БК появляется отсчет мощности максимального уровня, соответствующий максимальному значению ВКФ на одном периоде ПСП, а на остальных (N-1) выходах - отсчеты мощности, соответствующие отсчетам боковых выбросов ВКФ совместно с шумом.

С учетом выражения (3) максимальное значение отсчета мощности на одном из выходов БК (20) будет иметь вид

Учитывая, что , a (Δωt_j+ψ_j)=(2πFt_j+ψ_j)=Ф_j, где F - величина рассогласования по частоте принятой несущей и опорной частот, выражение (5) будет иметь вид

А максимальное значение отсчета мощности на одном из выходов БК (4) с учетом выражения (4) и, учитывая, что , a (Δωt_j+ψ_j)=(2πFt_j+ψ_j)=Ф_j, будет иметь вид

Отсчеты мощности с каждого из n выходов БК (4) и (20) поступают на соответствующие n-е входы ДМС (5) и (21). В ДМС (5) и (21) из N поступивших отсчетов мощности выбирается максимальный отсчет. Выбранный максимальный отсчет с выхода ДМС (5) поступает на первый вход накопителя (15) и на вход инвертора (10). Инвертор (10) изменяет знак поступившего сигнала и направляет его на второй вход сумматора (14). Выбранный максимальный отсчет с выхода ДМС (21) поступает на второй вход накопителя (15) и на первый вход сумматора (14). В сумматоре (14) происходит формирование отсчетов разностей сигналов квадратурных каналов

Тогда математическое ожидание с учетом оговоренных выше характеристик шумовой составляющей n(t) будет иметь вид

Отсчеты разностей поступают на вход устройства цифровой обработки (13). УЦО (13) выполняет функцию спектроанализатора на основе алгоритма быстрого преобразования Фурье (т.е. реализует гребенку узкополосных фильтров с полосой пропускания каждого фильтра Δf_фг, величина которой определяется требованиями к разрешающей способности и точности спектрального анализа) [4]. На первом выходе УЦО (13) появляется сигнал, характеризующий величину рассогласования принимаемого и опорного сигналов по частоте. Величина рассогласования по частоте F определяется значением второй гармоники рассогласования принимаемого и опорного сигналов, которое определяется в УЦО (13).

Информация о величине рассогласования с первого выхода УЦО (13) подается на первый вход управляемого генератора (12) и на вход генератора опорного сигнала (22). Сигнал, поступивший на первый вход УГ (12), подстраивает его частоту в соответствии с принятой несущей («грубая» настройка). «Грубая настройка» приводит к уменьшению частотной расстройки принимаемого и опорного сигналов до величины Δf_фг/2.

Сигнал, поступивший на вход ГОС (22), устанавливает значение его опорной частоты f_оп, соответствующее величине частотной расстройки F, которая подается на первый вход ФД (9). На второй вход ФД (9) со второго выхода УЦО (13) подается рассчитанная частота рассогласования принятого и опорного сигналов F. В ФД происходит сравнение f_оп и F, а результат сравнения через ФНЧ (8) подается на второй вход УГ (12) и устраняет оставшуюся часть частотной расстройки («точная» настройка).

Поскольку приемник сигнала некогерентный, то смещением сигналов по начальной фазе ψ можно пренебречь.

Необходимое математическое обоснование алгоритма работы УЦО и расчета оценки расхождения частот принятого и опорного сигналов F представлено ниже.

В накопителе (15) происходит суммирование отсчетов мощности максимального уровня квадратурных каналов и их накопление.

Математическое ожидание с учетом оговоренных выше характеристик шумовой составляющей n(t) будет иметь вид

Результат накопления непрерывно подается на первый вход порогового устройства (16). На второй вход ПУ (16) подается пороговый сигнал U_пор. При достижении

на выходе ПУ (16) формируется сигнал U_вых, который сигнализирует о том, что частотная расстройка принятого и опорного сигналов устранена.

Оценку параметра, характеризующего величину рассогласования по частоте принятой несущей и опорного сигнала, проведем по методу наименьших квадратов [5]. Для нашего случая этот метод принимает вид

где ; - математические ожидания максимальных значений отсчетов мощности на выходах блоков квадраторов (20) и (4) соответственно.

Математические ожидания ; с учетом выражений (6) и (7) и оговоренных выше характеристик шумовой составляющей n(t) будут иметь вид

С учетом (13) выражения (12) примут вид

Для нахождения минимума выражения (14) приравняем к нулю частные производные по параметру cos2Ф_j

Из (15) следует, что

После несложных алгебраических преобразований выражение (16) примет вид

Из сравнения выражений (9) и (17) следует, что выбранный нами алгоритм обработки разности максимальных откликов квадратурных каналов в УЦО (13) позволяет не только рассчитать значение параметра, характеризующего величину рассогласования принятой несущей и опорной частот, но и обеспечивает получение оптимальной оценки данного параметра.

Оценку функциональных возможностей заявленного устройства проведем при следующих условиях: ширина спектра входного широкополосного сигнала (ШПС) ΔF_шпс=16,384 МГц; длина ПСП N=2048 элементов; длительность преамбулы Т_пр=16 мс; время установления синхронизации по несущей частоте Т_сч=2 мс; относительная нестабильность частоты δ=10^-7; несущая частота f_н=14 ГГц, отношение с/ш на входе ФАПЧ (ФД (9))≥17 дБ, а в информационном канале - 3 дБ.

При данных условиях максимальное значение абсолютной нестабильности принятой несущей частоты и частоты управляемого генератора (12) составит f_p=f_н*δ=1,4 кГц.

Поскольку величина рассогласования принятой несущей частоты и частоты управляемого генератора (12) определяется значением выделенной УЦО (13) второй гармоники частот рассогласования (см. выражение 9), то максимальный интервал нестабильности (общая расстройка частот) ΔF_р=2f_p и составит 2,8 кГц.

Полоса пропускания ФАПЧ определяется временем установления синхронизации по несущей частоте Т_сч и составит . В свою очередь, полоса пропускания ФАПЧ ΔF_ФАП ограничивает полосу пропускания узкополосных фильтров гребенки, т.е. Δf_фг≤ΔF_ФАП, кроме того, для обеспечения требуемого отношения с/ш на входе ФАПЧ, как было рассчитано ранее, величина Δf_фг не может быть >250 Гц. Пусть Δf_фг=250 Гц, тогда число узкополосных фильтров m в составе гребенки УЦО (13), перекрывающих весь диапазон расстройки ΔF_p, должно быть

m=ΔF_p/Δf_фг=2,8/0,25≅11.

Известно [6], что при реализации функции спектроанализа на основе алгоритма быстрого преобразования Фурье необходимое число фильтров m определяется выражением 2ⁿ, где n принимает значения 1, 2, 3, …. Для нашего случая n=4, m=16.

Известно также [6], что для достаточно точного восстановления сигнала с ограниченным спектром по его выборкам необходимо, чтобы частота следования выборок (частота дискретизации) f_д>2f_м, где f_м - наивысшая частота восстанавливаемого сигнала.

Значение частоты следования отсчетов f_д для нашего случая определим из следующих рассуждений: на интервале длительности преамбулы Т_пр=16 мс уложатся 128 периодов ПСП длительностью N=2048 элементов

(ΔF_шпс·Т_пр)/N=(16348000·0,016)/2048=128,

а на интервале времени установления синхронизации Т_сч=2 мс - 16 периодов ПСП, т.е. 16 откликов согласованных фильтров (16 отсчетов). Следовательно, f_д=16/Т_сч=16/2·10^-3=8000 Гц.

Наивысшая частота восстанавливаемого сигнала f_м есть не что иное, как значение частоты второй гармоники при максимальном рассогласовании принятой несущей частоты и частоты управляемого генератора (12), т.е. f_м=2F=2800 Гц, а 2f_м=5600 Гц. Следовательно, f_д превышает 2f_м.

Из изложенного выше следует, что предложенное техническое решение имеет преимущества перед прототипом, поскольку позволяет устранить рассогласование частот при ограничениях на время установления синхронизации Т_сч и при заданной длительности преамбулы.

Источники информации

1. Новые стандарты широкополосной радиосвязи на базе технологии W-CDMA, М.: Международный центр научно-технической информации, 1999. (стр.38-58).

2. Алексеев А.И., Шереметьев А.Г., Тузов Г.И., Глазов Б.И. Теория и применение псевдослучайных сигналов. - М.: Изд-во «Наука», 1969. - 367 с.

3. Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 375 с.

4. Цифровые фильтры и устройства обработки сигналов на интегральных микросхемах: Справочное пособие / Ф.Б.Высоцкий, В.И.Алексеев, В.Н.Пачин и др.; Под ред. Б.Ф.Высоцкого. - М.: Радио и связь, 1984. - 216 с.

5. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1982. - 624 с.

6. Введение в цифровую фильтрацию. Под ред. Р.Боргера и А.Констандинидиса. Пер. с англ. под ред. Л.И.Филиппова. - М.: «Мир», 1976. - 216 с.

Изобретение относится к области радиосвязи и может найти применение в системах, использующих широкополосные псевдослучайные сигналы (ПСП). Технический результат заключается в обеспечение надежной синхронизации передатчика и приемника по несущей частоте в каналах связи со значительными частотными нестабильностями и ограничениями на энергетику. Устройство содержит два квадратурных канала, накопитель, фазовращатель на π/2, фильтр нижних частот, фазовый детектор, инвертор, управляемый генератор, средство, которое формирует на первом выходе сигнал, характеризующий величину рассогласования принимаемого и опорного сигналов по частоте, а на втором выходе - рассчитанную частоту рассогласования принятого и опорного сигналов F, сумматор, генератор опорного сигнала и пороговое устройство. Каждый квадратурный канал включает перемножитель, полосовой фильтр, аналого-цифровой преобразователь, цифровой согласованный фильтр, блок квадраторов и детектор максимального сигнала. 1 ил.

Устройство синхронизации несущей и опорной частот в канале связи со значительными частотными нестабильностями и ограничениями на энергетику, в состав которого входят два квадратурных канала и фазовращатель на π/2, причем первый квадратурный канал состоит из первого перемножителя, а второй квадратурный канал - из второго перемножителя, первые входы первого и второго перемножителей объединены и являются входом устройства синхронизации, выход фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом первого перемножителя, отличающееся тем, что в первый квадратурный канал дополнительно введены последовательно соединенные первый полосовой фильтр, вход которого соединен с выходом первого перемножителя, первый аналого-цифровой преобразователь, первый цифровой согласованный фильтр, N выходов которого, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами первого блока квадраторов, где N - длина псевдослучайной последовательности, а N выходов первого блока квадраторов, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами первого детектора максимального сигнала, выход которого соединен с входом инвертора и с первым входом накопителя, а во второй квадратурный канал введены последовательно соединенные второй полосовой фильтр, вход которого соединен с выходом второго перемножителя, второй аналого-цифровой преобразователь, второй цифровой согласованный фильтр, N выходов которого, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами второго блока квадраторов, а N выходов второго блока квадраторов, каждый в отдельности, соединены с соответствующими N входами второго детектора максимального сигнала, выход которого соединен с первым входом сумматора и с вторым входом накопителя, выход инвертора соединен со вторым входом сумматора, а выход накопителя соединен с первым входом порогового устройства, на второй вход которого подается напряжение порога U_пор, выход сумматора соединен с входом средства, которое формирует на первом выходе сигнал, характеризующий величину рассогласования принимаемого и опорного сигналов по частоте, а на втором выходе - рассчитанную частоту рассогласования принятого и опорного сигналов F, причем его первый выход соединен первым входом управляемого генератора и входом генератора опорного сигнала, а его второй выход - с первым входом фазового детектора, второй вход фазового детектора соединен с выходом генератора опорного сигнала, выход фазового детектора через фильтр нижних частот соединен со вторым входом управляемого генератора, выход управляемого генератора соединен со вторым входом второго перемножителя и с входом фазовращателя на π/2, выход порогового устройства является выходом устройства синхронизации.